一种用于双频精确导航天线的新型馈电网络的制作方法

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一种用于双频精确导航天线的新型馈电网络的制造方法与工艺

本发明涉及射频技术领域,特别是涉及一种用于双频精确导航天线的新型馈电网络。



背景技术:

随着全球卫星导航系统的迅速发展,对多系统导航能力的需求也随之增加,为能满足兼容四大导航系统终端设备应用需求,天线应具备较宽的增益带宽和波束带宽,并且系统满足兼容性更强和结构更加紧凑等要求。

现有技术中,天线设计分为单馈法和多馈法,多馈法相对于单馈法来说,微带天线带宽较宽,但其馈电网络也相对复杂,如果馈电点越多,则导致馈电网络所占用的空间就越大,不利于小型化的设计,也使其与低噪放大电路的连接变得困难。若能将多个馈电点合路为一个射频输入端口,则有利于多馈电点天线与低噪放大电路的一体化设计,使其形成结构简洁牢固的有源天线。

由此可见,如何解决多片天线中馈电点较多时馈电网络的设计问题是本领域技术人员亟待解决的问题。



技术实现要素:

本发明的目的是提供一种用于双频精确导航天线的新型馈电网络,用于平衡馈电点较多时所带来的馈电网络所占空间大的问题。

为解决上述技术问题,本发明提供一种用于双频精确导航天线的新型馈电网络,包括一个天线射频输入端口、8个馈电探针、第一90°混合器、第二90°混合器和第三90°混合器;

馈电探针包括4个顶层同轴探针和4个底层同轴探针,4个顶层同轴探针的相位分布和4个底层同轴探针的相位分布均为-270°,-180°,-90°和0°,并沿导航天线的几何中心顺时针对称分布,同一相位的顶层同轴探针和底层同轴探针通过第一微带线连接以共用馈电网络的同一馈电端口;

第一90°混合器的输入端与导航天线的输入端口通过50欧姆微带线相连,第二90°混合器的输入端与第一90°混合器的第一输出端相连,第三90°混合器的输入端与第一90°混合器的第二输出端相连;

其中,第二90°混合器的第一输出端、第二90°混合器的第二输出端、第三90°混合器的第一输出端和第三90°混合器的第二输出端作为馈电网络的4个馈电端口,并通过4个底层同轴探针连接导航天线。

优选地,底层同轴探针的馈电点距几何中心点均为11.3mm,顶层同轴探针的馈电点距几何中心点均为5.5mm。

优选地,4个所述顶层同轴探针的过孔的孔壁上都有铜涂层。

本发明所提供的用于双频精确导航天线的新型馈电网络,同一相位的顶层同轴探针和底层同轴探针与馈电网络的同一馈电端口连接,并只通过3个90°混合器就将8个馈电探针合路为1个射频输入端口,因此,能够避免多个馈电端口的引入所导致的馈电网络的结构复杂性问题。同时,由于两个馈电点的相互连接,使得两片天线可设更多的馈电点,也使这两个贴片的谐振形成互耦,这些都有利于增大两个频段的辐射带宽。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例,下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍,显而易见地,下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例,对于本领域普通技术人员来讲,在不付出创造性劳动的前提下,还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种双频精确导航天线的俯视图;

图2为本发明实施例提供的图1对应的侧视图;

图3为本发明实施例提供的一种馈电网络的结构图;

图4为本发明实施例提供的一种馈电网络的实物图;

图5(a)为本发明实施例提供的一种馈电网络的回波损耗仿真图;

图5(b)为本发明实施例提供的一种馈电网络中端口2和端口1的相位差仿真图;

图5(c)为本发明实施例提供的一种馈电网络中端口4和端口3的相位差仿真图;

图5(d)为本发明实施例提供的一种馈电网络中端口3和端口1的相位差仿真图;

图6为本发明实施例提供的一种天线的回波损耗图;

图7为本发明实施例提供的一种天线在1.191GHz-1.252GHz频段范围内xz和xy截面上的增益方向图;

图8为本发明实施例提供的一种天线在最大增益方向时1.22GHz处的轴比;

图9为本发明实施例提供的一种天线在1.482GHz-1.617GHz频段范围内xz和xy截面上的增益方向图;

图10为本发明实施例提供的一种天线在最大增益方向时1.48GHz处的轴比。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例,而不是全部实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下,所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护范围。

