专利名称：Dc/dc变换器的电流感应和控制的制作方法
技术领域：
本发明要求2001年9月13日申请的、系列号为60/318,794的美国专利申请的权益，并结合到这里作为参考。
背景技术：
本发明通常涉及一种电源变换器的控制和操作，尤其是涉及电源变换器并行操作的电路和技术。
切换模式的电源变换器广泛的应用于众多的应用场合，以满足电子系统的需求。例如在通信和网络业中，DC/DC变换器将一原始直流电压(输入)，通常超过某一变化范围，转换为符合规定要求的一直流电压(输出)。
在高可靠性应用条件下，DC/DC变换器通常在其输出端并行以便于为负载提供更高的输出功率或提供冗余操作，其中如果DC/DC变换器出现错误，输出必须保持在规定的范围内。有助于DC/DC变换器高效并行操作的一个主要因素就是在上述并行系统中设置均流机构(current sharing mechanism)。该机构可以保证装置中的电流等额分配。
在多个DC/DC变换器中均分共用负载的不同电路已为人所熟知。在传统的均流方案中，每一变换器模块都具有一均流端(current-share terminal)，每一都设置在输出或输入上。当变换器并行操作时，这些均流端就被连在一起。均流端的信号在每一模块中保持基本相同的电流，由主从式机构或均分式机构所确定。该主从式技术可以包括专用主机构技术方案，其中可以选择一个模块作为主机构或自动主机构，根据变换器的最大输出电流，系统确定哪一个变换器作为上述的主机构。
在切换电源变换器的过程中设置有反馈回路，从而有助于上述系统保持一恒定输出电压。对于并行操作，在每一模块内，实际的电流反馈信号用于调节输出电压参考值，以使得所有的模块可均分上述负载电流。但如果上述输出电压参考值和均流端位于变换器内隔断边界(isolation boundary)的不同侧，上述均流电路由于控制信号经过上述隔断边界而变得很复杂。这在标准变换器模块中尤其是问题，例如在控制板内空间有限的二分之一模块，四分之一模块，1/8th模块等等内。
所以，就有必要提供一种简单而又高效的解决方案，不需要经过隔断边界发送信号。
另外，为了保护和控制需求，变换器的输出电流或主变换电流需要进行可靠的检测。在电源变换器中，通常使用电流感应变压器，用以检测电源开关或变压器绕组内的电流信息，进行电流模式控制或过流保护。图1示出了电流感应变压器T_sen的正向变换器。T_sen的主要目的是从初级电流产生一成比例的、并易于测量或控制不同电路的次级电流。初级绕组和所测量的电流串联连接，而次级绕组通常和仪表、继电器或负荷电阻器相连，产生一用以控制的低电平电压。无论什么时候使用电流感应变压器，都必须保证在所有的工作条件下，上述变压器芯部都可以重置，否则上述芯部饱和会导致电流信息失真，从而使得控制回路和保护失效。重置电阻器R_reset的电阻远大于感应电阻器R_sen的电阻，从而在主电源开关Q1处于“OFF”状态的时候，感应变压器中的较小磁化电流可以产生足够的电压重置上述芯部。
该电流感应技术方案中认定上述Q1中的电流总是为正。但在现实情况中，根据主变压器T内的磁化电流和Lo.内的输出电感电流，该电流也可能为负。这就在利用同步整流的DC/DC变换器内越来越是个问题，其中轻载条件下或在动态处理也就是主电源开关Q1处于“ON“的期间内，Lo内的电流为负。上述由于二极管D_sen被反射到上述感应变压器而输出的负电流在电阻器R_reset产生一高电压，并依次在电流感应变压器T_sen上产生一较大磁化电流。该磁化电流在Vsense处产生错误信号，并使得上述变换器发生故障。该高电压也可能使得上述电流感应变压器芯部快速饱和，从而由于感应信号损失而对上述变换器造成损害。在任何DC/DC变换器内过流保护都是重要的。当输出电流达到一预定标准，可以切断上述变换器或使其进入恒定电源模式，从而防止对变换器以及供能的负载造成伤害。
