）阵列的偶模和奇模的仿真的换能器增益（由天线 接收的功率和可用功率之比）。
[004引图9a是图6a的2元件阵列的等效电路（点包络线内），但是增加了负电阻器化S，还示出了端口P1和P2的端口阻抗Z。。
[0046] 图9b除了增加了负电阻器化SW及两个可选负电阻器Rs之外，与图6a相同。
[0047] 图10a-图10c示出了比较不同数值的Cp、Cs和化S的图9b的天线的稳定性和增 益示图。
[004引图11是S个非福斯特网络的简化示意，其中两个（串联NFC)在端口（用于将天 线与例如接收器禪接，通常经由波束赋形网络和/或去禪网络（如有使用））至元件10之 间禪接，而余下的非福斯特网络（并联NFC)直接禪接在相邻的天线元件10之间。
[0049] 图12是用于将图11的串联和并联NFC实现为单个电路的NFC的优选实施例的详 细不意图。
[0050] 图13示出了使用图12的电路的相对于不匹配的情况的偶模和奇模的仿真的换能 器增益的改善。
[0051] 图14与图4a非常类似，具有示出的与负电容器-Cp串联的负电阻器。
【具体实施方式】
[0052] 天线阵列的S个引人注目的特征是MIM0操作、波束合成和重构性。在文献中得到 的阵列合成技术说明了如何a)增加阵列的方向性而不增加其物理尺寸W及b)在福射方向 图中产生将提供抗干扰信号的零位。但是，该些技术在实际阵列中由于互禪的原因而具有 严格的限制；在任意给定元件处的输入阻抗是阵列激励的函数。例如，参考图la-图le，其 示出了 3元件天线阵列的示意表示图，示出互禪：
[0053]马>,.2 =馬2 + 丄Zl2 + (方程 1)
[0054] 其中Zi。,2是天线元件2处的输入阻抗，im是第m个元件的激励电流而Z是阵列 的阻抗矩阵中的元件。天线元件阵列可w是线性阵列或非线性阵列。当阵列被激励w产生 超方向性图时，互禪驱使输入阻抗的实部为0,而对虚（即，电抗）部具有非常微弱的影响。 该导致公知的超方向性阵列的属性；高天线Q且相应的效率/带宽限制。此外，输入阻抗随 着波束的重构而变化。由于该些限制的原因，超方向性天线阵列被广泛地认为是有问题的 并且未在测向（directionfinding,D巧之外广泛采用。如果期望，本发明可用于DF，因为 其应当通过改善相同方向性的灵敏度或通过进一步改善方向性而改进DF性能。
[0055] 还应当注意到的是虽然在图la-图le中示出了S元件阵列，但是数量不限于此。 天线元件的数量可W等于或大于两个。通常，更多数量的元件改善方向性。
[0056] 本发明能够通过将NFC与元件串联放置和将NFC放置在最接近的相邻元件之间而 降低电小天线和超方向性天线的Q十倍W上。参见图化，其中而12和Zu3是降低互电抗的 NFC，Zsi-Zs3是抵消自电抗的NFC。
[0057] 采用无源电路元件，可W通过用电感器感通负（电容性）电抗和用电容器感通正 (电感性）电抗来在窄带宽上抵消电抗。但是由于当使用无源电路元件时窄带宽的原因，在 更宽的带宽应用中使用时，无源电路元件需要被重新调谐。
[005引另一方面，NFC采用有源器件，因此不受到福斯特电抗定理的约束。典型的NFC是 负电容器（其具有电抗^ = +^'其中C是电容而《是角频率）和负电感器（其具有电 感X= -?|L|，其中L是电感）。因此，理论上电容性电抗可W使用负电容器在所有频率 上抵消。实际上，该种电抗抵消至今已被器件的频率范围和其他电路设计的实际方面限制 了十几二十年。此外，如果电路未被正确地设及W在特定天线中操作，电路可能变得不稳定 (导致振荡或闭锁）。
[0059] 使用模型分解已计算出两个示例性天线阵列的性能。第一个示例（参见图2a和 图2b)是4元件Adcock天线阵列（四个单极天线方形排列），其具有150mm的高度和30mm 的间隔（在lOOMHz分别是0. 05A和0. 01A，使得该实施例同样是电小和超方向性天线系 统）。由于该4元件阵列的合成的原因，可W通过偶/奇合成来产生四个独立的（即，去禪 的）模态（需注意该些模态未归一化）： 「1] 「0] rr
