本发明涉及了一种平面阵列天线，尤其是涉及了一种采用交叉极化抑制方法设计的正交极化平面阵列天线，同时验证可行性。
背景技术：
由于正交极化平面阵列天线允许在同一个带宽内传输不同信息，目前在带宽敏感的卫星通信中具有重要作用，利用正交极化平面阵列天线，天线有效带宽可以加倍。然而在这类天线中无论是圆极化还是线极化天线均对交叉极化的要求很高。进来动中通天线技术快速发展，为了避免卫星通信中产生的潜在干扰，抑制交叉极化的技术十分重要。同时为了在卫星天线上安装流线型天线罩，需要设计平面低剖面天线满足要求，这迫切需要交叉极化抑制的新技术。
目前已经有论文提出了多种多极化天线交叉极化的抑制方法，一种方法是通过调整改变辐射单元的结构以减小阵元交叉极化进而降低阵列结构的交叉极化，例如应用正交模耦合器可较为有效的减小交叉极化；另一种方法则是使天线阵列中相邻的阵元镜像对称并施加相应的馈电相位，该方法有多种变形但均是使相邻单元的端口产生的交叉极化分量互相抑制或抵消，虽然会使得交叉极化性能得到很大改善，但在设计大阵列时由于每个阵元都与相邻单元对称，每一次对称馈电都可能需要反相，因此馈电网络的设计相较于提出的方法较为复杂。例如，对于微带线馈电反相表示微带线的电长度增加，导致微带线空间走线变长甚至需要走折线，因为空间大小有限等因素可能导致阵列设计更为困难。
技术实现要素：
为了解决背景技术中存在的问题，本发明公开了一种正交极化平面阵列天线的交叉极化抑制方法。
本发明采用的技术方案是：
所述天线由提出的一种交叉极化抑制方法设计而成，为水平或竖直方向镜像对称、或者水平和竖直方向同时镜像对称的天线结构。
所述天线主要由基本阵列排布并连接而成，基本阵列是由辐射单元以4×4阵列并连接而成，每个辐射单元具有两个正交馈电端口，各个基本阵列之间以及基本阵列中的各个辐射单元之间均通过馈电网络连接，每个基本阵列中的各个辐射单元及其正交馈电端口均以水平或竖直镜像对称方式排布或者以水平和竖直同时镜像对称方式排布。
所述天线均主要由顶层、底层以及位于顶层和底层之间的地层构成，顶层表面为辐射面，底层表面为背面，辐射面和背面均布有馈电网络。
当以所述水平镜像对称方式排布时，辐射面采用等幅同相馈电网络，背面采用等幅反相馈电网络；当以所述竖直镜像对称方式排布时，辐射面采用等幅反相馈电网络，背面采用等幅同相馈电网络；当以所述水平和竖直同时镜像对称方式排布时，辐射面和背面均采用等幅反相馈电网络。
所述的等幅同相馈电网络具体布置结构为类如威尔金森功分器的多级微带功分网络，功分网络的级数为天线辐射单元总数的二分之一。
所述的等幅反相馈电网络具体布置结构与等幅同相馈电网络区别在于第一级功分两输出端微带线电长度差值为180°。
所述的辐射面和背面的馈电网络分别对应所述天线的两个正交极化。
所述的地层材料为纯铜，顶层、底层均为材料为fr4的基板。
本发明为一种采用交叉极化抑制方法设计的正交极化平面阵列天线。
本发明中，馈电网络既可集成设计在正交极化平面阵列天线上，也可由独立的馈电装置对天线辐射单元分别馈电。对于镜像对称的基本阵列，其附属的馈电网络随之镜像对称；对于相互镜像对称的基本阵列，其附属馈电网络的输入端口需用等幅反相输出的馈电网络进行馈电。
本发明将整种天线口径面视为由偶数或奇数个完全相同、且通过同相馈电网络馈电的基本阵列组成，使相邻的基本阵列互为镜像对称。
将天线基本阵列进行镜像对称处理形成水平或竖直方向镜像对称、或者水平和竖直方向同时镜像对称的天线结构，使得天线能够工作于正交极化模式。
本发明首先将基本阵列通过镜像对称方法经由一次对称或两次对称的方式得到交叉极化被抑制后的正交极化平面阵列天线。其次为基本阵列设计相应的等幅同相和等幅反相馈电网络，使其满足镜像对称的基本阵列各位置对应的馈电端口之间馈电等幅反相。并且由具体仿真或测量的交叉极化电平和主极化电平作差得到具体的交叉极化隔离度。
本发明能够解决现存交叉极化抑制方法存在的问题，所具有的有益效果是：
1、不需要设计较为复杂的辐射单元结构以满足交叉极化指标，对单元的交叉极化容忍度大大提升。
2、相较于相邻辐射单元对称的方法，在紧耦合阵列天线中近场耦合效应影响稍小。
