高频信号传输线路及电子设备的制造方法

高频信号传输线路及电子设备的制造方法
【专利摘要】本实用新型提供一种能降低插入损耗的高频信号传输线路及电子设备。一种高频信号传输线路，其特征在于，包括：本体；线状的信号线路，该线状的信号线路设置在所述本体上并且具有第1端部及第2端部；以及至少1个以上的接地导体，该至少1个以上的接地导体设置在所述本体上并且沿所述信号线路延伸，通过所述信号线路、所述接地导体及所述本体产生阻抗，所述信号线路包括：产生的阻抗在所述第1端部的第1阻抗以上并且包含该第1端部在内的连续的第1区间；及产生的阻抗比第1阻抗更低并与该第1区间相邻的第2区间，所述第2区间比所述第1区间长。
【专利说明】
高频信号传输线路及电子设备
技术领域
[0001]本实用新型涉及高频信号传输线路及电子设备，更具体而言，涉及具备信号线路及接地导体的高频信号传输线路及电子设备。
【背景技术】
[0002]作为现有的高频信号传输线路，已知有例如在专利文献I中记载的高频信号线路。该高频信号线路包括:电介质本体、信号线、第I接地导体及第2接地导体。信号线、第I接地导体及第2接地导体设置在电介质本体上。此外，第I接地导体及第2接地导体从上下方向将信号线夹在中间。即，信号线、第I接地导体及第2接地导体呈带状线结构。而且，在第2接地导体上设置与信号线重叠的多个开口。根据以上那样的高频信号线路，通过在第2接地导体上设置开口，由于能够减小在第2导体与信号线之间产生的电容，所以能够使第2接地导体和信号线靠近，从而实现电介质本体的薄型化。
[0003]然而，对于在专利文献I中记载的高频信号线路，期望进一步降低插入损耗。
[0004]现有技术文献
[0005]专利文献
[0006]专利文献1:国际专利公开2012/074101号【实用新型内容】
[0007]实用新型所要解决的技术问题
[0008]为此，本实用新型的目的是提供一种能够降低插入损耗的高频信号传输线路及电子设备。
[0009]解决技术问题的技术方案
[0010]本实用新型的第一个实施方式所涉及的高频信号传输线路的特征在于，包括:本体;线状的信号线路，该线状的信号线路设置在所述本体上并且具有第I端部及第2端部;及至少I个以上的接地导体，该至少I个以上的接地导体设置在所述本体上并且沿所述信号线路延伸，所述本体由绝缘体层层叠而成，所述接地导体隔着所述绝缘体层而与所述信号线路相对，所述接地导体是实心状的导体，通过所述信号线路、所述接地导体及所述本体产生特性阻抗，所述信号线路包括:产生的特性阻抗在所述第I端部的第I特性阻抗以上并且包含该第I端部在内的连续的第I区间;及产生的特性阻抗比所述第I特性阻抗要低并与该第I区间相邻的第2区间，所述第2区间比所述第I区间更长，所述第2区间中所述信号线路的宽度比所述第I区间中所述信号线路的宽度要大。
[0011]本实用新型的第二个实施方式所涉及的高频信号传输线路的特征在于，包括:本体;线状的信号线路，该线状的信号线路设置在所述本体上并且具有第I端部及第2端部;及至少I个以上的接地导体，该至少I个以上的接地导体设置在所述本体上并且沿所述信号线路延伸，所述本体由绝缘体层层叠而成，所述接地导体隔着所述绝缘体层而与所述信号线路相对，在所述接地导体上设置有沿该信号线路排列的多个开口，通过所述信号线路、所述接地导体及所述本体产生特性阻抗，所述信号线路包括:产生的特性阻抗在所述第I端部的第I特性阻抗以上并且包含该第I端部在内的连续的第I区间；及产生的特性阻抗比所述第I特性阻抗更低并与所述第I区间相邻的第2区间，所述第2区间比所述第I区间长，在所述第2区间中，所述多个开口与所述信号线路重叠的面积随着远离所述第I区间而变小。
[0012]本实用新型的第一个实施方式所涉及的电子设备包括高频信号传输线路和收纳所述高频信号传输线路的壳体，其特征在于，所述高频信号传输线路包括:本体;线状的信号线路，该线状的信号线路设置在所述本体上并且具有第I端部及第2端部;及至少I个以上的接地导体，该至少I个以上的接地导体设置在所述本体上并且沿所述信号线路延伸，所述本体由绝缘体层层叠而成，所述接地导体隔着所述绝缘体层而与所述信号线路相对，所述接地导体是实心状的导体，通过所述信号线路、所述接地导体及所述本体产生特性阻抗，所述信号线路包括:产生的特性阻抗在所述第I端部的第I特性阻抗以上并且包含该第I端部在内的连续的第I区间;及产生的特性阻抗比第I特性阻抗更低并与该第I区间相邻的第2区间，所述第2区间比所述第I区间更长，所述第2区间中所述信号线路的宽度比所述第I区间中所述信号线路的宽度要大。
[0013]本实用新型的第二个实施方式所涉及的电子设备包括高频信号传输线路和收纳所述高频信号传输线路的壳体，其特征在于，所述高频信号传输线路包括:本体;线状的信号线路，该线状的信号线路设置在所述本体上并且具有第I端部及第2端部;及至少I个以上的接地导体，该至少I个以上的接地导体设置在所述本体上并且沿所述信号线路延伸，所述本体由绝缘体层层叠而成，所述接地导体隔着所述绝缘体层而与所述信号线路相对，在所述接地导体上设置有沿该信号线路排列的多个开口，通过所述信号线路、所述接地导体及所述本体产生特性阻抗，所述信号线路包括:产生的特性阻抗在所述第I端部的第I特性阻抗以上并且包含该第I端部在内的连续的第I区间；及产生的特性阻抗比所述第I特性阻抗更低并与所述第I区间相邻的第2区间，所述第2区间比所述第I区间长，在所述第2区间中，所述多个开口与所述信号线路重叠的面积随着远离所述第I区间而变小。
[0014]技术效果
[0015]采用本实用新型能够降低插入损耗。
【附图说明】
[0016]图1是本实用新型的一个实施方式所涉及的高频信号传输线路10的外观立体图。
[0017]图2是图1的高频信号传输线路10的电介质本体12的分解图。
[0018]图3是图1的高频信号传输线路10的剖面结构图。
[0019]图4是高频信号传输线路10的剖面结构图。
[0020]图5A是表示连接器10b及连接部12c的立体图。
[0021]图5B是连接器10b的剖面结构图。
[0022]图5C是表示高频信号传输线路10的特性阻抗的曲线图。
[0023]图6A是从y轴方向俯视使用高频信号传输线路10的电子设备200的图。
[0024]图6B是从z轴方向俯视使用高频信号传输线路10的电子设备200的图。
[0025]图7A是高频信号传输线路1a的电介质本体12的分解图。
[0026]图7B是表示模拟结果的曲线图。
[0027]图8A是高频信号传输线路1b的电介质本体12的分解图。
[0028]图8B是高频信号传输线路1b的A-A处的剖面结构图。
[0029]图SC是表示高频信号传输线路1b的特性阻抗的曲线图。
[0030]图9A是高频信号传输线路1c的电介质本体12的分解图。
[0031 ]图9B是表示高频信号传输线路1c的特性阻抗的曲线图。
[0032]图1OA是表示第3个模型的反射特性的曲线图。
[0033]图1OB是表示第3个模型的通过特性的曲线图。
[0034]图1lA是表示第4个模型的反射特性的曲线图。