[0060]A= 1 /]= 1h=n术4=1 (方程。 1 -丄 U 丄 1」 1_1」 1_1
[0061] 在方程2中的数字是由波束赋形网络产生的激励权重。"1"意即天线受幅度1且 相位0的激励；"-1"意即幅度1和相位180度，"0"意即天线针对波束加权幅度为0。下标 反映模态编号。添加-C。NFC不会影响模态因为其不影响合成（忽略它们之间的任意不匹 配）。
[0062] 模态电抗在图2c的上部绘图中绘出；显然模态1的电抗的幅度显著大于模态2-4 的。因此，使用与天线元件串联放置并大量抵消所有模态的电抗的-CsNFC无法同时抵消所 有模态的自电抗（针对4元件阵列在图2c的下部绘图中示出）。但是，在最接近的相邻元 件之间连接电容器-C。减少了互电抗效应，从而让所有模态的电抗接近相同数值（参见图 2c的下部绘图），使得所有模态的串联电抗可W同时大量地抵消。该在图3a和图4a中分别 针对4和8元件Adcock天线阵列示出。在两个实施例中，仅使用串联NFC(-Cs电容器）改 进所有模态的实际增益。但是，当还包括元件间（inter-element)NFC(-C。）时，实现更进一 步的改善。首先，由于选择电容器-Cs来在频率上提供负的自电抗和选择电容器-C。来在频 率上提供负的互电抗，在宽带宽上阵列的自电抗和（最接近的相邻的）互电抗被相当地近 似。选择Q的第一步是计算阵列的阻抗矩阵，通过电容器将最接近的相邻者（即，最接近的 相邻者之间设及禪合的阻抗矩阵的项的虚部）之间的互电抗近似，选择负的那个电容。或 者，可W计算由-CeNFC负载的阵列的阻抗（省略-CsNFC)并调整-CeNFC直到模态的电 抗接近相同。
[006引采用单极天线元件10来实施图2a、图3a和图4a示出的Adcock阵列实施例。示 出的单极天线元件10可W替换为偶极天线，如图5a和图化的实施例中所示。在图5a的 实施例中，-QNFC和-CsNFC应用到所示两个偶极天线的每个的仅一个元件10。在图化 的实施例中，-C。NFC和-CsNFC应用到所示两个偶极天线的每个的两个元件10,但是它们 的数值与图5a的实施例相比是改变的。在图5a和图化的实施例中，端口P1是用于第一 偶极天线的天线端口而端口P2是用于第二偶极天线的天线端口。在图5a的实施例中，负 电容性负载是不平衡的而在图化中负电容性负载是平衡的，因此该两个实施例之间优选 的是图化的实施例。
[0064] 如果使用单极天线元件10,它们本质上是半个偶极天线，具有起到另一半偶极天 线作用的接地面（其在图2a、图3a和图4a所示的Adcock阵列实施例中未示出）。
[0065] 再次参考图la-图le，应当记得上述讨论从阻抗的讨论开始，之后当描述图2a、图 3a、图4a、图5a和图化的实施例时，采用负电容器实现阻抗。但是如果将负电阻（-R。）与 由NFC实现的负电容串联放置时，据信可W获得更佳的结果。已对单极天线的电小2元 件阵列（参见图6a)进行了仿真。不限于此，偶极天线可用来替换如上讨论的单极天线10。 单极天线的接地面未示出。其可W是地面或电接地面，单极天线将从该面突出（但是与其 电绝缘）。
[0066] 图6a示出了 2元件天线阵列的几何图形，其中发射元件A1和A2是单极天线 形成的（不限于，也可W是偶极天线），例如，向导线天线（同样不限于）。电容器Cs和 Cp是负的且优选地分别抵消偶极天线A1和A2的自电抗和互电抗。和差网络20可W 用于将天线阵列分解为偶模和奇模。在与本申请的相同日期提交的标题为"Broa化and non-FosterDecouplingNetworksforSuperdirectiveAntennaArrays"的美国专利申 请第13/856, 403号的图5或图5a中示出的电路可用于实现网络20。或者，在现有技术中 本身公知的无源180度混合禪合器可选地被用于实现网络20。