所以，就需要有一种简单而且可靠、并可以提供过流保护的电流感应技术方案。
发明简述通常，本发明为了满足上述的需求，提供有一种配电系统，其包括多个电源变换器模块，每一在输入侧又具有一均流信号端，在输出侧具有电源输出端，多个模块的对应电源输出端连在一起，用以向一共用负载供能；一耦接经过输入侧均流信号端的互联信号总线；多个反馈电路，每一都和上述模块之一相连，每一反馈电路包括一比较器(输出误差放大器)，用以将输出侧的反馈电压和参考电压进行比较，从而向输出侧提供一误差信号；上述误差信号可调地将一电流指令信号提供到上述信号总线，其中该信号总线提供一共用电流指令信号，用以驱动上述电源变换器模块。
在一特定方面，上述反馈电路包括隔断电路，用以将误差信号通过一光隔离器形式的装置和上述输出侧导电隔断。上述输出误差放大器驱动上述光隔离器的输入。而且上述误差信号可以由一第一缓冲器(第一运算放大器)调节，从而为上述信号总线提供电流指令信号。为了作为主从式方案工作，一二极管可以和上述第一运算放大器的输出串联连接，从而使得所有电源变换器模块的最高电流指令信号都提供给上述信号总线。
在另一方面，可以设置有一第二缓冲器(第二运算放大器)，用以在驱动上述和第二缓冲器相连的电源变换器模块之前，调节上述来自信号总线的共用电流指令信号。上述电源变换器模块由一脉冲宽度调制(PWM)控制器所驱动，该控制器将上述第二运算放大器的输出作为其输入。上述PWM控制器还可以包括一斜坡补偿信号输入和一电流感应输入。在另一方面，第二缓冲器为一比较器，用以比较来自信号总线的共用电流指令信号和一相关输出电流的感应信号。上述比较器的输出用以驱动和其相连的电源变换器模块。
在另一方面，上述第一运算放大器将上述误差信号和一第二参考电压进行比较，从而提供上述供给信号总线的电流指令信号，其中第二参考电压由一偏压电压或一脉冲宽度调制(PWM)控制器的参考电压产生。可选的是，也可以引入一时间延迟器(例如R-C电路)到上述第二参考电压。
本发明还提供有一种均流电路用以并行操作的电源变换器。上述电路包括一在上述电源变换器输入侧耦接于均流信号端的互联信号总线；多个反馈电路，每一都和上述模块之一相连，每一反馈电路包括一比较器，用以将电源变换器输出侧的反馈电压和参考电压进行比较，从而向输出侧提供一误差信号；上述误差信号可调地将一电流指令信号提供到上述信号总线，其中该信号总线提供有一共用电流指令信号，用以驱动上述电源变换器。
而且，提供有一种并行操作电源变换器的均流方法，该方法包括(a)将一信号总线和上述电源变换器一输入侧上的均流信号端互相连接；(b)设置多个反馈电路，每一反馈电路和上述变换器之一相连，每一反馈电路都包括有(i)将上述电源变换器一输出侧上的反馈电压和一参考电压进行比较，从而向上述输出侧提供一误差信号；(ii)调节上述误差信号，并提供一电流指令信号到上述信号总线中，(iii)从上述信号总线提供一共用电流指令信号，用以驱动上述电源变换器。
在另一方面，可以设置有一用以电源变换器的电流感应电路，该电路包括一电流感应变压器，产生一通过上述电源变换器主开关的电流的电流指示；以及一和上述主开关同步的晶体管，该主开关具有一和上述电流感应变压器相耦联的第一端口，用以接收一指示通过上述电源变换器主开关的电流的电压，还具有一提供感应电阻器上输出电压的第二端口，同样指示上述经过主开关的电流。
上述感应电流可用于电源变换器的过流保护。过流保护电路包括一第一二极管，用以采样并保持电流感应信号的峰值；比较电路，将上述峰值和一参考电压进行比较，并根据此产生一过流保护信号。
本发明的特点和优点通过阅读附图，以及本发明的详细说明将变得更加显而易见，其中图1示出了一具有电流感应变压器的正向变换器。