[0035]图1lB是表示第4个模型的通过特性的曲线图。
[0036]图12A是表示第5个模型的反射特性的曲线图。
[0037]图12B是表示第5个模型的通过特性的曲线图。
【具体实施方式】
[0038]以下对于本实用新型的一个实施方式所涉及的高频信号传输线路及电子设备参照附图进行说明。
[0039](高频信号传输线路的结构)
[0040]以下对于本实用新型的第I个实施方式所涉及的高频信号传输线路的结构参照附图进行说明。图1是本实用新型的一个实施方式所涉及的高频信号传输线路10的外观立体图。图2是图1的高频信号传输线路10的电介质本体12的分解图。图3是图1的高频信号传输线路10的剖面结构图。图4是高频信号传输线路10的剖面结构图。图5A是表示连接器10b及连接部12c的立体图。图5B是连接器10b的剖面结构图。图5C是表示高频信号传输线路10的特性阻抗的曲线图。在图5C中，纵轴表示特性阻抗，横轴表示X坐标。在图1至图4中，将高频信号传输线路10的层叠方向定义为z轴方向。此外，将高频信号传输线路10的长边方向定义为X轴方向，将与X轴方向及z轴方向正交的方向定义为y轴方向。
[0041]此外，以下长度是指信号线路20等的X轴方向的长度。宽度是指信号线路20等的y轴方向的宽度。厚度是指电介质片材18等的z轴方向的厚度。
[0042]高频信号传输线路10用于例如在移动电话等的电子设备内连接2个高频电路。高频信号传输线路10如图1至图3所示那样，包括:电介质本体12;外部端子16a、16b;信号线路20;接地导体22、24;过孔导体131士2、81?财及连接器10(^、10013。
[0043]电介质本体12在从z轴方向俯视时，呈沿X轴方向延伸的带状，包括线路部12a和连接部12b、12c。电介质本体12是图2所示的保护层14及电介质片材18a?18(:从2轴方向的正方向侧向负方向侧按该顺序层叠而构成的层叠体。以下，将电介质本体12及电介质片材18a?18c的z轴方向的正方向侧的主面称为表面，将电介质本体12及电介质片材18a?18c的z轴方向的负方向侧的主面称为背面。
[0044]线路部12a沿X轴方向延伸。连接部12b、12c分别与线路部12a的X轴方向的负方向侧的端部及X轴方向的正方向侧的端部连接。连接部12b、12c分别是用于安装后述的连接器100a、10b的区域。连接部12b、12c的宽度与线路部12a的宽度相同。
[0045]电介质片材18a?18c在从z轴方向俯视时，呈沿X轴方向延伸并与电介质本体12相同的带状。电介质片材18a?18c由聚酰亚胺或液晶聚合物等具有可挠性的热塑性树脂构成。电介质片材18a的厚度Tl如图4所示那样，与电介质片材18b的厚度T2实质上相等。例如，在电介质片材18a?18c层叠后，厚度Tl、Τ2为50?300μπι。在本实施方式中，厚度Tl、Τ2为150
μ??ο
[0046]此外，电介质片材18a由线路部18a — a及连接部18a — b、18a — c构成。电介质片材18b由线路部18b — a及连接部18b — b、18b — c构成。电介质片材18c由线路部18c — a及连接部18c — b、18c — c构成。线路部18a — a、18b — a、18c — a构成线路部12a。连接部18a — b、18b—b、18c—b构成连接部12b。连接部18a — c、18b — c、18c — c构成连接部12c。
[0047]外部端子16a如图1及图2所示，是设置在连接部18a— b的表面中央附近的矩形导体。外部端子16b如图1及图2所示，是设置在连接部18a — c的表面中央附近的矩形导体。夕卜部端子16a、16b由以银、铜为主要成分的电阻率较小的金属材料制成。此外，在外部端子16a、16b的表面上实施镀金。
[0048]信号线路20是如图2所示那样设置在电介质本体12内的线状导体，在电介质片材18b的表面上沿X轴方向延伸。由此，信号线路20具有X轴方向的负方向侧的端部(第I端部)及X轴方向的正方向侧的端部(第2端部)。信号线路20的X轴方向的两端在从z轴方向俯视时，分别与外部端子16a、16b重叠。信号线路20由以银、铜为主要成分的电阻率较小的金属材料制成。在如上述那样构成的信号线路20中传输高频信号。信号线路20的线宽在后文中阐述。
[0049]接地导体22如图2所示那样，在电介质本体12内设置在比信号线路20更靠z轴方向的正方向侧，更详细地说，设置在电介质片材18a的表面。接地导体22在电介质片材18a的表面上沿X轴方向延伸，隔着电介质片材18a而与信号线路20相对。接地导体22由以银、铜为主要成分的电阻率较小的金属材料制成。
[0050]此外，接地导体22由线路部22a和端子部22b、22c构成。线路部22a设置在线路部18a—a的表面，沿X轴方向延伸。在线路部22a上实际未设置开口。即，线路部22a是沿信号线路20在X轴方向上连续延伸的导体，即所谓实心状导体。但是，线路部22a上也可以形成在高频信号传输线路10制造时形成的非预期的细微孔。端子部22b设置在连接部18a — b的表面上，呈包围外部端子16a周围的矩形环。端子部22b与线路部22a的X轴方向的负方向侧的端部连接。端子部22c设置在连接部18a — c的表面上，呈包围外部端子16b周围的矩形环。端子部22c与线路部22a的X轴方向的正方向侧的端部连接。在如上述那样构成的接地导体22上施加接地电位。
[0051]接地导体24如图2所示那样，在电介质本体12内设置在相对信号线路20更靠z轴方向的负方向侧，更详细地说，设置在电介质片材18c的表面。接地导体24在电介质片材18c的表面上沿X轴方向延伸，隔着电介质片材18b而与信号线路20相对。即，接地导体24与接地导体22相对，并将信号线路20夹在中间。接地导体24由以银、铜为主要成分的电阻率较小的金属材料制成。
[0052]此外，接地导体24由线路部24a和端子部24b、24c构成。线路部24a设置在线路部18c — a的表面，沿X轴方向延伸。在线路部24a上实际未设置开口。即，线路部24a是沿信号线路20在X轴方向上连续延伸的导体，即所谓实心状导体。但是，线路部24a上也可以形成在高频信号传输线路10制造时形成的非预期的细微孔。端子部24b设置在连接部18c — b的表面上，呈矩形环。端子部24b与线路部24a的X轴方向的负方向侧的端部连接。端子部24c设置在连接部18c —c的表面上，呈矩形环。端子部24c与线路部24a的X轴方向的正方向侧的端部连接。在如上述那样构成的接地导体24上施加接地电位。
[0053]如上述那样，信号线路20经由电介质片材18a、18b被接地导体22、24从z轴方向的两侧夹在中间。即，信号线路20及接地导体22、24呈三板带状线结构。此外，信号线路20和接地导体22的间隔如图4所示那样与电介质片材18a的厚度Tl大致相等，例如为50μπι?300μπι。在本实施方式中，信号线路20和接地导体22的间隔为150μπι。此外，信号线路20和接地导体24的间隔如图4所示那样与电介质片材18b的厚度Τ2大致相等，例如为50μπι?300μπι。在本实施方式中，信号线路20和接地导体24的间隔为150μπι。