[0067] 典型的具有2-8个元件的多元件天线阵列对于超方向性、MIM0无线通信和天线分 集等应用是有用的。当间隔比一个波长近时，它们也可W是Adcock测向阵列的构件。对于 本讨论的剩余部分将假设天线间隔小于波长的十分之一。优选地，通过和差去禪网络将2 元件阵列分解成两个独立的模态。偶模和奇模在x-y平面上分别具有全方向性和图8的图 形。显而易见的是，任意第二天线的使用只能通过禪接到两种模态来实现。该会是具有挑 战性的，因为奇模无法高效发射；单极天线A1和A2于是不同相，所W福射在远场中破坏性 地干扰，导致低福射电阻（参见图化）。另一方面，电抗只被略微抵消（参见图7的曲线图 (a))，引起非常高的天线Q。之后，当使用现有技术的无源匹配技术时，Bode-Fano准则决定 带宽-效率的权衡。
[0068] 优选地，非福斯特电路被采用来降低电抗10倍或W上。偶模和奇模的电抗通过电 容器（即，-1A?，其中f是频率）来很好地近似，但是奇模电抗比偶模电抗小30%。非福斯 特匹配通过串联负电容器（图6a中的Cs)来抵消小导线天线的电抗。但是，从图7的曲线 图化）和（C)可W清楚的看到，该种技术无法同时匹配两种模态；大量电抗剩余在不匹配的 模态中。该残余电抗对换能器增益（由天线阵列接收的功率和可用功率之比）具有不利影 响，如图8所示，其中未被很好匹配的模态显示最小的增益改善。另一方面，在本发明中，偶 模和奇模的电抗通过采用负电容器Cp(图6a)抵消互电抗而被设置为近似。从图7的曲线 图（d)和图8的曲线图（C)可W看到，该使得偶模和奇模同时匹配并且极大地改善了换能 器增益。相对图6a-图12所讨论的负电容器Cp相当于相对图1-图5所讨论的负电容器 Cco
[0069] 尽管上述讨论说明了图6a的拓扑结构的优点，但是还应当解决电路的稳定性。图 6a的2元件阵列的等效电路（从0-200Mhz有效且近似最高约400MHz)在图9a的虚线框 内示出，其中 11。= 377 欧姆，Ca= 3.化F，La= 24. 5址，R12 = 45 欧姆，C12 = 14.化f， 112 = 8. 4nH。非福斯特电路，Cs和CpW及端口阻抗Zo也被示出。网孔电流il、i2和i3 在频域中由3x3阻抗矩阵描述；通过求解该阻抗矩阵行列式的复频（S=j2 31f)中的零点 来得到自然模。如果所有零点在S平面的左半部分，则网络是稳定的。不稳定性的意思是 尽管是有限激励，但是电流幅度（振荡或不振荡）将随时间W指数方式增长。虽然3x3矩 阵法是严谨的，但是偶模和奇模自身的稳定性通过考虑回线阻抗和核对右半平面零点来分 析。实际中，不稳定系统呈现闭锁或振荡。
[0070] 图9b与图化基本一样，除了（i)示出了与负电容器Cp串联的负电阻器化S和 (ii)示出了与负电容器Cs串联的两个可选负电阻器Rs。负电阻器Rs对稳定操作而言没 有负电阻器化S重要，因为Rs的数值可W被设置为〇(它们可W从电路中移除）且作为结 果的电路显得是稳定的。负电阻器Rs下面参考图11进行更详细的讨论。
[0071] 如果Cs和化S被省略，则不存在产生稳定网络的数值Cp< 0。但是，通过引入例 如化S< -90欧姆使得针对两种模态的网络被稳定。网络的稳定性对比Cs和Cp在图10a 的曲线图（a)中绘出，其中化S被选为-90欧姆。如果Cs<-2.65pF则偶模是稳定的，如果 其他情况，则偶模是不稳定的，而奇模稳定性取决于Cs和Cp。如果Cp被省略（类同于在绘 图右手侧上Cp= 0)，则Cp< -4pF时奇模是稳定的。但是，引入Cp允许（采用化S= -90 欧姆）奇模对于更高数值的Cs而言