专利名称：多模式开关模式电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及多模式开关模式电源，用于当提供的输出功率低于预定值时运行在第一控制模式，以及当提供的输出功率高于预定值时运行在第二控制模式。
NL-9201428揭示了双模式电源，包括带有初级绕组和次级绕组的变压器。初级绕组与开关的串联装置接收主电压。控制脉冲控制开关来稳定由次级绕组提供给负载的输出电压。在第一控制模式时，当检测到提供的功率低于预定值时，控制脉冲具有第一固定的重复频率。在第二控制模式时，当检测到提供的功率高于预定值时，控制脉冲具有高于第一固定重复频率的第二固定重复频率。已知的双模式开关模式电源的缺点在于，模式过渡导致输出电压的不想要的起伏。
本发明的目的，尤其是，改进由模式过渡造成的输出电压的稳定性，而同时保持在低的输出功率时的高效率。
为此，本发明的第一方面提供如权利要求1要求的、多模式开关模式电源。本发明的第二方面提供如权利要求5要求的、在多模式开关模式电源中使用的控制电路。在附属权利要求中规定了有利的实施例。
按照本发明的多模式开关模式电源，当由多模式开关模式电源提供的输出功率(给一个负载或多个负载)低于预定值时运行在第一控制模式，以及当提供的输出功率高于这个预定值时运行在第二控制模式。在第一控制模式下，控制电路可以控制多模式开关模式电源的频率，得出与提供的输出功率无关的、电感电流的几乎恒定的峰值。第一控制模式下的电感电流的几乎恒定的峰值，基本上等于电感电流在第二控制模式改变到第一控制模式的时刻的峰值。第二控制模式改变到第一控制模式的时刻是通过输出功率降低到低于预定值而确定的。由于电感电流的峰值在控制模式之间过渡期间基本上是恒定的，开关模式电源的控制特性没有被打扰，以及输出电压将被很好地稳定，即使在这些过渡期间。在现有技术中，在初级绕组中电流的峰值在控制脉冲的重复频率在模式过渡期间改变时有很大的跳跃(因为，在模式过渡期间，提供的输出功率接近为恒定的)。这个峰值电流跳跃，就输出电压的稳定性和对输出电压的瞬态影响而论，在开关模式电源的控制环路中造成困难。控制环路想要一些时间来调整到新的峰值电流值，因此，输出电压的稳定性将不是最佳的。
本发明的这些和其它方面从后面描述的实施例将是很明显的，以及将参照这些实施例来阐述。
在附图中
图1显示按照本发明的多模式开关模式电源的基本电路图，图1显示按照本发明的多模式开关模式电源的基本电路图，图2显示在按照本发明的多模式开关模式电源中使用的控制电路的实施例的方框图，图3显示按照本发明的多模式开关模式电源的实施例的更详细的电路图，图4A到4L显示阐述图3所示的多模式开关模式电源的实施例的运行的波形，图5显示在图3所示的多模式开关模式电源的实施例中使用的反馈电路的另一个实施例，以及图6显示按照本发明的多模式开关模式电源的另一个实施例。
图1显示按照本发明的多模式开关模式电源的基本电路图。多模式开关模式电源包括开关S1和电感L的串联装置。串联装置被耦合来接收直流(DC)输入电压Vin。整流器D被耦合到电感L，把输出电压V0提供给负载Z0。控制电路CC接收输出电压V0，把控制信号Cs提供到开关S1的控制电极，用于控制开关S1的接通和或关断时间，以便稳定输出电压V0。电流测量电路CM测量流过电感的L的电感电流Ip的数值Mv。
开关模式电源在提供给负载Z0的输出功率低于预定值时运行在第一控制模式，以及在提供的输出功率高于这个预定值时运行在第二控制模式。