3、基本阵列层面的调整使得馈电网络只需在第一次功率分配的时候考虑反相的结构设计，相较于相邻辐射单元对称的方法，在保证交叉极化隔离度指标的前提下大大降低了天线阵的复杂度。
4、适用的天线极化形式更广，基本阵列的形状不局限于方形或矩形。
附图说明
附图1是正交极化平面阵列天线交叉极化抑制方法实施过程的原理图。图中：(a)、(b)、(c)分别表示三个正交极化平面阵列天线，每个子图中的外方框表示基本阵列，1、2、3、4、5、6、7、8均表示平面阵列天线的辐射单元，图中实心三角形表示0°同相馈电端口，实心方块表示180°π相馈电端口。
附图2为图1对应的(a)、(b)、(c)三种天线的水平极化交叉极化隔离度理论计算结果图。
附图3为一种采用交叉极化抑制方法设计的正交极化平面阵列天线的所有可能结构的演化图。
附图4是实施例1、2中天线的基本阵列。(a)、(b)、(c)分别为实施例1中正交偶极子天线、实施例2中4×4基本阵列辐射面结构和背面结构。图中：9、模拟垂直极化的偶极子天线，10、模拟水平极化的偶极子天线，11、馈电端口，12、辐射单元。
附图5是实施例2中多个基本阵列连接示意图。图中：13、等幅同相馈电网络将辐射单元进行连接的连接方式，14、等幅反相馈电网络将辐射单元进行连接的连接方式。图中左侧是天线辐射面馈电网络连接方式，右侧是天线背面馈电网络连接方式。
附图6是实施例2中应用的两组8×4和8×8正交极化平面阵列天线。
图6(a)是8×4微带同相排布阵列图，上侧部分表示天线辐射面结构，下侧部分表示天线背面结构。
图6(b)是8×4微带π相排布阵列图，上侧部分表示天线辐射面结构，下侧部分表示天线背面结构。
图6(c)是8×8微带同相排布阵列图，上侧部分表示天线辐射面结构，下侧部分表示天线背面结构。
图6(d)是8×8微带π相排布阵列图，上侧部分表示天线辐射面结构，下侧部分表示天线背面结构。
附图7是相邻辐射单元镜像对称交叉极化抑制方法和本发明中提出抑制方法的对比示意图。图中：15、相邻辐射单元对称的平面阵列天线馈电端口，16、基本阵列对称的平面阵列天线馈电端口。
附图8表示本发明中交叉极化抑制方法的具体应用结构图。
图中左上角的子图表示圆极化平面阵列天线，右上角的子图表示非规则十字结构正交极化平面阵列天线，下方子图表示非规则十字结构正交极化平面阵列天线的基本阵列。
图中：17、圆极化平面阵列天线，18表示0°馈电端口(为方便说明)，19表示180°馈电端口，20表示90°馈电端口，21分别表示270°馈电端口，22、非规则十字结构正交极化平面阵列天线，23、非规则十字结构正交极化平面阵列天线的基本阵列。
附图9是根据实施例1计算得到的θ＝0°时辐射单元交叉极化与正交极化平面阵列天线交叉极化隔离度之间的关系。
附图10是图7中8×8圆极化平面阵列天线轴比改善效果图。
附图11是图7中非规则十字结构正交极化平面阵列天线在
附图12是实施例2中天线的全波仿真结果图。
附图13是实施例2中天线的暗室测量结果图。
附图14是实施例2中天线因不对称性引起的误差分析图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步说明。
本发明具体实施采用了三种天线，如图1所示的(a)、(b)、(c)的三个子图，每个子图中的外方框为天线中的一个基本阵列。
第一种天线：主要由基本阵列排布并连接而成，每个基本阵列如图1(a)所示，基本阵列是由16个辐射单元以4×4的形式连接而成，每个辐射单元具有两个正交馈电端口，各个基本阵列之间以及基本阵列中的各个辐射单元之间均通过馈电网络连接，各基本阵列中的辐射单元及其正交馈电端口均同相排布，即基本阵列中的辐射单元的两个正交馈电端口布置与辐射单元的位置排布相同，各个辐射单元平移复制形成阵列排布。
