专利名称：带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器的制作方法
技术领域：
本发明所涉及是一种电能变换装置，尤其是直流变换器。
随着电力电子技术的发展，对电能变换装置的要求越来越高，特别是对输入功率因数的要求越来越高。经三相功率因数校正(Power FactorCorrection，PFC)后电路的输出一般可达760～800V，有时甚至达到1000V，这就要求提高后级的直流变换器的开关管电压定额，使得很难选择合适的功率开关管，而且，为了减小变换器的体积和重量，必须提高开关频率，这就要求实现开关管的软开关(即零电压或零电流开关)，以减小开关损耗。J.Remes Pinheiro and Ivo Barbi,“The three-level zvs pwm converter-A newconcept in high-voltage dc-to-dc conversion,”IEEE IECON，1992，PP.173-178公开了一种零电压开关三电平直流变换器。它利用开关管的结电容和变压器的漏感或谐振电感来实现开关管的零电压开关；且开关管的电压应力为输入直流电压的一半，可以找到合适的开关管。但这种变换器的副边整流二极管的反向恢复使副边整流电压存在电压尖峰，因而整流二极管的损耗较大，并且要承受很高的电压尖峰。
本发明的目的在于针对上述变换器的缺陷，研制一种带钳位二极管的三电平零电压开关直流变换器，以有效去除副边整流电压尖峰，减小整流二极管上的损耗，提高变换效率。
本发明的带钳位二极管零电压开关三电平直流变换器由输入分压电容、逆变桥、隔离变压器、整流桥及滤波电路、钳位电路组成。其特点是在变压器的原边绕组与谐振电感交点之处引出两钳位二极管分别接至逆变桥上、下两对开关管的每对开关管的中间。
附
图1-8.本发明的几种实施例电路结构示意图附图9.本发明的主要波形示意图。
附图10-19.各开关模态的等效电路结构示意图。
根据附图1叙述本发明的电路组成结构，本发明的直流变换器仍由输入分压电容1、逆变桥2、隔离变压器3、整流及滤波电路4所构成，其特点在于在隔离变压器Tr的原边绕组与谐振电感Lr的交点处引出两个钳位二极管5，其中二极管D7的阴极接至超前管Q1的源极(或滞后管Q2的漏极)，二极管D8的阳极接至滞后管Q3的源极(或超前管Q4的漏极)。分压电容1的Cd1和Cd2其容量相等，且很大，它们的电压均为输入电源电压Vin的一半，即VCd1=VCd2=Vin/2；C1～C4、D1～D4分别是Q1～Q4的结电容(或外部附加电容)和寄生二极管；超前管Q1和Q4通过滤波电感和谐振电感实现零电压开关，滞后管Q2和Q3则通过谐振电感的能量来实现零电压开关，从而在开关管上无开关损耗，提高变换效率。在逆变桥电路中还加有续流管D5、D6，并在D5的阴极和D6的阳极之间跨接联结电容CSS，其作用在于将两对开关管的开关过程连接起来。在变换器稳态工作时，电容CSS上的电压恒定为Vin/2。
附图1加有联结电容CSS，附图2没有联结电容CSS，附图3和4则是分别将附图1和2中的隔离变压器Tr和谐振电感Lr互换了位置，但对电路没有本质影响。
附图5～8将附图1～4中的续流二极管D5和D6去掉，可进一步简化电路结构，对电路没有本质影响。
下面以附图1为例，结合附图9～19叙述本发明的具体工作原理，由附图9可知整个变换器在一个开关周期中有18种开关模态，分别以[t0时刻]、[t0,t1]、[t1,t2]、[t2,t3]、[t3,t4]、[t4,t5]、[t5,t6]、[t6,t7]、[t7,t8]、[t8,t9]、[t9,t10]、[t10,t11]、[t11,t12]、[t12,t13]、[t13,t14]、[t14,t15]、[t15,t16]、[t16,t17]、[t17,t18](见附图9)，其中，[t0,t9]为前半周期，[t9,f18]为后半周期。下面对各开关模态的工作情况进行具体分析1.开关模态0[t0时刻之前][对应于附图10]在t0寸刻之前，Q1和Q2导通，输出整流管DR1导通，DR2截止。2.开关模态1[t0,t1][对应于附图11]在t0时刻关断Q1，原边电流ip给C1充电，同时通过CSS给C4放电，νAB下降。若此时变压器原边电压νCB不变，则谐振电感两端电压νAC＜0，二极管D9立即导通，将νAC钳在0，因此νCB必定下降，副边电压相应下降，DR2的结电容CDR2的电压也下降，CDR2被放电。这样输出滤波电感电流一部分给CDR2放电，其余部分折算到原边给C1充电和给C4放电，因此ip在t0时刻阶跃下降，而iLr保持不变，其高于ip的部分流过D9。