本发明的核心是提供一种用于双频精确导航天线的新型馈电网络,用于平衡馈电点较多时所带来的馈电网络所占空间大的问题。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案,下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

针对目前高精度精确导航系统的需求,研制出一款宽波束带宽,高增益,广角低轴比等综合性能优越的双频圆极化天线是当前系统导航终端设备的迫切需求。而圆极化天线的优势在于:随着导航系统的应用范围越来越广以及对高速运行的目标进行跟踪测量的要求,单一的天线极化方式已经不能满足需要,而圆极化天线能够接收任何形式的极化电磁波,并且任意一种极化形式的接收天线都能接收它辐射出的圆极化波。如果将此优势应用在导航设备上,就可以避免导航系统因为翻转或者角度不合适而收不到信息,同时也避免了信息的漏失。为了实现上述目的,本发明提供如下技术方案。

首先对于双频精确导航天线进行说明。图1为本发明实施例提供的一种双频精确导航天线的俯视图。图2为本发明实施例提供的图1对应的侧视图。如图1和图2所示,该天线包括顶层辐射单元、底层辐射单元。顶层辐射单元包括中心对称的顶层辐射贴片10,底层辐射单元包括中心对称的底层辐射贴片20,顶层辐射贴片10和底层辐射贴片20形状相同且中心垂直对齐。顶层同轴探针11关于顶层辐射贴片10中心对称,并依次连接顶层辐射贴片10、底层辐射贴片20和馈电网络30以作为顶层馈电点,底层同轴探针21关于底层辐射贴片20中心对称,并依次连接底层辐射贴片20和馈电网络30以作为底层馈电点。

需要说明的是,图1和图2中,顶层辐射贴片10和底层辐射贴片20均为正八边形,这仅仅是一种具体实施方式,在其他实施例中,还可以是正方形或者正十六边形,或者圆形等,只要是满足中心对称即可。另外,在图中,顶层馈电点和底层馈电点的均为4个,在其他实施例中,还可以为2个或8个等。

在具体实施中,顶层辐射贴片10和底层辐射贴片20均放置在电介质板上,如图2所示,顶层辐射贴片10放置在顶层电介质板12上,底层辐射贴片20放置在底层电介质22上。另外,顶层辐射单元和底层辐射单元之间通过顶层接地面13连接,即顶层电介质板12放置在顶层接地面13上;底层辐射单元和馈电网络30之间通过底层接地面23连接,即底层电介质板22放置在底层接地面23上。底层接地面23通过第三电介质板31与馈电网络30连接。

顶层辐射贴片10和底层辐射贴片20分别通过顶层同轴探针11和底层同轴探针21与馈电网络30连接以进行馈电。各顶层同轴探针11和各底层同轴探针21具有相同的相位分布,因此,每个顶层同轴探针11都有一个与其对应的底层同轴探针21,如图1所示,每个虚线框中就是一对相位相同的顶层同轴探针11和底层同轴探针21。同一相位的顶层馈电点和底层馈电点通过第一微带线连接以共用馈电网络30的同一馈电端口。因此,顶层辐射贴片10和底层辐射贴片21的信号输入共用了同一个馈电线路,将两种工作在不同频段的馈电点连接起来,通过反复调节馈电点相对位置,合理地规避了由于馈电点两两相连所带来的干涉与反馈问题,并且利用了其中耦合产生的新的谐振,实现了双宽频结构的导航天线设计。

上文中对于本发明所提供的新型馈电网络所对应的导航天线的结构进行了详细的说明。图3为本发明实施例提供的一种馈电网络的结构图。图4为本发明实施例提供的一种馈电网络的实物图。如图3所示,新型馈电网络,包括与导航天线连接的8个馈电探针、第一90°混合器HYB1、第二90°混合器HYB2和第三90°混合器HYB3。

馈电探针包括4个顶层同轴探针11和4个底层同轴探针21,4个顶层同轴探针11的相位分布和4个底层同轴探针21的相位分布均为-270°,-180°,-90°和0°,并沿导航天线的几何中心顺时针对称分布,同一相位的顶层同轴探针11和底层同轴探针21通过第一微带线32连接以共用馈电网络的同一馈电端口。

第一90°混合器HYB1的输入端与导航天线的输入端口通过50欧姆微带线相连,第二90°混合器HYB2的输入端与第一90°混合器HYB1的第一输出端相连,第三90°混合器HYB3的输入端与第一90°混合器HYB1的第二输出端相连。