在第二控制模式下，开关模式电源可以运行在自振荡模式(还被称为SOPS模式)。电感电流Ip在开关S1被闭合的时刻开始流过电感L。当电感电流Ip达到参考值时，开关S1被打开，在电感L与开关S1的连接点N1处的电压上升，整流器D开始导通，以及功率被提供到负载Z0。当检测到电感被去磁化(电感L中的电流几乎是零)时，开关S1再次被闭合。参考值取决于被提供到负载Z的输出功率，以使得在高的输出功率时，电感电流Ip的峰值大于在低的输出功率时的峰值。这个SOPS模式将参照图4A到4F详细地被阐述。控制电路CC可被配置来得出不同于SOPS模式的第二控制模式。例如，可以实施固定的频率模式。
在第一控制模式下，控制电路SS控制电感电流Ip的峰值，以使得它基本上是常数，与输出功率无关。在第一控制模式期间电感电流Ip的几乎恒定的峰值基本上等于电感电流Ip在第二控制模式改变到第一控制模式的时刻的峰值。这样，在两个控制模式之间的过渡非常平滑，因为电感电流Ip刚好在过渡之前和刚好在过渡之后基本上是相等的。控制电路在第一控制模式下的运行将参照图4G到4L被阐述。第二控制模式改变到第一控制模式的时刻由输出功率降低到低于预定值而被确定。在一个实施例中，这个时刻由电感电流Ip的峰值降低到低于某个值而被确定。
图2显示在按照本发明的多模式开关模式电源中使用的控制电路的实施例的方框图。用与图1所使用的相同的参考数字表示的功能块和信号具有与参照图1阐述的相同的意义。控制电路CC包括比较器CP，反馈电路MC，和驱动电路DC。比较器CP把流过电感L的电感电流Ip的测量值Mv与参考值Vref进行比较。反馈电路MC接收输出电压V0，用来在第二控制模式期间根据输出电压V0改变参考值Vref，以及用来在第一控制模式期间产生基本上固定的参考值Vref。固定的参考值Vref基本上等于在第二控制模式改变到第一控制模式时的时刻的参考电平值Vref。驱动电路DC把控制信号Cs提供到开关S1的控制端，用来在测量值Mv穿过参考值Vref时关断开关S1。
图3显示按照本发明的多模式开关模式电源的实施例的更详细的电路图。用与图1或2中所使用的相同的参考数字表示的功能块和信号具有与分别参照图1或2阐述的相同的意义。
电感L现在是具有初级绕组LP，次级绕组LS，和辅助绕组LA的变压器TR。初级绕组LP被安排成与开关S1和电阻RF串联。串联装置接收DC输入电压Vin。开关S1被显示为FET，虽然可以使用任何适当的可控电子开关。电阻RF形成电流测量电路CM。开关S1与电阻RF的连接点用N4表示，以及载有测量值Mv。
整流二极管D1被连接到次级绕组LS，用来提供输出电压V0。电容C平滑输出电压V0。
辅助绕组LA提供一个电压V1，用来检测变压器TR是否被去磁化。
初级绕组LP，次级绕组LS，和辅助绕组LA的极性用相应的点表示。二极管D1的极性被放置成得出正的输出电压V0。应当指出，初级绕组LP，次级绕组LS，辅助绕组LA，和二极管的变压器TR。初级绕组LP的极性可被选择为不同的。
反馈电路MC包括运算放大器(也被称为opamp)OA1，比较器CP1，和开关SW2。运算放大器OA1具有一个倒相输入端，它通过被连接到在节点N5处的输出电压的分压器R1，R2接收反馈电压Vfb，一个非倒相输入端，接收参考电压Vref1，以及一个输出端，被连接到节点N2，提供电压Vop。电压Vop随由电源提供的输出功率而变化(在文献上，运算放大器OA1常常被称为误差放大器)。开关S2具有被连接到节点N2的第一端子Ta，接收参考电压Vref2的第二端子Tb，以及在节点N6处提供参考电压Vref的第三端子Tc。参考电压Vref2是参考电压Vref1的几分之一，例如，Vref2＝Vref1/4。当电压Vop高于参考电压Vref2时，开关S2连接端子Ta和Tc，以及当电压Vop低于参考电压Vref2时，开关S2连接端子Tb和Tc。参考发生器RG产生参考电压Vref1和Vref2。