图2是具有本发明均流技术方案的并行模块的功能框图。
图3示出了正向变换器的简化电路图。
图4说明了根据本发明、用以并行多模块的均流技术方案的一示意性电路。
图5说明了根据本发明、用以并行多模块的均流技术方案的另一示意性电路。
图6是根据本发明的另一均流技术方案的并行模块的功能框图。
图7说明了根据本发明、用以并行模块的均流技术方案的一示意性电路，其中包括一时间延迟器。
图8示出了一根据本发明具有电流感应变压器的正向变换器。
图9示出了本发明过流保护电路的电路图。
图10示出了本发明另一过流保护电路的电路图。
发明详述图2示出了两个并行模块12a和12b的功能框图。如图所示的功率放大级14a和14b为正向变换器。该均流技术方案也可以用以其他的拓扑结构。需要特别注意的是，本发明并不局限于并行仅仅两个变换器14a和14b。如有需要还可以连接有其他拓扑结构的变换器和相连器件，用以均分电流，供给多于两个DC/DC变换器间的负载。但出于简洁的目的，附图中和余下的说明书中仅仅限定于两个并行的正向变换器14a和14b。从说明书中，对本领域普通技术人员显而易见的是其余的变换器都是以相类似的方式加在一起。每一功率放大级可以包括DC/DC变换器以及各自的控制电路。多个DC/DC变换器并行连接，从而可以满足负载增加的电流指令。根据增加的电流指令，可以根据所需增添变换器。
再来看图3，简要示出了正向变换器14a的操作，以利于本发明的理解，正向变换器14b的操作也相同。在操作中，DC电压输入Vin1通过电源开关Q1和上述电源变压器T的初级绕组相连。也可以设置一箝压电路，用以限定上述重置电压。利用一系列箝压电容Crset和一切换装置Q2分流上述电源开关Q1。Q1和Q2的导电时间间隔以某一时间延迟，相互排斥。
上述次级线圈通过一同步整流电路和一输出电路相连，该同步整流电路包括整流装置SR1和SR2。由于电源开关Q1的传导，输出电压作用在初级绕组上。根据流经感应器Lo的电流，次级绕组极性对应初级电压，负载和上述输出引线相连，并返回通过上述整流装置SR1，连在初级绕组上。如果电源开关Q1为非传导式，由于整流装置SR2的传导可以设置电流通路用以保持感应器Lo内电流的连续性。一输出滤波电容器Co可以分流变换器的输出。PWM控制器的输出为开关Q1和Q2提供PWM驱动信号。
参考图2，根据本发明配置的正向变换器14a和14b在其连接一共用负载(没有示出)的输出端Vo+和Vo-处并行连接。变换器14a、b各自的输入端Vin+和Vin-都和一共用DC源相连。“I_share 1”和“I_share 2”分别为多模块12a和12b并行操作的均流端15a和15b。每一I_share均流端15a和15b都通过I_share总线17相连。
在每一模块中设置有反馈回路用以系统保持恒定输出电压。参考模块12a和12b以相同方式构造，输出误差放大器18a比较反馈输出电压Vo和参考电压Vo_ref的数值，使得上述输出误差放大器18a的输出为一电流指令信号。该信号经过隔断单元20a到达上述耦接于一第一缓冲器22a的初级侧。缓冲器22a的输出为一可用于I_share均流端15a的电流指令相关信号。
缓冲器22a也可以包括一调节电路，例如峰值检测二极管电路，使得上述I_share均流端从所有并行模块的电流指令相关信号中拾取最高、最低或加权平均信号。
该I_share端15a处的共用信号然后和一模块12a(在所有并行模块中)内的第二缓冲器24a相耦接。可以调节第二缓冲器24a的输出，从而使其可以作为PWM控制器16a的电流指令信号I_comm。不同的PWM芯片需要不同模式的指令信号。由于所有的并行模块在各自第二缓冲器处具有相同的信号，所以它们的指令信号也基本相同，因此它们的输出电流也相同。缓冲器22a，24a的传递函数可以包括一单增益或包含某一极或零点。