第二种天线：主要由基本阵列排布并连接而成，每个基本阵列如图1(b)所示，基本阵列是由16个辐射单元以4×4的形式连接而成，每个辐射单元具有两个正交馈电端口，各个基本阵列之间以及基本阵列中的各个辐射单元之间均通过馈电网络连接，每个基本阵列中的各个辐射单元及其正交馈电端口均以水平镜像对称方式排布，即基本阵列中的16个辐射单元的所有正交馈电端口布置与辐射单元的位置排布相同，均以水平镜像对称方式排布，基本阵列的各个辐射单元以竖直中心线作为对称轴进行水平镜像对称形成阵列排布。
第三种天线：主要由基本阵列排布并连接而成，每个基本阵列如图1(c)所示，基本阵列是由16个辐射单元以4×4的形式连接而成，每个辐射单元具有两个正交馈电端口，各个基本阵列之间以及基本阵列中的各个辐射单元之间均通过馈电网络连接，每个基本阵列中的各个辐射单元及其正交馈电端口均以水平和竖直同时镜像对称方式排布，即基本阵列中的16个辐射单元的所有正交馈电端口布置与辐射单元的位置排布相同，均以水平和竖直镜像对称方式排布，基本阵列的各个辐射单元以竖直中心线作为对称轴进行水平镜像对称、再以水平中心线作为对称轴进行竖直镜像对称形成阵列排布。
图3详细列举了各种馈电结构的正交极化平面阵列天线采用本发明提出的交叉极化抑制方法后可能出现的排布情况。例如，对于图3的左上角子图，天线结构既可以通过对右半部分和下半部分两组基本阵列进行镜像对称排布的方式抑制天线的交叉极化场，也可以通过对左半部分和下半部分两组基本阵列进行镜像对称排布的方式实现。
本发明的实施例如下：
本发明实施例中提到的所有天线工作频率均为5.8ghz。
为了定量的说明远场范围内交叉极化的抑制情况，实施例1用以下三个公式分别表示三种天线水平端口的交叉极化隔离度：
其中，
实施例1：
本实施例中如图4所示，辐射单元由一组正交偶极子天线组成，其中一个偶极子天线10模拟水平极化，另一个偶极子天线9模拟垂直极化，组成正交偶极子天线辐射单元，如图4(a)。
假设垂直极化在水平方向上产生的交叉极化场
经过第一步镜像对称得到的第二种天线，
当第二种天线是由第一种天线位于下半部分的基本阵列在竖直方向重新排布得到时，
从原理分析得出，基本阵列镜像对称使得动中通天线等正交极化平面阵列天线的交叉极化指标在最大辐射方向θ＝0°处实现很大的改善。
图1所示为三种方式排布的天线，图1(a)表示同相排布阵列，图1(b)、图1(c)均表示π相排布阵列。ec和ep分别表示交叉极化场和主极化场。
图1(a)到图1(b)为第一步，第一步将辐射单元1、2馈电端口重新排布后使得其与辐射单元3、4的馈电端口镜像对称，形成如图1(b)。
图1(b)到图1(c)为第一步，第二步将辐射单元6、8馈电端口重新排布后使得其与辐射单元5、7的馈电端口镜像对称，形成如图1(c)。
通过每一步的镜像对称，交叉极化逐步在多个
实施例2：
实施例2采用两组8×4和8×8双线极化微带阵列天线证明上述方法。每组天线由一个微带同相排布阵列和一个微带π相排布阵列组成。
图4所示，基本阵列的辐射面结构如图4(b)，辐射面由各个辐射单元12通过电极铺设布置连接，并连接到基本阵列的输出馈电端口11。背面结构如图4(c)，背面由多个威尔金森微带功分器级联并与辐射单元连接而成。
辐射面和其背面均布有馈电网络，图5所示，以8×4微带正交极化平面阵列天线为例，图5(a)和图5(b)分别为等幅馈电网络13和等幅反相馈电网络14。等幅反相馈电网络14中可见有两条同轴线连接至威尔金森微带反相功分器。辐射单元和馈电网络印刷在三层fr4基板(介电常数为4.3，正切损耗为0.025)上，顶层厚度为1.6mm，底层厚度为0.5mm，中间一层为地层，每个辐射贴片的尺寸为11.4×11.6mm2。
图6所示，为构成双极化因此在正交极化平面阵列两面均铺设馈电网络，等幅同相馈电网络采用单端口馈电，等幅反相馈电网络采用双端口馈电，辐射面馈电在天线上激励起垂直极化场，背面馈电在天线上激励起水平极化场。8×4微带同相排布正交极化平面阵列天线辐射面和背面结构如图6(a)，32个辐射单元分别与辐射面和背面的两组功分网络布置连接；8×4微带π相排布正交极化平面阵列天线辐射面和背面结构如图6(b)，32个辐射单元与辐射面的功分网络布置连接，由于垂直极化电场方向天线基本阵列镜像对称，因此背面两组功分网络与辐射单元分别布置连接；8×8微带同相排布正交极化平面阵列天线辐射面和背面结构如图6(c)，64个辐射单元分别与辐射面和背面的两组功分网络布置连接；8×8微带π相排布正交极化平面阵列天线辐射面和背面结构如图6(d)，64个辐射单元与辐射面的功分网络布置连接，由于水平和垂直极化电场方向天线基本阵列镜像对称，因此辐射面与背面四组功分网络均需要与辐射单元分别布置连接。