驱动电路DC包括设置-复位触发器(也称为SRFF)SR，具有设置输入端S，复位输入端R，以及非倒相输出端Q，通过放大器DR被连接到开关S1的控制端。逻辑与门A1具有被连接到运算放大器OA2的输出端的第一输入端，被连接到比较器CP2的输出端的第二输入端，和被连接到SRFF SR的设置输入端S的输出端。比较器CF2具有非倒相输入端，被连接来通过电阻R3接收来自辅助绕组LA的电压V1，以及倒相输入端，接收参考电压Vref4。参考电压Vref4接近于零伏，以使得比较器CF2的输出电压Vdo是低的，只要二极管D1导通和变压器TR提供电流到被连接到输出电压V0的负载Z0。变压器TR在二极管D1停止导通的时刻被去磁化。运算放大器OA2具有被连接到节点N3的非倒相输入端，接收电压Vc，以及倒相输入端，接收参考电压Vref3，在其输出端提供信号Vc1，表示电容C1上的锯齿电压穿过参考电平Vref3的时间。电容C1被连接在节点N3与地之间。电流源I1被连接到节点N3，提供电流到电容C1，电流的数值按照运算放大器OA1的输出端处的电压Vop而变化。开关S3与电容C1并联连接，开关S3的控制端被连接到SRFF SR2的输出端Q2。SRFF SR2具有被连接到比较器CP2的输出端的设置输入端S2，以及被连接到SRFF SR的输出端Q的复位输入端R2。
控制电路CC还包括比较器CP，该比较器具有接收在节点N6处可提供的参考电压Vref的倒相输入端，接收测量值Mv的非倒相输入端，以及被连接到SRFF SR的复位输入端R的输出端。
下面将参照图4阐述图3所示的电路的运行。
图4A到4L显示阐述图3所示的多模式开关模式电源的实施例的运行的波形。图4A到4F显示当开关模式电源正运行在第二控制模式(它是SOPS模式)时的波形。图4G到4L显示当开关模式电源正以电感电流的恒定幅度值运行在第一控制模式时的波形。
图4A和4G显示在初级绕组Lp上的电压Vp。图4B和4H显示测量值Mv，它代表通过初级绕组Lp的电流Lp。图4C和4I显示在辅助绕组LA是的电压V1。图4D和4J显示电压Vdo，它表示变压器被去磁化的时间。图4E和4K显示在电容C1上的电压Vc。图4F和4L显示电压Vc1，它表示电容C1上的锯齿电压Vc穿过参考电平Vref3的时间。
首先，开关模式电源在第二(SOPS)控制模式时的运行将参照图4A到4F被讨论。由于在第二控制模式，输出功率大于由Vref2确定的预定的电平，比较器CP1检测到运算放大器OA1的输出电压Vop高于参考值Vref2。开关S2处在使得其端子Ta和Tc被互联的位置。
在时刻t1，代表在初级绕组Lp中的初级电流Ip的测量值达到可变参考电平Vref，以及比较器CP复位SRFF SR。开关S1打开，初级电压Vp开始增加，以及二极管D1开始导通。在辅助绕组LA上的电压V1成为负值，以及比较器CP2的输出电压Vdo成为低电平。在时刻t2，二极管停止导通，电压V1穿过参考电平Vref4，以及电压Vdo成为高电平，表示变压器TR被去磁化和允许在开关S1上再次切换。而且，在时刻t2，电压Vdo的高电平数值使得开关S3打开。在电容C1上的锯齿电压Vc开始上升。在时刻t3，锯齿电压Vc达到参考电平Vref3，以及运算放大器OA2的输出电压Vc1成为高电平。现在，电压Vc1和Vc2都是高电平，SRFF SR被设置，以及开关S1被闭合。在时刻t1′，测量值Mv再次达到参考值Vref，以及开关S1打开，同样的循环将进行下去，就像在时刻t1开始那样。
输出电压V0被稳定，因为参考电压Vref随被提供给负载Z0的输出功率而变化。比较器CP把流过初级绕组Lp的实际电流Ip与这个变化的参考电压Vref进行比较，当初级电流Ip穿过相应于参考电压Vref的实际值的数值时关断开关S1。例如，当输出电压Vout太高时，参考电压Vref将降低，以及开关S1将以初级电流Ip的较低的峰值被打开。因此，初级电流Ip的峰值被控制，以使得输出电压V0被稳定。
有可能调整电流I1，以使得开关S1的接通时刻发生在接近于开关S1上的电压的最小值的时刻。