如图4所示，为本发明并行多模块均流技术方案示意性实施例的一电路示例。在该实施例中，隔断单元包括一光耦合器(Opto 20’)，上述第一、第二缓冲器22a，24a为运算放大器(Opam_1和Opam_2)。根据该特定电路的设计，Z1-Z9可以为电阻器，电容器或二者结合形式的阻抗。
输出误差放大器18’比较上述反馈输出电压Vo和参考电压Vo_ref的数值，用以调节其输出，并驱动上述Opto 20’的输入。极性如图所示，当电压Vo高于参考电压Vo_ref时，输出误差放大器18’的输出就会升高。Opto 20’内电流增大，Z2的电压就增大，从而导致“I_share”减小，“I_comm”增大；其中“I_share”为多模块并行操作的均流端处的信号，“I_comm”为PWM控制器16的指令信号。
上述误差放大器单元18’的极性基于不同PWM控制器内电流控制所需的不同误差放大方式而各不相同。对于不同的极性，都可以重新设置上述初级或次级和Opto 20’相连，用以适应上述不同的极性。
在上述指令信号经过Opto 20’到达初级侧之后，和Opam_1(第一缓冲器22’)相连。Opam_1(第一缓冲器22’)为一可用于I_share端15的电流指令相关信号。I_share端15处的信号共用于所有并行模块，并连接到Opam_2(缓冲器24’)。每一模块的Opam_2(缓冲器24’)输出均可调，而且可以作为PWM控制器16的电流指令信号。但根据PWM控制器16的控制逻辑，也可以不需要Opam_2(缓冲器24’)。Opam_1和Opam_2的参考电压(V_ref)由V_bias或其他方式产生，例如可以由PWM控制器16的参考电压产生。在该实例中，二极管D_share作为系统的主从式方案，并具有用于所有并行模块中最高的I_share。
参看图5，示出了根据本发明并行多模块的均流方案的另一示意性电路。在该示意性电路中，除了PWM控制器TI UCC2809以外，电路器件都和图4中相同。对于该PWM控制器16”，使用Opam_2(缓冲器24’)，使得I_comm的正确逻辑馈给PWM控制器16的管脚1。由于在PWM信号的关断时，UCC2809的反馈管脚(管脚1)处的电压固定为1V，也可以预定斜坡补偿信号(ramp compensationsignal)，电流指令信号I_comm和电流感应信号I_sense的总和在门驱动信号的瞬时关断处，几乎恒定不变。所以通过均流电路调制电流指令信号I_comm可以直接控制电流感应信号，从而控制变换器的输出电流。
参看图6，在本发明另一实施例中，图2中的缓冲器24在和模块12b’配置相同的模块12a’内包括一补偿器27a。补偿器27a比较在I_share端15a的信号和相关输出电流的感应信号。补偿器27a具有一所需的补偿函数，用以控制闭环中的输出电流。补偿器27a的输出V_con如同图4或图5一样，可以作为电流指令。但如果利用电压模式PWM芯片，由于补偿器27a的闭环控制函数，V_con也可以直接调制上述周期循环。
现在参考图7，在“热插拔”应用中，当插入模块时，必须经过一启动过程，而其它并行模块都已在操作中。很重要的是该过程不会引起输出电压的过多分配。对于在原始启动过程中的插入式模块，Opto电流在输出误差放大器生成工作点之前会很小。所以Z2的电压很小而I_share很高。在操作中，高的I_share将变为指令其它模块的主信号，用以增大输出电流。这样，上述输出电压可能具有一过大尖峰。为了避免这种不希望的现象，可以引入一时间延迟器28到Opam_1的V_ef，以使得I_share在初始启动过程中，不会变高过快。上述时间延迟器可以利用如图7所示的单R-C机构，或其它已知的装置。这种额外的自由度也可以有助于提高单模块操作的启动性能。在图6所示的技术方案中，在启动(产生电流)过程中，通过限定补偿器27a的参考信号V_ref来获得类似的函数。