[0054]过孔导体bl在ζ轴方向上贯通电介质片材18a的连接部18a— b，连接外部端子16a与信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部。过孔导体b2在z轴方向上贯通电介质片材18a的连接部18a — c，连接外部端子16b与信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部。由此，信号线路20连接在外部端子16a、16b之间。过孔导体bl、b2由以银、铜为主要成分的电阻率较小的金属材料制成。
[0055]过孔导体B1、B2分别在ζ轴方向上贯通电介质片材18a、18b的线路部18a—a、18b —a，在从ζ轴方向俯视时，设置在相对信号线路20更靠近y轴方向的正方向侧。在线路部18a —a、18b — a上分别设置多个过孔导体B1、B2，并沿x轴方向排成一列。而且，过孔导体B1、B2通过相互连接构成I个过孔导体，连接接地导体22和接地导体24。过孔导体B1、B2由以银、铜为主要成分的电阻率较小的金属材料制成。
[0056]过孔导体B3、B4分别在ζ轴方向上贯通电介质片材18a、18b的线路部18a—a、18b —a，在从ζ轴方向俯视时，设置在相对信号线路20更靠近y轴方向的负方向侧。在线路部18a —a、18b — a上分别设置多个过孔导体B3、B4，并沿X轴方向排成一列。而且，过孔导体B3、B4通过相互连接构成I个过孔导体，连接接地导体22和接地导体24。过孔导体B3、B4由以银、铜为主要成分的电阻率较小的金属材料制成。
[0057]保护层14覆盖电介质片材18a的大致整个表面。由此，保护层14覆盖接地导体22。保护层14由例如抗蚀剂材料等可挠性树脂形成。
[0058]此外，保护层14如图2所示那样由线路部14a及连接部14b、14c构成。线路部14a通过覆盖线路部18a—a的整个表面，覆盖线路部22a。
[0059]连接部14b与线路部14a的X轴方向的负方向侧的端部连接，覆盖连接部18a— b的表面。但是，在连接部14b上设置开口 Ha?Hd。开口 Ha是设置在连接部14b的中央的矩形开口。外部端子16a经由开口Ha露出至外部。此外，开口Hb是设置在开口Ha的y轴方向的正方向侧的矩形开口。开口He是设置在开口Ha的X轴方向的负方向侧的矩形开口。开口Hd是设置在开口Ha的y轴方向的负方向侧的矩形开口。端子部22b通过经由开口Hb?Hd露出至外部，具有作为外部端子的功能。
[0060]连接部14c与线路部14a的X轴方向的正方向侧的端部连接，覆盖连接部18a— c的表面。但是，在连接部14c上设置开口He?Hh。开口He是设置在连接部14c的中央的矩形开口。外部端子16b经由开口 He露出至外部。此外，开口 Hf是设置在开口 He的y轴方向的正方向侧的矩形开口。开口Hg是设置在开口He的X轴方向的正方向侧的矩形开口。开口Hh是设置在开口 He的y轴方向的负方向侧的矩形开口。端子部22c通过经由开口 Hf?Hh露出至外部，具有作为外部端子的功能。[0061 ] 连接器100a、10b分别安装在连接部12b、12c的表面上。由于连接器100a、10b的结构相同，以下以连接器10b的结构为例进行说明。
[0062]连接器10b如图1、图5A及图5B所示那样，由连接器主体102、外部端子104、106及中心导体108及外部导体110构成。连接器主体102由矩形板状部分和从该板状部分向ζ轴方向的正方向侧突出的圆筒部分构成，利用树脂等绝缘材料来制作。
[0063]外部端子104设置在连接器主体102的板状部分的ζ轴方向的负方向侧的面上与外部端子16b相对的位置上。外部端子106设置在连接器主体102的板状部分的ζ轴方向的负方向侧的面上与经由开口 Hf?Hh露出的端子部22c相对应的位置上。
[0064]中心导体108设置在连接器主体102的圆筒部分的中心，与外部端子104连接。中心导体108是高频信号输入或输出的信号端子。外部导体110设置在连接器主体102的圆筒部分的内周面上，与外部端子106连接。外部导体110是保持接地电位的接地端子。
[0065]如上述构成的连接器10b安装在连接部12c的表面，使得外部端子104与外部端子16b连接，外部端子106与端子部22c连接。由此，信号线路20与中心导体108电连接。此外，接地导体22、24与外部导体110电连接。
[0066]另外，高频信号传输线路10具有以下说明的结构用于降低插入损耗。更详细地说，信号线路20如图2所示那样具有区间A1、A2。区间Al如图5C所示那样，产生信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部的特性阻抗Zl (例如50 Ω )以上的特性阻抗，是包含信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部在内的连续区间。即，区间Al是将信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部作为起点向X轴方向的正方向侧延伸的区间。在本实施方式中，在区间AI产生的特性阻抗是均匀的特性阻抗Zl。
[0067]区间A2如图5C所示那样，产生比特性阻抗Zl低的特性阻抗，并且与区间Al相邻。即，区间A2是将区间Al的X轴方向的正方向侧的端部作为起点向X轴方向的正方向侧延伸的区间，并包含信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部。此外，区间A2比区间Al更长。
[0068]而且，在区间A2中包含阻抗变换区间al及均匀区间a2。阻抗变换区间al是与区间Al相邻并将区间Al的X轴方向的正方向侧的端部作为起点向X轴方向的正方向侧延伸的区间。阻抗变换区间al的特性阻抗如图5C所示那样，随着远离区间Al(即，随着去往X轴方向的正方向侧)向降低的方向变化。均匀区间a2是与阻抗变换区间a I相邻并将阻抗变换区间al的X轴方向的正方向侧的端部作为起点向X轴方向的正方向侧延伸的区间。均匀区间a2如图5C所示那样，产生实质上均匀的特性阻抗ZlO(例如30 Ω)。均匀区间a2包含信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部。因而，信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部的特性阻抗与特性阻抗ZlO实质上相等。
[0069]此外，阻抗变换区间al的长度优选为信号线路20传输的高频信号的波长的1/5倍以上，更优选为信号线路20传输的高频信号的波长的1/4倍以上。此外，阻抗变换区间al的长度优选为信号线路20传输的高频信号的波长的2倍以下。