第二，开关模式电源在第一控制模式时的运行将参照图4G到4L被讨论。作为通用标记符号，在图4G和4I中显示的振荡是由于初级绕组Lp的电感与FETS1的漏极-源极电容的谐振。为了简化起见，图4H上没有显示这个振荡。振荡的幅度将太低，而不能超过参考电平Vref。由于在第一控制模式，输出功率低于由Vref2确定的预定的电平，比较器CP1检测到运算放大器OA1的输出电压Vop低于参考值Vref2，以及开关S2互联它的端子Tb和Tc。
在时刻t1，代表在初级绕组Lp中的初级电流Ip的测量值Mv，达到固定参考电平Vref，以及比较器CP复位SRFF SR。开关S1打开和初级电压Vp开始增加，因此，开关S1在初级电流Ip的固定的峰值处打开。而且，二极管D1开始导通。在辅助绕组以上的电压V1成为负值，以及比较器CP2的输出电压Vdo成为低电平。在时刻t2，二极管D1停止导通，电压V1穿过参考电平Vref4，以及电压Vdo成为高电平，表示变压器TR被去磁化和允许在开关S1上再次切换。在时刻t2，电压Vdo的电平值设置SRFF SR2，使得开关S3打开。在电容C1上的锯齿电压Vc开始上升。在时刻t3，锯齿电压Vc达到参考电平Vref3，以及运算放大器OA2的输出电压Vc1成为高电平。现在，电压Vc1和Vc2都是高电平，SRFF SR被设置，以及开关S1被闭合。SRFF SR的设置复位SRFF SR2，以及开关S3被闭合。也可能发生，电压在电压Vdo是低电平的时刻达到参考电平Vref3。然后，开关S1将在电压Vdo成为高电平的时刻被切换。
输出电压V0被稳定化，因为电流源I1提供电流给电容C1，它取决于作为输出功率的测量值的电压Vop。应当看到，电流源I1在第一控制模式供给的电流小于在第二控制模式时供给的电流(因为输出功率是较低的)，因此，锯齿电压Vc上升不太快。所以，在平滑电压达到参考电平Vref3之前化费较长的时间，因此开关S1在较长的时间间隔期间将被关断。而且，由于在第一控制模式下参考电压的固定电平低于在第二控制模式下参考电平的可变电平。开关将被闭合较短的时间，因此，由于这两个效应负载Z0，被加到负载Z0的功率在第一控制模式将比在第二控制模式时更低。
有可能用被连接在节点N2和N3之间的电阻来代替控制电流源I1。例外，这样，电容C1的充电电流取决于加到负载Z0的输出功率，因为节点N2上的电压随输出功率变化。
图5显示在图3上所示的多模式开关模式电源的实施例中使用的反馈电路的另一个实施例。反馈电路MC在图3所示的相同的节点N2，N5，和N6相接口。反馈电路MC现在包括运算放大器OA1′，具有倒相输入端，通过分压器R1，R2被连接到输出电压V0，非倒相输入端，接收参考电压Vref1，以及输出端，被连接到如图3所示的相同的节点N2。反馈电路还包括参考电压发生器RG′，产生第一参考电压Vref1′和第二参考电压Vref2′，第二参考电压Vref2′是第一参考电压Vref1′的几分之一。二极管D21的正极被连接到节点N2，其负极被连接到节点N6。电阻R4被连接在节点N6与参考电压Vref2′之间。如图3所示的参考电压Vref再次被提供在节点N6。
反馈电路MC的这个实施例如下地运行。在低的输出功率下，因此是第一控制模式，误差放大器OA1′用使得二极管D2不导通的电平提供一个电压在节点N2处。因此，参考值Vref具有固定的数值Vref1′，以及流过初级绕组Lp的电流Ip的峰值是恒定的。
在高的输出功率下，因此是第二控制模式，误差放大器OA1′在节点N2处提供一个使得二极管D2导通的电压。因此，参考值Vref具有按照输出功率变化的数值，以及初级绕组电流Ip的峰值将取决于提供的输出功率。
图6显示按照本发明的多模式开关模式电源的另一个实施例。如图3所示的相同的信号和功能块具有相同的参考数字。