所以为解决现有技术中的问题，本发明提供一种单一而又高效的解决方案，并不需要发送信号经过上述隔断边界，以及输入侧的均流端，输出侧的参考电压和输出误差放大器。所有的并行模块都随动于上述馈给每一模块内PWM控制器的相同电流参考信号。
本发明的一大优点就是简单。但除上述输出误差放大器以外，都可能产生饱和，这就会导致在上述控制单元(以及受控电压回路)切换进/出上述系统(N+1冗余)时，发生瞬变。利用已知的抗饱和器件，合理地分配控制环增益，以及其他特定机构，在很多应用中，上述瞬变性能都可以得到合理利用。
在本发明的另一实施例中，提供有一种用以电流感应的方法和电路。参看图8，如图所示的电路30将现有技术(图1)中的二极管D_sen替换为和上述主开关Q1同步操作的可控开关32(Q_sen)。一可选延迟电路可以包括一电阻器，一电容器，或一二极管，该延迟电路也可以用于生成Q_sen控制信号和Q1控制信号之间的某一延迟，从而使得和Q1打开和关闭相关的噪音信号得以减小，或从上述电流感应电路的输出中排除掉。如图所示的开关32还可以作为一场效应晶体管(MOSFET)开关。开关32的门电路直接和Q1的门电路相连。而且上述门电路可以通过一些单一信号可调电路，例如电阻器或RC网络相连，从而使得上述门电路信号之间的时间差可用以优化性能，例如像现有技术中已知的那样，可用以优化开关Q1打开时，T_sen电流尖峰的滤波。在该技术方案中，开关32受控于主电源开关Q1的相同门电路信号(或如果使用信号调节电路，可以是一非常接近于上述相同门电路信号的信号)。所以感应电流，无论正负，都能够在开关32处于“ON”时，经过R_sen，从而避免上述切换电流为负时，R_set的电压过高。
上述的电流也可以用于产生图9中电路34所示的过流保护信号。感应电流信息V_sen和上述主开关Q1内的电流具有相同的波形。该电路34根据上述感应的峰值电流信息作出反应。在很多情况下，电源变压器的磁化电流对V_sen的分配相比较于上述输出滤波感应器内电流的分配足够小，在这种情况下，上述保护给定点也可以代表输出电流。二极管D_peak将“采样并保持”上述电流感应信号的峰值。电阻器R1远小于R2，因此上述C1上的电压在某一切换周期后就非常接近V_sen的峰值。其中R1和C1为可选的。由于会产生接通电流的峰值或噪音，而R1可以减小电流感应电路中保护电路的作用，所以也可以和C1形成一滤波器，用以消除上述感应信号中的任意高频成分。R2能够以足够缓慢的放电率将C1上的电压放电，而并不影响上述保护给定点的精确性。由于参数R1，R2和C1可以合理进行选择，C1上的电压就可以精确地表示上述变换器上的物理参数，例如表示上述的输出感应器电流。然后C1上的电压通过运算放大器或比较器和一预定的参考电压进行比较，上述运算放大器或比较器的输出将作为上述感应电流信息，并大于上述由Vref所表示的预定值。OpAm或上述比较器两个输入的极性并没有在附图中标出，并由随后的电路需求所确定。接着，上述OCP信号可以用于通过不同的方式切断上述变换器。
D_peak也可以作为一和上述主开关同步的受控开关(例如MOSFET)。但如果作为一二极管，其电压降就为温度的函数，从而可以将V_sen的主要部分用于实践。为了补偿这种变化，以便更加精确保护，如图10所示的电路34’，也可增加另一类型的二极管。D_peak和D_match可以在一个插件中，以及邻近的插件中或具有一定热连通，使得它们的连接温度差别不是很大。也可以选择使用R3和R4。它们用于两种目的(a)可以自由调节过流给定点，而并不需要改变上述通常会影响控制回路性能的V_sen数量级；(b)可以靠近D_peak工作点，在D_match内设置一偏压电流，使得其电压降可以在所有条件下相接近。