其中,第二90°混合器HYB2的第一输出端、第二90°混合器HYB2的第二输出端、第三90°混合器HYB3的第一输出端和第三90°混合器HYB3的第二输出端作为馈电网络30的4个馈电端口,并通过4个底层同轴探针21连接导航天线。

如图3所示,在具体实施中,第一90°混合器HYB1和第三90°混合器HYB3通过第二微带线TL1连接,且第一90°混合器HYB1、第二90°混合器HYB2和第三90°混合器HYB3均通过电阻接地。输入信号通过第一90°混合器HYB1后,依次进入第二90°混合器HYB2和第二微带线TL1,然后第二90°混合器HYB2输出相位为0°和-90°输出信号,第二微带线TL1与第三90°混合器HYB3后,第三90°混合器HYB3输出相位为-180°和-270°的信号。优选地,电阻为50欧姆。如图3所示,第一功分器HYB1、第二功分器HYB2和第三功分器HYB3均通过50欧姆的电阻R接地。另外,第二微带线TL1为四分之一微带线。在具体实施中,将得到的四路相位各相差90°的等幅信号通过50欧姆微带线与外面四个馈电点(底层L2(1.225GHz)频段馈电单元)连接,而这四个馈电点再通过50欧姆微带线与里面四个馈电点(顶层L1(1.582GHz)频段馈电单元)相连,这就形成了完整的双宽频导航天线的设计。

通过将上述馈电网络结构,使得顶层辐射单元在L1(1.582GHz)频段工作时,底层辐射单元(工作在L2(1.225GHz)频段)只相当于一个负载,不参与工作,但也会对L1频段产生反馈,反之亦然。在L1(1.582GHz)频点附近激发了新的谐振频率,根据其电场分布,不断降低新谐振频率和L1波段之间的频偏,使这两路谐振峰紧密相连,大大增大了L1波段的带宽范围。

本实施例提供的用于双频精确导航天线的新型馈电网络,同一相位的顶层同轴探针和底层同轴探针与馈电网络的同一馈电端口连接,并只通过3个90°混合器就将8个馈电探针合路为1个射频输入端口,因此,能够避免多个馈电端口的引入所导致的馈电网络的结构复杂性问题。同时,由于两个馈电点的相互连接,使得两片天线可设更多的馈电点,也使这两个贴片的谐振形成互耦,这些都有利于增大两个频段的辐射带宽。

作为优选地实施方式,底层同轴探针21的馈电点距几何中心点均为11.3mm,顶层同轴探针11的馈电点距几何中心点均为5.5mm。

如图2所示,同一相位的顶层同轴探针11的馈电点和底层同轴探针21的馈电点距离为S1,顶层同轴探针11与下两个相位的底层同轴探针21的距离为S2。底层同轴探针21距中心点的距离d底层=S2/2+S1=11.3mm,底层同轴探针21的半径为R2=0.5mm。顶层同轴探针11距中心点的距离d顶层=S2/2-S1=5.5mm。其中,S1=2.9mm,S2=16.8mm。实验证明,上述参数可以成功消除二者馈电之间的反馈。

在上述实施例的基础上,4个顶层同轴探针的过孔的孔壁上设置有铜涂层。

如图1所示,过孔的直径R1=1.5mm,在孔壁内覆铜。由于辐射贴片谐振时产生的电场遇到金属时会产生反射,利用这种特性,在下层电介质板对应于顶层同轴探针的位置挖一层金属过孔,孔壁上覆铜,这样一来,顶层辐射贴片10谐振时,产生的电场顺着同轴探针向下传播的过程中,遇到该金属孔壁,便会沿原路反射回去;同样地,底层辐射贴片20谐振时,由于在该贴片上方置一层金属接地面(即顶层接地面13),同样也达到了屏蔽电场的作用。

本实施例中,通过设置过孔,并在过孔的孔壁上覆铜,使得两层辐射贴片的电场相互独立,不产生干扰。同时由于金属对电场的屏蔽作用,防止两层贴片辐射时产生的能量流失,大大提高了辐射增益。

为了让本领域技术人员更加清楚本发明所提供的方案,下文中给出了导航天线的各尺寸信息。作为优选地实施方式,顶层辐射贴片10和底层辐射贴片20均为正八边形。可以理解的是,除了正八边形外,还可以是正方形等。通过仿真数据对比,顶层辐射贴片10和底层辐射贴片20设计成规则的正八边形,得到的回波损耗最小,更能有效地实现阻抗匹配。