变压器TR具有初级绕组LP，次级绕组LS，和辅助绕组LA。初级绕组LP与开关S1的串联装置被耦合到DC输入电压Vin。测量电路CM被安排成与开关S1的主电流路径串联，提供测量值Mv，代表流过初级绕组LP的电流Ip。次级绕组LS通过整流器D1提供输出电压V0。电容C平滑输出电压V0。
驱动电路DC包括去磁化检测电路DMG，被连接到辅助绕组LA，用来接收电压V1，以便提供关于变压器Tr是否被去磁化的指示。去磁化检测电路DMG可以以图3所示的、相同的方式被配置，其中它包括电阻R3和比较器CP2。逻辑与门A1具有被连接到去磁化检测电路DMG输出端的第一输入端，被连接到压控振荡器VCO输出端的第二输入端，和输出端，被连接到SRFFSR的设置输入端S。SRFFSR的输出端Q提供驱动电路DR被连接到开关S1的控制电极。
反馈电路MC包括电路FBC，它接收输出电压V0而提供反馈电压Vfb，这代表输出电压V0的数值。电路FBC可以包括一个元件，诸如光耦合器或脉冲变压器，，以便桥路连接在电源的主端与副端之间的电压差值。运算放大器或误差放大器OA1接收反馈电压Vfb和参考电压Vref1，以便提供误差电压，代表由电源在其输出端提供的输出功率。开关S2具有被连接到运算放大器输出端的端子Ta，接收参考电压Vref2的端子Tb，以及被连接到比较器CP的倒相输入端的端子Tc。开关控制电路SC接收测量值Mv，以便控制开关S2在输出功率(从而是初级电流的峰值)高于预定值时互联端子Ta和Tc，以及在输出功率低于由Vref2确定的预定值时互联端子Tb和Tc。比较器CP具有另一个输入端，接收测量值Mv，以及一个输出端，被连接到SRFF SR的复位输入端。压控振荡器的输出频率由运算放大器OA1提供的误差信号控制。参考发生器RG产生参考电压Vref1和Vref2因此，类似于图3所示的电路，比较器CP具有倒相输入端，它通过开关S2，(1)在开关模式电源处在第一控制模式时被连接到固定参考电压Vref1，以及(2)在开关模式电源处在第二控制模式时被连接到误差放大器OA1的输出端。
SRFF SR功能的复位，以与参照图3所示的开关模式电源说明的相同的方式起作用。与图3所示的电路的主要差别在于，现在误差放大器OA1通过控制压控振荡器VCO的频率，来控制开关S1被闭合时的SRFF SR的设置时刻。
应当指出，上述的实施例是说明而不是限制本发明，以及本领域技术人员将能够设计许多替换例，而不背离附属权利要求的范围。例如，初级绕组中的电流Ip可以用变压器测量，虽然也而有可能当开关S1在闭合时具有几乎恒定的阻抗时测量在开关S1上的电压，这正是开关S1是场效应晶体管时的情形。多模式开关模式电源除了提到的两种模式以外还可以具有另外的控制模式，例如，用于极低的和极高的输出功率。在权利要求中，被放置在括号之间的任何参考信号不应当被认为是限制权利要求。词语“包括”及其配对，不排除除了中所列出的以外的元件和步骤的存在。本发明可以借助于包括几种不同的元件的硬件，以及可以借助于适当的可编程的计算机来实施。在列举几个装置的设备权利要求中，这些装置中的几个装置可以用一个或同一种硬件来实施。
权利要求
1.多模式开关模式电源，用于当由所述电源提供的输出功率低于预定值时运行在第一控制模式，以及当所述输出功率高于所述预定值时运行在第二控制模式，所述电源包括开关(S1)和电感(L；Lp)的串联装置，串联装置被耦合来接收直流(DC)输入电压(Vin)，以及控制电路(CC)，用于周期地控制开关(S1)的接通和/或关断时间，以便在电感(L；Lp)中产生电感电流(Ip)，其特征在于，控制电路(CC)还包括控制装置(CP，MC)，用于在第一控制模式时控制所述电感电流(Ip)的峰值是基本恒定的，与提供的输出功率无关，该几乎恒定的峰值基本上等于在第二控制模式改变到第一控制模式时的所述电感电流(Ip)的峰值。