[0070]在高频信号传输线路10中，使信号线路20的线宽在各区间都不同从而产生特性阻抗。更详细地说，在区间Al中，信号线路20的线宽是宽度wl(例如ΙΟΟμπι)。在均匀区间a2中，信号线路20的线宽是比宽度wl更大的宽度w2(例如300μπι)。由此，在区间Al中，由于信号线路20的线宽相对较小，所以信号线路20和接地导体22、24的每单位长度的相对面积相对变小。由此，在区间Al中，在信号线路20与接地导体22、24之间产生的每单位长度的电容也相对变小，高频信号传输线路的特性阻抗Zl也相对变大。另一方面，在均匀区间a2中，由于信号线路20的线宽相对较大，所以信号线路20和接地导体22、24的每单位长度的相对面积相对变大。由此，在均匀区间a2中，在信号线路20与接地导体22、24之间产生的每单位长度的电容也相对变大，高频信号传输线路1的特性阻抗Zl O也相对变小。
[0071]此外，阻抗变换区间al的X轴方向的负方向侧的端部的信号线路20的线宽为宽度Wl，阻抗变换区间al的X轴方向的正方向侧的端部的信号线路20的线宽为宽度w2。即，阻抗变换区间al的信号线路20的线宽随着从X轴方向的负方向侧去向正方向侧(S卩，随着离开区间Al)变大。此外，阻抗变换区间al的信号线路20的线宽为连续变化。连续变化是指不进行像阶梯状变化那样的不连续变化。由此，在阻抗变换区间al产生的特性阻抗随着从X轴方向的负方向侧向往正方向侧地从特性阻抗Zl连续地变小至特性阻抗ZlO。
[0072]如上述那样，高频信号传输线路10的特性阻抗由信号线路20、接地导体22、24及电介质本体12产生。由此，高频信号传输线路10并未使用没有包含信号线路20、接地导体22、24及电介质本体12的平衡一不平衡变换器等电路，以使阻抗变换区间al产生的特性阻抗发生变化。
[0073]高频信号传输线路10如以下说明的那样使用。图6A是从y轴方向俯视使用高频信号传输线路10的电子设备200的图。图6B是从Z轴方向俯视使用高频信号传输线路10的电子设备200的图。
[0074]电子设备200包括高频信号传输线路10;电路基板202a、202b;插头204a、204b;电池组206及壳体210。
[0075]壳体210用于收纳:高频信号传输线路10;电路基板202a、202b;插头204a、204b;及电池组206。在电路基板202a中，设置有例如包含天线的发送电路或接收电路。在电路基板202b中，设置有例如供电电路。电池组206是例如锂离子充电电池，具有其表面被金属盖板覆盖的结构。电路基板202a、电池组206及电路基板202b按照该顺序从X轴方向的负方向侧向正方向侧排列。
[0076]插头240a、204b分别设置在电路基板202a、202b的z轴方向的负方向侧的主面上。连接器100a、100b分别与插头204a、204b连接。由此，在连接器100a、100b的中心导体108上，经由插头204a、204b施加高频信号，该高频信号在电路基板202a、202b间传输，具有例如600MHz?6GHz(在本实施方式中为2GHz)的频率。此外，连接器100a、10b的外部导体110经由电路基板202a、202b及插头204a、204b保持接地电位。由此，高频信号传输线路10将电路基板202a、202b之间进行电连接、物理连接。
[0077]此处，电介质本体12的表面(更正确地说，保护层14的表面)如图6A所示那样与电池组206相接触。而且，电介质本体12的表面和电池组206用粘结剂等固定。电介质本体12的表面是相对于信号线路20位于接地导体22侧的主面。由此，实心状的(沿X轴方向连续延伸的)接地导体22位于信号线路20与电池组206之间。
[0078](尚频彳目号线路的制造方法)
[0079]以下，对于高频信号传输线路10的制造方法参照图2进行说明。以下，虽然举例说明制作一个高频信号传输线路10的情况，实际上，通过层叠及切割大型电介质片材，可同时制作多个高频信号传输线路10。
[0080]首先，准备在整个表面上形成有铜箔且由热塑性树脂形成的电介质片材18a?18c。在电介质片材18a?18c上形成的铜箔表面通过实施例如用于防锈的镀锌，使其平滑。电介质片材18a?18c是具有50μπι?150μπι厚度的液晶聚合物。此外，铜箔的厚度为ΙΟμπι?20
μ??ο
[0081]接着，通过光刻工序在电介质片材18a的表面上形成如图2所示的外部端子16a、16b及接地导体22。具体地说，在电介质片材18a的铜箔上印刷与图2所示的外部端子16a、16b及接地导体22相同形状的抗蚀剂。然后，通过对铜箔实施蚀刻处理，由此去除未被抗蚀剂覆盖的那部分铜箔。之后，去除抗蚀剂。由此，在电介质片材18a的表面上形成如图2所示的外部端子16a、16b及接地导体22。
[0082]接着，通过光刻工序在电介质片材18b的表面上形成如图2所示的信号线路20。此夕卜，通过光刻工序在电介质片材18c的表面上形成如图2所示的接地导体24。此外，这些光刻工序由于与形成外部端子16a、16b及接地导体22时的光刻工序相同，所以省略说明。
[0083]接着，对电介质片材18a、18b的要形成过孔导体bl、b2、Bl?B4的位置，从背面侧照射激光束形成贯通孔。之后，对于在电介质片材18a、18b上形成的贯通孔填充导电性糊料。
[0084]接着，按照从z轴方向的正方向向负方向的顺序依次层叠电介质片材18a?18c，使得接地导体22、信号线路20及接地导体24呈带状线结构。然后，从z轴方向的正方向侧及负方向侧对电介质片材18a?18c加热及加压，从而将电介质片材18a?18c软化并进行压接以实现一体化，并且将填充至贯穿孔中的导电性糊料进行固化，形成如图2所示的过孔导体bl、b2、Bl?B4。此外，也可使用环氧类树脂等粘接剂代替热压接来对电介质片材18a?18c进行一体化。此外，过孔导体bl、b2、Bl?B4也可以在使电介质片材18a?18c—体化之后形成贯通孔并将导电性糊料填充到贯通孔内或在贯通孔内形成镀膜来形成。
[0085]接着，涂布树脂(抗蚀剂)糊料，从而在电介质片材18a上形成保护层14。最后，在连接部12b、12c上用焊料安装连接器100a、100b。由此，得到图1所示的高频信号传输线路10。
[0086](技术效果)
[0087]若采用高频信号传输线路10及电子设备200，能够实现插入损耗的降低。更详细地说，在专利文献I中记载的高频信号线路中，信号线整体产生实质上均匀的特性阻抗(例如50Ω )0
[0088]另一方面，信号线路20包含区间Al、A2。区间Al产生信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部的特性阻抗Zl (例如50 Ω )以上的特性阻抗，并且包含信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部。此外，区间A2产生比特性阻抗Zl更低的特性阻抗，并且与区间Al相邻。即，在高频信号传输线路10的信号线路20的一部分(区间A2)上，产生比信号线路20的X轴方向的正方向侧的负方向侧的端部的特性阻抗Zl更低的特性阻抗。由此，在高频信号传输线路10中，与在专利文献I中记载的高频信号传输线路相比，能降低区间A2的传输损耗。其结果，若采用高频信号传输线路10，与专利文献I中记载的高频信号线路相比，能降低插入损耗。