8×4和8×8微带π相排布阵列的区别在于：前者包含两个4×4基本阵列且水平方向镜像对称，后者的四个4×4基本阵列水平与竖直方向均镜像对称。
本实施例中微带同相与π相排布阵列区别在于，由于基本阵列每一次镜像对称都需要馈电反相，因此设计的微带反相功分器是为天线两个镜像对称的端口提供差分相位，使得微带π相排布阵列需要两个以上(不包含两个)馈电端口分别对互为镜像对称的基本阵列水平极化和垂直极化馈电。
通过仿真计算得到
其中两微带π相排布阵列均在最大辐射方向θ＝0°处实现很大的改善，而其中的8×8阵列更是在较大的辐射角度范围内获得了较好的交叉极化隔离度。
图12和图13将8×4和8×8微带同相和π相排布阵列的仿真和测量交叉极化隔离度结果进行了比较，图12表示两种阵列分别在
基本阵列的不对称性在一定程度上会对正交极化平面阵列天线的交叉极化隔离度产生影响，图14表示基本阵列为4×4的微带π相排布阵列位置误差与交叉极化隔离度之间的关系，一种采用交叉极化抑制方法设计的正交极化平面阵列天线对不对称性的敏感度较高。
基于实施例1中计算三种天线交叉极化隔离度的公式，可计算得到图9所示的曲线结果，横轴表示辐射单元水平极化或垂直极化交叉极化隔离度，纵轴表示平面阵列天线交叉极化隔离度。在理想情况下，单元交叉极化对于镜像对称后的平面阵列天线无影响，平面阵列天线交叉极化在θ＝0°完全被抑制。由此可见，本发明不需要设计较为复杂的辐射单元结构以满足交叉极化指标，对单元的交叉极化容忍度大大提升。
图7所示为相邻辐射单元对称的紧耦合平面阵列天线和基本阵列对称的紧耦合平面阵列天线，辐射单元间距为三分之一波长。在相邻辐射单元对称的方法中，对于大小形状相同的天线，中心两相邻单元端口15能量耦合约为-18.3db。而本抑制方法经仿真验证，对于紧耦合平面阵列天线，中心两相邻单元端口16能量耦合约为-21.3db，近场耦合稍小。由此可见，本发明相较于相邻辐射单元对称的方法，在紧耦合阵列天线中近场耦合效应影响稍小。
如图7所示，由于相邻辐射单元对称也要保证馈电反相，因此在使用馈电微带线馈电的情况下，对称后的辐射单元馈电微带线因其电长度要求变化，因此其物理尺寸需重新设计。往往在这种情况下都需要延长馈电微带线，在天线表面空间有限的情况下设计馈电网络是一个难点。假设反相一次的复杂度为1，本发明提出的方法水平极化或垂直极化只需反相一次，复杂度为2。而相邻辐射单元对称的方法复杂度为n，n为辐射单元总数目。由此可见，本发明基本阵列层面的调整使得馈电网络只需在第一次功率分配的时候考虑反相的结构设计，相较于相邻辐射单元对称的方法，在保证交叉极化隔离度指标的前提下大大降低了天线阵的复杂度。
图8所示为镜像对称后圆极化平面阵列天线17和非规则十字结构正交极化平面阵列天线22。圆极化平面阵列天线的0°馈电端口18、90°馈电端口20镜像对称，180°馈电端口19、270°馈电端口21镜像对称非规则十字结构正交极化平面阵列天线由包含三个辐射单元的基本阵列23构成。由图10可知，采用交叉极化抑制方法可以使圆极化平面阵列天线在最大辐射方向的轴比(ar)改善。而图11表明采用交叉极化抑制方法也可以使该非规则十字结构正交极化平面阵列天线交叉极化隔离度较大改善。由此可见，本发明适用的天线极化形式更广，基本阵列的形状不局限于方形或矩形。
由此可见，本发明采用辐射口径面基本阵列镜像对称排布的方法，将平面阵列天线表面视为由辐射单元数相同的偶数或奇数个基本阵列组成，并使相邻的基本阵列镜像对称可以得到很好的交叉极化抑制效果。对于互为镜像对称的基本阵列，采用等幅反相方式馈电，利用天线的对称特性使得在保证主极化场基本不受影响的情况下，各基本阵列辐射的交叉极化场在远场波束范围内，尤其是法线辐射方向上相互抑制。