根据过流保护的需要，上述电路的输出可以用于切断上述变换器(当清除过流条件的时候，可以选择闩锁或恢复操作)或向上述控制回路发射一信号，以使得在通常功率恒定的模式下，当输出电流超过上述预定值的时候，输出电压可以下降。
这里示出并描述了本发明的优选实施例，显而易见的是，这些实施例仅仅是通过实例得以提供。对于本领域的技术人员来说，在不偏离本发明的范围内，各种修改、变化和替换在这里都是可以的。所以本发明仅仅由随后权利要求书的范围和精神所限定。
权利要求
1.一种配电系统包括多个电源变换器模块，每一都在一输入侧具有一均流信号端，在一输出侧具有一电源输出端，多个模块的对应电源输出端连在一起，用以向一共用负载供能；一耦接经过上述输入侧均流信号端的互联信号总线；多个反馈电路，每一都和上述模块之一相连，每一反馈电路都包括一比较器，用以将上述输出侧的反馈电压和一参考电压进行比较，从而向上述输出侧提供一误差信号；上述误差信号可调地将一电流指令信号提供到上述信号总线，其特征在于该信号总线提供一共用电流指令信号，用以驱动上述电源变换器模块。
2.如权利要求1所述的配电系统，其特征在于上述反馈电路进一步包括隔断电路。
3.如权利要求2所述的配电系统，其特征在于上述隔断电路将上述误差信号和上述输出侧导电地隔断。
4.如权利要求3所述的配电系统，其特征在于上述隔断电路包括一光隔离器装置。
5.如权利要求1所述的配电系统，其特征在于上述比较器是一误差放大器。
6.如权利要求5所述的配电系统，其特征在于上述误差放大器驱动光隔离器的输入，使得上述误差信号和上述输出侧导电地隔断。
7.如权利要求1所述的配电系统，其特征在于上述误差信号可以由一第一缓冲器进行调节，从而提供上述电流指令信号。
8.如权利要求7所述的配电系统，其特征在于上述第一缓冲器包括一第一运算放大器。
9.如权利要求8所述的配电系统，其特征在于上述第一运算放大器的一输出为一供给上述信号总线的电流指令信号。
10.如权利要求9所述的配电系统，进一步包括一二极管和上述第一运算放大器的输出串联连接，使得所有电源变换器模块的最高电流指令信号都提供给上述信号总线。
11.如权利要求10所述的配电系统，其特征在于上述二极管可以作为一主从式电路方案，用以控制上述电源变换器模块。
12.如权利要求7所述的配电系统，进一步包括一第二缓冲器，用以调节上述信号总线的共用电流指令信号。
13.如权利要求12所述的配电系统，其特征在于上述第二缓冲器包括一第二运算放大器。
14.如权利要求13所述的配电系统，其特征在于上述第二运算放大器的一输出可以调节与其相连的上述电源变换器模块的控制信号。
15.如权利要求14所述的配电系统，其特征在于上述电源变换器模块由一脉冲宽度调制(PWM)控制器所驱动，该控制器将上述第二运算放大器的输出作为其输入。
16.如权利要求15所述的配电系统，其特征在于上述PWM控制器进一步包括一斜坡补偿信号输入和一电流感应输入。
17.如权利要求12所述的配电系统，其特征在于上述第二缓冲器包括一补偿器，用以将上述信号总线的共用电流指令信号和相关输出电流的感应信号进行比较。
18.如权利要求17所述的配电系统，其特征在于上述补偿器的输出可以调节与其相连的上述电源变换器模块的控制信号。
19.如权利要求18所述的配电系统，其特征在于上述电源变换器模块由一脉冲宽度调制(PWM)控制器所驱动，该控制器将上述第二运算放大器的输出作为其输入。
20.如权利要求19所述的配电系统，其特征在于上述PWM控制器进一步包括一斜坡补偿信号输入和一电流感应输入。
21.如权利要求8所述的配电系统，其特征在于上述第一运算放大器将上述误差信号和一第二参考电压进行比较，从而提供上述电流指令信号到上述信号总线。