[0089]此外，在高频信号传输线路10中，为了降低区间A2的传输损耗，使区间A2产生的特性阻抗比信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部的特性阻抗Zl更小。因此，在高频信号传输线路10中，使区间A2的信号线路20的线宽w2比区间Al的信号线路20的线宽wl更大。由此，能降低区间A2的信号线路20的电阻值。其结果，能降低区间A2传输高频信号时产生的导体损耗，能降低高频信号传输线路10的插入损耗。
[0090]此外，在高频信号传输线路10中，在阻抗变换区间al中，由于信号线路20的线宽连续变化，所以阻抗变换区间al的特性阻抗也连续变化。因此，能抑制在阻抗变换区间al中产生的特性阻抗急剧地变动，能抑制阻抗变换区间al的高频信号的反射。
[0091]此外，在高频信号传输线路10中，即便出于以下理由，也能降低插入损耗。更详细地说，在高频信号传输线路中，例如可以在相当于阻抗变换区间al的部分上设置平衡-不平衡变换器，从而使信号线路中产生的特性阻抗发生变化。但是，由于在平衡-不平衡变换器中会产生传输损耗，高频信号传输线路的插入损耗将变大。
[0092]因此，高频信号传输线路10的特性阻抗由信号线路20、接地导体22、24及电介质本体12产生。由此，高频信号传输线路10上并未使用没有包含信号线路20、接地导体22、24及电介质本体12的平衡一不平衡变换器等电路，来使在阻抗变换区间al上产生的特性阻抗发生变化。其结果，能降低高频信号传输线路10的插入损耗。
[0093]此外，通过使阻抗变换区间al的长度为信号线路20传输的高频信号的波长的1/5倍以上或1/4倍以上，能抑制阻抗变换区间al具有作为不匹配元件的功能。即，在阻抗变换区间al中，能抑制高频信号的反射。其结果，能降低高频信号传输线路10的插入损耗。此外，阻抗变换区间al的长度无上限值。但是，在电子设备200中使用高频信号传输线路10时，存在高频信号传输线路10的合适长度。因此，从实际使用上的观点而言，阻抗变换区间al的长度的上限值优选为信号线路20传输的高频信号的波长的2倍。
[0094](第I变形例)
[0095]以下对于第I个变形例所涉及的高频信号传输线路1a参照附图进行说明。图7A是高频信号传输线路1a的电介质本体12的分解图。
[0096]高频信号传输线路1a与高频信号传输线路10不同之处在于信号线路20包含区间Al?A3。更详细地说，在高频信号传输线路1a中，区间A2不包含信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部。取而代之的，区间A3包含信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部，并与区间A2相邻。即，区间A3是将区间A2的X轴方向的正方向侧的端部作为起点并向X轴方向的正方向侧延伸的区间。此外，区间A3是产生信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部的特性阻抗Z4 (例如50 Ω )以上的特性阻抗的连续区间。在本实施方式中，在区间A3中产生的特性阻抗与特性阻抗Z4相等。
[0097]区间A2产生比特性阻抗Zl、Z4更低的特性阻抗，并且与区间Al、A3相邻。即，区间A2是夹在区间Al和区间A3之间的区间。此外，区间A2比区间Al、A3更长。在本实施方式中，区间A2比区间Al和A3的长度总和更长。
[0098]而且，区间A2包含阻抗变换区间al、a3及均匀区间a2。阻抗变换区间al是与区间Al相邻并将区间Al的X轴方向的正方向侧的端部作为起点向X轴方向的正方向侧延伸的区间。在阻抗变换区间al中产生的特性阻抗随着远离区间A1(S卩，随着去往X轴方向的正方向侧)向降低的方向变化。均匀区间a2是与阻抗变换区间a I相邻并将阻抗变换区间a I的X轴方向的正方向侧的端部作为起点向X轴方向的正方向侧延伸的区间。均匀区间a2产生实质上均匀的特性阻抗ZlO(例如30 Ω)。阻抗变换区间a3是与均匀区间a2相邻并将均匀区间&2的1轴方向的正方向侧的端部作为起点向X轴方向的正方向侧延伸的区间。在阻抗变换区间a I中产生的特性阻抗随着远离区间A2(S卩，随着去往X轴方向的正方向侧)增加。
[0099]此外，阻抗变换区间a3的长度与阻抗变换区间al的长度相同，优选为信号线路20传输的高频信号的波长的1/5倍以上，更优选为信号线路20传输的高频信号的波长的1/4倍以上。此外，阻抗变换区间a3的长度与阻抗变换区间al的长度相同，优选为信号线路20传输的高频信号的波长的2倍以下。
[0100]在高频信号传输线路1a中，使信号线路20的线宽在各区间都不同从而产生上述那样的特性阻抗。更详细地说，在区间A1、A3中，信号线路20的线宽是宽度wl。在均匀区间a2中，信号线路20的线宽是比宽度w2更大的宽度w2。由此，在区间Al、A3中，由于信号线路20的线宽相对较小，所以信号线路20和接地导体22、24的每单位长度的相对面积相对变小。由此，在区间A1、A3中，在信号线路20与接地导体22、24之间产生的每单位长度的电容也相对变小，高频信号传输线路1a的特性阻抗Zl也相对变大。另一方面，在均匀区间a2中，由于信号线路20的线宽相对较大，所以信号线路20和接地导体22、24的每单位长度的相对面积相对变大。由此，在均匀区间a2中，在信号线路20与接地导体22、24之间产生的每单位长度的电容也相对变大，高频信号传输线路1a的特性阻抗ZlO也相对变小。
[0101]此外，阻抗变换区间al的X轴方向的负方向侧的端部的信号线路20的线宽为宽度Wl，阻抗变换区间al的X轴方向的正方向侧的端部的信号线路20的线宽为宽度w2。即，阻抗变换区间al的信号线路20的线宽随着从X轴方向的负方向侧去向正方向侧(S卩，随着离开区间Al)变大。此外，阻抗变换区间al的信号线路20的线宽为连续变化。由此，在阻抗变换区间al产生的特性阻抗随着从X轴方向的负方向侧去向正方向侧从特性阻抗Zl连续减小至特性阻抗ZlO。
[0102]此外，阻抗变换区间a3的X轴方向的负方向侧的端部的信号线路20的线宽为宽度w2，阻抗变换区间a3的X轴方向的正方向侧的端部的信号线路20的线宽为宽度wl。即，阻抗变换区间a3的信号线路20的线宽随着从X轴方向的负方向侧去向正方向侧(S卩，随着离开区间A2)变小。此外，阻抗变换区间a3的信号线路20的线宽为连续变化。由此，在阻抗变换区间a3产生的特性阻抗随着从X轴方向的负方向侧去向正方向侧，从特性阻抗ZlO连续增加至特性阻抗Z4。
[0103]高频信号传输线路1a的特性阻抗由信号线路20、接地导体22、24及电介质本体12产生。由此，高频信号传输线路10上并未使用没有包含信号线路20、接地导体22、24及电介质本体12的平衡一不平衡变换器等电路，以使阻抗变换区间al、a3的特性阻抗变化。