由于有C1、C4和C′D，Q1是零电压关断。到t1时刻，C4的电压下降到零，DR2自然导通，A点电位降至Vin/2，D5导通。3.开关模态2[t1,t2][对应于附图12]D5导通后，将Q4两端的电压钳在零位，此时可以零电压开通Q4。这段时间里，νAB=0，ip和iLr均处于自然续流状态，大小保持不变，副边两个整流管同时导通。4.开关模态3[t2,t3][对应于附图13]t2时刻关断Q2，iLr给C2充电，同时通过CSS给C3放电，由于C2和C3的存在，Q2是零电压关断。此时，νAB=-νC2，由于两个输出整流管DR1和DR2都导通，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，νAB直接加在谐振电感上。因此在这段时间里，实际上Lr和C2、C3在谐振工作。
到t3时刻，νC2升至Vin/2，νC3降至0。5.开关模态4[t3,t4][对应于附图14]t3时刻，D3自然导通，此时可以零电压开通Q3。虽然此时Q3已开通，但Q3并不流过电流，ip由D3流通。由于ip不足以提供负载电流，副边两个整流管依然同时导通，因此变压器副边绕组的电压为零，二极管D5、D9继续导通，Vin/2全部加在谐振电感两端，iLr线性下降。到t4时刻，iLr降至与ip相等，D9自然关断。6.开关模态5[t4,t5][对应于附图15]在这一阶段中，两个整流管继续同时导通，变压器原边和副边电压均为零，Vin/2全部加在谐振电感两端，iLr和ip同时线性下降。到t5时刻，ip降至零，D5自然关断。7.开关模态6[t5,t6][对应于附图16]t5时刻，ip由正值过零，且向负方向增加，Q3和Q4为ip提供通路，由于ip仍不足以提供负载电流，两个输出整流管同时导通，因此，原边绕组电压为零，加在谐振电感两端电压为Vin/2，iLr和ip线性下降。
到t6时刻，ip达到折算至原边的负载电流-iLr(t6)/K，DR1关断，DR2流过全部负载电流。8.开关模态7[t6,t7][对应于附图17]在t6时刻，Lr与CDR1谐振工作，给DR1的结电容CDR1充电，ip和iLr继续增加。
在t7时刻，CDR1的电压上升到Vin/K，同时变压器原边电压νCB为Vin/2，D10导通，将νCB钳在Vin/2，因此将CDR1的电压钳在Vin/K。此时ip和iLr为-I2。9.开关模态8[t7,t8][对应于附图18]当D10导通后，ip阶跃下降到折算到原边的滤波电感电流，而iLr保持不变电路进入稳态，它与ip的差值从D10中流过。到t8时刻，ip和iLr相等，该模态结束。10.开关模态9[t8,t9][对应于附图19]在此模态中，原边给副边提供能量，ip与iLr相等。
无联结电容或谐振电感与变压器互换位置以及去掉两个续流二极管的工作原理与上述基本相同，最后得到的效果亦基本相同，因此不再多述。
本发明的一个具体实例如下输入交流电压380V/50Hz交流电，经过整流滤波后得到直流电压为Vin=530VDC；输出直流电压为V0=54VDC；输出电流I0=10A；变压器原副边匝比K=3；谐振电感为Lr=21μH；输出滤波电感为Lt=70μH；输出滤波电容为Cj=6600μF；开关管为MOSFET:IRF840；二极管为DSE112-06A；开关频率为fs=1OOkHz。
由以上描述可知，本发明提出的带钳位二极管的三电平零电压开关直流变换器具有如下优点①由于加了钳位二极管，副边整流二极管不存在反向恢复造成的电压振荡和电压尖峰。
②开关管电压应力为输入直流电压的一半，利于选择合适的开关管；③可以实现开关管的零电压开关。
权利要求
1．一种带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器，包括由输入分压电容(1)、逆变桥(2)、隔离变压器(3)、整流及滤波电路(4)，其特征在于还包括在隔离变压器Tr的原边绕组与谐振电感Lr交点处引出两个钳位二极管所构成的钳位电路(5)，两个钳位二极管分别连于逆变桥(2)上、下两对开关管的每对开关管的中间。
全文摘要
一种带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器属直流变换器,包括由输入分压电容(1)、逆变桥(2)、隔离变压器(3)、整流及滤波电路(4),其特点是还包括在隔离变压器T
文档编号H02M3/24GK1286521SQ0011904
公开日2001年3月7日 申请日期2000年10月19日 优先权日2000年10月19日
发明者阮新波, 许大宇 申请人:南京航空航天大学