2. 如权利要求1中要求的多模式开关模式电源，其特征在于多模式开关模式电源还包括整流器(D；D1)，被耦合到电感(L；Lp)，用于产生DC输出电压(V0)，控制电路(CC)包括电流测量装置(CM)，用于测量电感电流(Ip)的数值(Mv)，以及控制装置(CP，MC)包括比较器(CP)，用于比较代表电感电流(Ip)的测量值(Mv)与参考值(Vref)，以及用于接收所述输出电压(V0)的装置(MC)，用来在第二控制模式期间，根据输出电压(V0)改变参考值(Vref)，以及在第一控制模式期间产生简化固定的参考值(Vref)，该固定的参考值(Vref)基本上等于在第二控制模式改变到第一控制模式时的时刻的参考电平值(Vref)，控制电路(CC)还包括用于提供控制信号(Cs)给开关(S1)的控制端的装置(DC)，用来当测量值(Mv)穿过参考值(Vref)时关断开关(S1)。
3.如权利要求2中要求的多模式开关模式电源，其特征在于，用于提供控制信号(Cs)的装置(DC)包括设置-复位触发器(SR)，具有被耦合到比较器(CP)的输出端的复位输入端(R)，以及被耦合到开关(S1)的控制端的非倒相输出端(Q)。
4.如权利要求1中要求的多模式开关模式电源，其特征在于，所述电感(L)是变压器(TR)，包括初级绕组(LP)和次级绕组(LS)，流过电感(L)的所述电感电流(Ip)是流过初级绕组(LP)的初级电流(Ip)。
5.在多模式开关模式电源中使用的控制电路(CC)，多模式开关模式电源当由所述电源提供的输出功率低于预定值时运行在第一控制模式，以及当所述输出功率高于所述预定值时运行在第二控制模式，所述电源包括开关(S1)和电感(L；Lp)的串联装置，串联装置被耦合来接收直流(DC)输入电压(Vin)，和被耦合到电感(L；Lp)的整流器(D；D1)，用于提供输出电压(V0)，控制电路(CC)，用来周期地控制开关(S1)的接通和/或关断时间，以便在电感(L；Lp)中产生电感电流(Ip)，其特征在于，控制电路(CC)包括控制装置(CP，MC)，用于在第一控制模式时控制所述电感电流(Ip)的峰值是基本恒定的，与提供的输出功率无关，该几乎恒定的峰值基本上等于在第二控制模式改变到第一控制模式时的所述电感电流(Ip)的峰值。
6.如权利要求5中要求的控制电路(CC)，其特征在于，控制装置(CP，MC)包括比较器(CP)，用于比较所述测量值(Mv)与参考值(Vref)，以及用于接收所述输出电压(V0)的装置(MC)，用来在第二控制模式期间，根据输出电压(V0)改变参考值(Vref)，以及在第一控制模式期间产生简化固定的参考值(Vref)，该固定的参考值(Vref)基本上等于在第二控制模式改变到第一控制模式时的时刻的参考电平值(Vref)，控制电路(CC)还包括用于提供控制信号(Cs)给开关(S1)的控制端的装置(DC)，用来当测量值(Mv)穿过参考值(Vref)时关断开关(S1)。
全文摘要
多模式开关模式电源,当由所述电源提供的输出功率低于预定值时运行在第一控制模式,以及当所述输出功率高于所述预定值时运行在第二控制模式。开关模式电源包括开关(S1)和电感(L;Lp)的串联装置,串联装置被耦合来接收直流(DC)输入电压(Vin)。控制电路(CC)控制开关(S1)的接通和/或关断时间,以便在电感(L;Lp)中产生周期的电感电流(Ip)。在第一控制模式时,电感电流(Ip)的峰值是基本恒定的,与提供的输出功率无关。该几乎恒定的峰值基本上等于在第二控制模式改变到第一控制模式时的电感电流(Ip)的峰值。
文档编号H02M3/28GK1337084SQ00802859
公开日2002年2月20日 申请日期2000年8月31日 优先权日1999年9月17日
发明者P·J·M·斯米德特, T·迪尔鲍姆 申请人:皇家菲利浦电子有限公司