[0104]如上述那样构成的高频信号传输线路1a也能起到与高频信号传输线路10相同的作用效果。
[0105]此外，本申请的发明人为了明确高频信号传输线路1a中降低了插入损耗，以及为了确定阻抗变换区间a3的合适长度，进行了以下说明的计算机模拟。更详细地说，本申请的发明人制作了高频信号传输线路1a的第I模型、及比较例所涉及的高频信号传输线路的第2模型。比较例所涉及的高频信号传输线路具备具有均匀线宽的信号线，从而产生均匀的特性阻抗。而且，对第I模型及第2模型的插入损耗(1.L.)及反射损耗(R.L.)与频率的关系进行了分析。插入损耗是输出信号的功率相对于输入信号的功率的比值。反射损耗是反射信号的功率相对于输入信号的功率的比值。图7B是表示模拟结果的曲线图。纵轴表示衰减量，横轴表示频率。
[0106]根据图7B，可知在1.SGHz以上的频带中，第I模型的插入损耗比第2模型的插入损耗要好。由此可知，高频信号传输线路1a降低了插入损耗。
[0107]此外，第I模型的插入损耗与第2模型的插入损耗的差如图7B所示那样，在3.3GHz附近变小。这是由于第I模型的反射损耗在3.3GHz附近变大。另一方面，第I模型的插入损耗与第2模型的插入损耗的差如图7B所示那样，在2.5GHz附近及4.7GHz附近变大。这是由于第I模型的反射损耗在2.5GHz附近及4.7GHz变小。因而，可以设计高频信号传输线路1a使图7B的第I模型的反射损耗的波谷位置与信号线路20传输的高频信号的频率一致。
[0108]此外，根据图7B，在1.SGHz以下的频带中，第I模型的插入损耗比第2模型的插入损耗要差，而在高于1.SGHz的频带中，第I模型的插入损耗比第2模型的插入损耗要好。产生上述现象的原因是由阻抗变换区间al、a3的长度和信号线路20传输的高频信号的关系引起的。具体地说，在阻抗变换区间al、a3的长度为信号线路20传输高频信号的波长的1/4的整数倍时，能抑制阻抗变换区间al、a3的反射，第I模型的反射损耗变小。由此，阻抗变换区间al、a3的长度优选为信号线路20传输的高频信号的波长的1/4以上，更优选为信号线路20传输的高频信号的波长的1/4的整数倍。此外，在本实施方式中，阻抗变换区间al、a3的长度设定为2.5GHz的高频信号的波长的1/4(即约1GHz的高频信号的波长)。由此，第I模型的反射损耗在2.5GHz处变小。
[0109]此外，在高频信号传输线路1a中，使区间A2中信号线路20的线宽变大，从而能降低插入损耗。通过在区间A2中增大信号线路20的线宽来降低插入损耗的优点与由于阻抗变换区间al、a3的长度比信号线路20传输的高频信号的波长的1/4要短而造成的反射损耗增加的缺点相互抵消的频率为1.8GHz。如上所述，阻抗变换区间al、a3的长度设定为约1GHz的高频信号的波长。换言之，阻抗变换区间al、a3的长度设定为1.SGHz的高频信号的波长的约1/5。由此，阻抗变换区间al、a3的长度可以是信号线路20传输的高频信号的波长的1/5以上。
[0110](第2变形例)
[0111]以下对于第2变形例所涉及的高频信号传输线路1b参照附图进行说明。图8A是高频信号传输线路1b的电介质本体12的分解图。图SB是高频信号传输线路1b的A-A处的剖面结构图。图SC是表示高频信号传输线路1b的特性阻抗的曲线图。在图SC中，纵轴表示特性阻抗，横轴表示X坐标。
[0112]高频信号传输线路1b与高频信号传输线路10的不同之处在于以下3点。
[0113]第I不同点:信号线路20的宽度均匀。
[0114]第2不同点:在接地导体24上设置开口 30a?30f。
[0115]第3不同点:信号线路20设置为相比于接地导体22更靠近接地导体24。
[0116]以下，以上述不同点为中心对高频信号传输线路1b进行说明。
[0117]第I不同点
[0118]信号线路20如图8A所示那样，具有均匀的线宽《3。线宽w3比宽度wl、w2更大。
[0119]第2不同点
[0120]在接地导体24上如图8A所示那样，设置有沿信号线路20排列的多个开口30a?30f。开口 30a?30f在从ζ轴方向俯视时，与信号线路20重叠，按照该顺序从X轴方向的负方向侧向正方向侧排列。开口 30a?30f呈圆形。开口 30a、30b的直径相等，且在开口 30a?30f的直径中最大。此外，开口 30c?30f的直径依次变小。由此，开口 30a、30b与信号线路20重叠的面积在开口 30a?30f与信号线路20重叠的面积中最大。此外，开口 30c?30f与信号线路20重叠的面积依次变小。
[0121]第3不同点
[0122]信号线路20如图SB所示那样，设置为相比于接地导体22更靠近接地导体24。
[0123]在上述那样高频信号传输线路1b中，通过设置开口 30a?30f，设置了开口 30a?30f的区间的信号线路20与接地导体24相对的面积比剩余的区间的信号线路20与接地导体24相对的面积要小。由此，在设置开口 30a?30f的区间的信号线路与接地导体24之间产生的电容比在剩余的区间的信号线路20与接地导体24之间产生的电容要小。由此，在设置开口 30a?30f的区间产生的特性阻抗比在剩余的区间产生的特性阻抗要大。
[0124]而且，开口 30a、30b的直径相等，在开口 30a?30f的直径中最大。此外，开口 30c?30f的直径依次变小。由此，开口 30a、30b与信号线路20重叠的面积在开口 30a?30f与信号线路20重叠的面积中最大。此外，开口 30c?30f与信号线路20重叠的面积依次变小。由此，高频信号传输线路1b的特性阻抗如图SC所示那样变动。具体地说，高频信号传输线路1b的特性阻抗在设置开口30a、30b的区间中，以特性阻抗Zl以上的值反复地增加和减小。高频信号传输线路1b的特性阻抗在设置开口 30c?30f的区间中，反复地增加和减小，并从特性阻抗Zl向特性阻抗ZlO减小。而且，在未设置开口的区间中，高频信号传输线路1b的特性阻抗为特性阻抗ZlO。
[0125]在上述那样的高频信号传输线路1b中，如图8A所示那样，从信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部到开口30c的X轴方向的负方向侧的端部为止的区间与区间Al相当。此夕卜，从开口 30 c的X轴方向的负方向侧的端部到开口 30f的X轴方向的正方向侧的端部为止的区间与阻抗变换区间al相当。此外，从开口 30f的X轴方向的正方向侧的端部到信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部为止的区间与均匀区间a2相当。
[0126]而且，在高频信号传输线路1b中，通过设置开口 30a?30f，从而在信号线路20与接地导体24之间产生的电容变小。因此，在设置开口 30a?30f的区间，高频信号传输线路1b的特性阻抗可能会变得过小。因此，在高频信号传输线路1b中，与高频信号传输线路10相比，减小信号线路20和接地导体24的距离，并且增大信号线路20的线宽。
[0127]若采用如上述那样构成的高频信号传输线路10b，能起到与高频信号传输线路10相同的效果。