如图1所示,底层电介质22为正方形,边长为L1,底层辐射贴片20的边长为L2,顶层电介质板12为正八边形,边长为L3,顶层辐射贴片10的边长为L4。在一种实施例中,L1=90mm,L2=24.1mm,L3=24mm,L4=18.15mm。

如图2所示,底层辐射贴片20的长度为K2,顶层电介质板12的长度为K3,顶层辐射贴片10的长度为K4。顶层电介质板12和顶层辐射贴片10的厚度为h3,底层电介质板22和底层辐射贴片20的厚度为h2,第三电介质板31和馈电网络30的厚度为h1。

在具体实施中,顶层电介质板12、底层电介质板22和第三电介质板31均采用tp2材料的高频介质基板,介电常数为4.4,厚度为4mm。可以理解的是,上述参数并不唯一,可以根据实际情况灵活选取。

顶层辐射贴片10和底层辐射贴片20的各边的中心均包含有矩形槽。如图1所示,顶层辐射贴片10各边的矩形槽的边长分别为d3和d4,底层辐射贴片20各边的矩形槽的边长分别为d0和d2。通过增加矩形槽,可以以弥补实际加工与仿真之间出现的频偏误差(贴片的尺寸会影响谐振频率的大小)。具体的,d0=4mm,d2=2mm,d3=3mm,d4=2mm。

为了说明本发明所提供的用于双频精确导航天线的新型馈电网络的特性,通过仿真进行验证。

图5(a)为本发明实施例提供的一种馈电网络的回波损耗仿真图。图5(b)为本发明实施例提供的一种馈电网络中端口2和端口1的相位差仿真图。图5(c)为本发明实施例提供的一种馈电网络中端口4和端口3的相位差仿真图。图5(d)为本发明实施例提供的一种馈电网络中端口3和端口1的相位差仿真图。其中,横坐标表示频率,S(1,1)指的是该馈电网络的回波损耗,S(1,2),S(1,3),S(1,4),S(1,5)分别指馈电网络的1,2,3,4端口的增益(端口1对应-270°,端口2对应-180°,端口3对应-90°,端口4对应0°)。phase(d1)指端口2较端口1的相位差,phase(d2)指端口4较端口3的相位差,phase(d3)指端口3较端口1的相位差。

如图5(a)-图5(d)所示,在1GHz-1.7GHz频段范围内,射频端口的S11都小于-25dB,足够满足此款天线的馈电要求,两两端口之间的相位差与90°只存在1°的偏差,说明相位参数控制地很合理,能够保障天线的输入端性能。

图6为本发明实施例提供的一种天线的回波损耗图。如图6所示在1.191GHz-1.252GHz(波束带宽61MHz)频段范围内,射频端口的S11小于-10dB,中心频率1.225GHZ,射频端口的S11小于-18dB;在1.482GHz-1.617GHz(波束带宽155MHz)频段范围内,射频端口的S11小于-10dB,中心频率1.582GHz处,射频端口的S11小于-15dB。

图7为本发明实施例提供的一种天线在1.191GHz-1.252GHz频段范围内xz和xy截面上的增益方向图。如图7所示,在以1.225GHZ为中心频率的该频段内,水平方向范围内均能实现360°全方位覆盖。最大增益为4dB,xz和xy截面的增益方向图基本一致,表现出一致地对称性。

图8为本发明实施例提供的一种天线在最大增益方向时1.22GHz处的轴比。如图8所示,在仰角θ≤50°范围内,轴比均小于1dB。说明具有很好的圆极化性能。

图9为本发明实施例提供的一种天线在1.482GHz-1.617GHz频段范围内xz和xy截面上的增益方向图。如图9所示,在以1.582GHz为中心频率的该频段内,水平方向范围内均能实现360°全方位覆盖。最大增益为5dB,xz和xy截面的增益方向图基本一致,表现出一致地对称性。

图10为本发明实施例提供的一种天线在最大增益方向时1.48GHz处的轴比。由图10可知,在仰角θ≤50°范围内,轴比均小于1dB。轴比性能良好。

以上对本发明所提供的用于双频精确导航天线的新型馈电网络进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述,每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处,各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言,由于其与实施例公开的方法相对应,所以描述的比较简单,相关之处参见方法部分说明即可。应当指出,对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明原理的前提下,还可以对本发明进行若干改进和修饰,这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

再多了解一些
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