[0128]此外，在高频信号传输线路1b中，能实现薄型化及降低插入损耗。更详细地说，通过在接地导体24上设置开口 30a?30f，从而能减小信号线路20与接地导体24的距离，能使高频信号传输线路1b薄型化。但是，在接地导体24设置上开口 30a?30f会产生辐射损耗，从而导致高频信号传输线路1b的插入损耗恶化。辐射损耗是指经由开口从信号线路20向高频信号传输线路1b外辐射噪声所产生的损耗。
[0129]因此，开口30c?30f的面积在阻抗变换区间al中，随着远离区间Al而依次变小。由此，在阻抗变换区间al中，随着远离区间Al，辐射损耗变小。而且，在均匀区间a2中，由于未设置开口，辐射损耗最小。即，在区间A2中，能抑制辐射损耗的产生。如上述那样，在高频信号传输线路1b中，通过设置开口 30a?30f，实现高频信号传输线路1b的薄型化，并且通过改进开口 30a?30f的形状，使区间A2的辐射损耗减小。由此，若采用高频信号传输线路10b，能实现薄型化及降低插入损耗。
[0130]此外，若采用高频信号传输线路10b，由于信号线路20的线宽变大，能降低在信号线路20传输高频信号时产生的导体损耗。其结果，能降低高频信号传输线路1b的插入损耗。
[0131]此外，若采用高频信号传输线路10b，由于信号线路20接近接地导体24，能实现电介质本体12的薄型化。其结果，能容易地折弯高频信号传输线路10b。
[0132](第3变形例)
[0133]以下对于第3变形例所涉及的高频信号传输线路1c参照附图进行说明。图9A是高频信号传输线路1c的电介质本体12的分解图。图9B是表示高频信号传输线路1c的特性阻抗的曲线图。高频信号传输线路1c的剖面结构图引用图SB。
[0134]高频信号传输线路1c与高频信号传输线路10的不同之处在于以下3点。
[0135]第I不同点:信号线路20的宽度从X轴方向的负方向侧去往正方向侧变大。
[0136]第2不同点:在接地导体24上设置多个开口30。
[0137]第3不同点:信号线路20设置为比接地导体22更靠近接地导体24。
[0138]以下，以上述不同点为中心对高频信号传输线路1c进行说明。
[0139]第I不同点
[0140]信号线路20如图9A所示那样，随着从X轴方向的负方向侧去往正方向侧连续地变大。
[0141]第2不同点
[0142]在接地导体24上如图9A所示那样，设置有沿信号线路20排列的多个开口30。多个开口 30在从z轴方向俯视时，与信号线路20重叠，呈长方形。由此，接地导体24呈梯子状。此夕卜，在接地导体24中，将被开口 30从X轴方向的两侧夹住的部分称为桥接部60。
[0143]第3不同点
[0144]信号线路20如图SB所示那样，设置为相比于接地导体22更靠近接地导体24。
[0145]在上述那样高频信号传输线路1c中，开口30处的在信号线路20与接地导体24之间产生的电容比桥接部60处的在信号线路20与接地导体24之间产生的电容要小。因而，开口 30处的高频信号线路1b的特性阻抗比桥接部60处的高频信号传输线路1b的特性阻抗要大。信号线路20与开口 30及桥接部60交替地重合。由此，高频信号传输线路1b的特性阻抗如图9B所示那样反复地增加和减小。
[0146]信号线路20的线宽随着从X轴方向的负方向侧去往正方向侧变大。因而，信号线路20与接地导体24之间产生的电容随着从X轴方向的负方向侧去往正方向侧变大。其结果，如图9B所示那样，高频信号传输线路1b的特性阻抗随着从X轴方向的负方向侧去往正方向侧重复地增加和减小并逐渐变小。
[0147]在上述那样的高频信号传输线路1b中，如图9B所示那样，高频信号传输线路1b的特性阻抗在信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部为特性阻抗Zl，接着在X轴方向的正方向侧有所增加。于是，从信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部起，到将信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部作为起点向X轴方向的正方向侧前进且特性阻抗第一次达到特性阻抗Zl的位置为止的区间为区间Al。即，区间Al是产生特性阻抗Zl以上的特性阻抗的连续区间。在本实施方式中，区间Al是从信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部到多个桥接部60中设置在最靠X轴方向的负方向侧的桥接部60为止的区间。
[0148]此外，区间A2是从区间Al的X轴方向的正方向侧的端部到信号线路20的X轴方向的正方向侧的端部为止的区间。此外，在区间A2产生的特性阻抗实质上逐渐减小。因此，在高频信号传输线路1b中，不存在均匀区间a2。由此，在高频信号传输线路1b中，区间A2与阻抗变换区间al相同。
[0149]若采用如上述那样构成的高频信号传输线路10c，能起到与高频信号传输线路10相同的效果。
[0150]此外，若采用高频信号传输线路10c，由于信号线路20接近接地导体24，能实现电介质本体12的薄型化。其结果，能容易地折弯高频信号传输线路10b。
[0151]此外，本申请的发明人为了明确在高频信号传输线路1c中能降低插入损耗，进行以下说明的计算机模拟。更详细地说，制作了以下说明的第3模型至第5模型。
[0152]第3模型是具有高频信号传输线路1c的结构的模型。此外，特性阻抗Zl为50Ω，特性阻抗Z4为30 Ω。
[0153]第4模型是具有在专利文献I中记载的高频信号线路的结构的模型。高频信号传输线路的特性阻抗为50 Ω且均匀。
[0154]第5模型是在专利文献I中记载的高频信号线路上设置平衡-不平衡变换器的模型。信号线一端的特性阻抗为50 Ω，信号线另一端的特性阻抗为30 Ω。
[0155]本申请的发明人使用第3模型至第5模型，对反射特性及通过特性和频率的关系进行了分析。图1OA是表示第3模型的反射特性的曲线图。图1OB是表示第3模型的通过特性的曲线图。图1lA是表示第4模型的反射特性的曲线图。图1lB是表示第4模型的通过特性的曲线图。图12A是表示第5模型的反射特性的曲线图。图12B是表示第5模型的通过特性的曲线图。通过特性是从外部端子16b输出的输出信号的强度相对于输入到外部端子16a的输入信号的强度的比值。反射特性是从外部端子16b输出的反射信号的强度相对于输入到外部端子16a的输入信号的强度的比值。
[0156]在第3模型中，在2.4GHz处的反射特性最好。而且，在第3模型中，通过特性在2.4GHz#S — 0.477dB。
[0157]在第4模型中，在2.4GHz处的反射特性最好。而且，在第4模型中，通过特性在2.4GHz#S — 0.504dB。
[0158]在第5模型中，在2.4GHz处的反射特性最好。而且，在第5模型中，通过特性在2.4GHz 处为一 1.307dB。
[0159]如上可知，第3模型在2.4GHz的通过特性比第4模型及第5模型在2.4GHz的通过特性要好。因而，可知高频信号传输线路1c比在专利文献I中记载的高频信号传输线路及适用平衡-不平衡变换器的高频信号传输线路更能降低插入损耗。
[0160](其他实施方式)
[0161]本实用新型所涉及的高频信号传输线路不限于上述高频信号传输线路10、10a?10c，能在其实用新型思想的范围内进行变更。
[0162]此外，接地导体22、24只要设置至少任意一方即可。即，高频信号传输线路10、10a?1c可以是微带线结构
[0163]此外，电介质本体12也可以不是层叠体。电介质本体12也可以是例如具有同轴电缆那样圆形的截面形状的电缆。这种情况下，设置具有圆环状的截面形状的外部导体来包围信号线的周围。
[0164]此外，在高频信号传输线路1c中，也可以不设置开口30。在这种情况下，高频信号传输线路1c的特性阻抗线性地从特性阻抗Zl减小至特性阻抗Z4。因此，区间Al仅为信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部。此外，区间A2为除信号线路20的X轴方向的负方向侧的端部以外的部分。而且，不存在均匀区间a2。
[0165]此外，可以任意组合高频信号传输线路10、1a?1c的结构。
[0166]工业上的实用性
[0167]如上述那样，本实用新型涉及高频信号传输线路及电子设备，在能够减低插入损耗方面较为优异。
[0168]符号说明
[0169]10，1a?1c:高频信号传输线路
[0170]12:电介质本体
[0171]18a?18c:电介质片材
[0172]20:信号线路
[0173]22，24:接地导体
[0174]30，30&?306开口
[0175]60:桥接部
[0176]200:电子设备
[0177]210:壳体
[0178]Al?A3:区间
[0179]al，a3:阻抗变换区间
[0180]a2:均匀区间
【主权项】
1.一种高频信号传输线路，其特征在于，包括: 本体； 线状的信号线路，该线状的信号线路设置在所述本体上，并且具有第I端部及第2端部；以及 至少I个以上的接地导体，该至少I个以上的接地导体设置在所述本体上，并且沿所述信号线路延伸， 所述本体由绝缘体层层叠而成， 所述接地导体隔着所述绝缘体层而与所述信号线路相对， 所述接地导体是实心状的导体， 通过所述信号线路、所述接地导体及所述本体产生特性阻抗， 所述信号线路包括:产生的特性阻抗在所述第I端部的第I特性阻抗以上并且包含该第I端部在内的连续的第I区间;及产生的特性阻抗比所述第I特性阻抗更低并与所述第I区间相邻的第2区间， 所述第2区间比所述第I区间长， 所述第2区间中所述信号线路的宽度比所述第I区间中所述信号线路的宽度要大。2.如权利要求1所述的高频信号传输线路，其特征在于， 所述第2区间中包含特性阻抗变换区间，该特性阻抗变换区间与所述第I区间相邻，并且其特性阻抗随着离开该第I区间而向下降的方向变化。3.如权利要求2所述的高频信号传输线路，其特征在于， 在所述第2区间中包含均匀区间，该均匀区间与所述特性阻抗变换区间相邻，并且产生实质上均匀的第2特性阻抗。4.如权利要求3所述的高频信号传输线路，其特征在于， 所述特性阻抗变换区间的长度为所述信号线路传输的高频信号的波长的1/5倍以上。5.如权利要求2至4中任意一项所述的高频信号传输线路，其特征在于， 在所述特性阻抗变换区间中，所述信号线路的宽度随着远离所述第I区间而变大。6.如权利要求5所述的高频信号传输线路，其特征在于， 所述信号线路的宽度为连续地变化。7.如权利要求1至4的任一项所述的高频信号传输线路，其特征在于， 所述信号线路还包括产生的特性阻抗在所述第2端部的第3特性阻抗以上且包含该第2端部在内的连续的第3区间， 所述第3区间与所述第2区间相邻， 所述第2区间比所述第3区间长。8.一种高频信号传输线路，其特征在于，包括: 本体； 线状的信号线路，该线状的信号线路设置在所述本体上，并且具有第I端部及第2端部；以及 至少I个以上的接地导体，该至少I个以上的接地导体设置在所述本体上，并且沿所述信号线路延伸， 所述本体由绝缘体层层叠而成， 所述接地导体隔着所述绝缘体层而与所述信号线路相对， 在所述接地导体上设置有沿该信号线路排列的多个开口， 通过所述信号线路、所述接地导体及所述本体产生特性阻抗， 所述信号线路包括:产生的特性阻抗在所述第I端部的第I特性阻抗以上并且包含该第I端部在内的连续的第I区间;及产生的特性阻抗比所述第I特性阻抗更低并与所述第I区间相邻的第2区间， 所述第2区间比所述第I区间长， 在所述第2区间中，所述多个开口与所述信号线路重叠的面积随着远离所述第I区间而变小。9.如权利要求8所述的高频信号传输线路，其特征在于， 所述第2区间中包含特性阻抗变换区间，该特性阻抗变换区间与所述第I区间相邻，并且其特性阻抗随着离开该第I区间而向下降的方向变化。10.—种电子设备，包括高频信号传输线路和收纳所述高频信号传输线路的壳体，其特征在于， 所述高频信号传输线路包括: 本体； 线状的信号线路，该线状的信号线路设置在所述本体上并且具有第I端部及第2端部；及 至少I个以上的接地导体，该至少I个以上的接地导体设置在所述本体上并且沿所述信号线路延伸， 所述本体由绝缘体层层叠而成， 所述接地导体隔着所述绝缘体层而与所述信号线路相对， 所述接地导体是实心状的导体， 通过所述信号线路、所述接地导体及所述本体产生特性阻抗， 所述信号线路包括:产生的特性阻抗在所述第I端部的第I特性阻抗以上并且包含该第I端部在内的连续的第I区间;及产生的特性阻抗比所述第I特性阻抗更低并与该第I区间相邻的第2区间， 所述第2区间比所述第I区间长，所述第2区间中所述信号线路的宽度比所述第I区间中所述信号线路的宽度要大。11.一种电子设备，包括高频信号传输线路和收纳所述高频信号传输线路的壳体，其特征在于， 所述高频信号传输线路包括: 本体； 线状的信号线路，该线状的信号线路设置在所述本体上并且具有第I端部及第2端部；及 至少I个以上的接地导体，该至少I个以上的接地导体设置在所述本体上并且沿所述信号线路延伸， 所述本体由绝缘体层层叠而成， 所述接地导体隔着所述绝缘体层而与所述信号线路相对， 在所述接地导体上设置有沿该信号线路排列的多个开口， 通过所述信号线路、所述接地导体及所述本体产生特性阻抗， 所述信号线路包括:产生的特性阻抗在所述第I端部的第I特性阻抗以上并且包含该第I端部在内的连续的第I区间;及产生的特性阻抗比所述第I特性阻抗更低并与所述第I区间相邻的第2区间， 所述第2区间比所述第I区间长， 在所述第2区间中，所述多个开口与所述信号线路重叠的面积随着远离所述第I区间而变小。12.如权利要求10或11所述的电子设备，其特征在于， 所述第2区间中包含特性阻抗变换区间，该特性阻抗变换区间与所述第I区间相邻，并且其特性阻抗随着离开该第I区间而向下降的方向变化。
【文档编号】H01P5/02GK205564941SQ201490000988
【公开日】2016年9月7日
【申请日】2014年12月26日
【发明人】马场贵博, 用水邦明
【申请人】株式会社村田制作所