22.如权利要求21所述的配电系统，其特征在于上述第二参考电压由一偏压电压产生。
23.如权利要求21所述的配电系统，其特征在于上述第二参考电压由一脉冲宽度调制(PWM)控制器的参考电压产生。
24.如权利要求21所述的配电系统，其特征在于可以引入一时间延迟器到上述第二参考电压。
25.如权利要求25所述的配电系统，其特征在于上述时间延迟器可以为一R-C电路。
26.如权利要求17所述的配电系统，其特征在于可以引入一时间延迟器到上述补偿器的参考信号。
27.一种用以并行操作电源变换器的均流电路，该电路包括一在上述电源变换器输入侧耦接于均流信号端的互联信号总线；多个反馈电路，每一都和上述模块之一相连，每一反馈电路包括一比较器，用以将电源变换器输出侧的反馈电压和参考电压进行比较，从而向输出侧提供一误差信号；上述误差信号可调地将一电流指令信号提供到上述信号总线，其特征在于该信号总线提供有一共用电流指令信号，用以驱动上述电源变换器。
28.如权利要求27所述的均流电路，进一步包括上述隔断电路将上述误差信号和上述输出侧导电地隔断。
29.如权利要求27所述的均流电路，其特征在于上述误差信号可以由一第一运算放大器进行调节，从而作为输出，为上述信号总线提供电流指令信号。
30.如权利要求29所述的均流电路，进一步包括一二极管和上述第一运算放大器的输出串联连接，使得所有电源变换器模块的最高电流指令信号都提供给上述信号总线。
31.如权利要求29所述的均流电路，进一步包括一第二缓冲器，用以调节上述信号总线的共用电流指令信号。
32.如权利要求31所述的均流电路，其特征在于上述电源变换器模块由一脉冲宽度调制(PWM)控制器所控制，该控制器将上述缓冲器的输出作为其输入。
33.如权利要求31所述的均流电路，其特征在于上述第二缓冲器包括一补偿器，用以将上述信号总线的共用电流指令信号和相关输出电流的感应信号进行比较。
34.一种并行操作电源变换器的均流方法，该方法包括将一信号总线和上述电源变换器一输入侧上的均流信号端互相连接；设置多个反馈电路，每一反馈电路都和上述变换器之一相连，每一反馈电路都包括将上述电源变换器一输出侧上的反馈电压和一参考电压进行比较，从而向上述输出侧提供一误差信号；调节上述误差信号，并提供一电流指令信号到上述信号总线中，从上述信号总线提供一共用电流指令信号，用以驱动上述电源变换器。
35.如权利要求34所述的方法，进一步包括设置有隔断电路将上述误差信号和上述输出侧导电的隔断。
36.如权利要求34所述的方法，其特征在于上述误差信号可以由一第一运算放大器进行调节，从而作为输出，为上述信号总线提供电流指令信号。
37.如权利要求36所述的方法，进一步包括设置有一二极管和上述第一运算放大器的输出串联连接，使得所有电源变换器模块的最高电流指令信号都提供给上述信号总线。
38.如权利要求36所述的方法，进一步包括设置有一第二缓冲器，用以调节上述信号总线的共用电流指令信号。
39.如权利要求38所述的方法，其特征在于上述电源变换器模块由一脉冲宽度调制(PWM)控制器所控制，该控制器将上述第二缓冲器的输出作为其输入。
40.如权利要求38所述的方法，其特征在于上述第二缓冲器包括一补偿器，用以将上述信号总线的共用电流指令信号和相关输出电流的感应信号进行比较。
41.一种用以电源变换器的电流感应电路包括一电流感应变压器，产生一通过上述电源变换器主开关的电流的电流指示；一和上述主开关同步的晶体管，该主开关具有一和上述电流感应变压器相耦联的第一端口，用以接收一指示通过上述电源变换器主开关的电流的电压，还具有一提供感应电阻器上输出电压的第二端口，同样指示上述经过主开关的电流。
42.一种用以电源变换器的电流保护电路，该电路包括一第一二极管，用以采样并保持电流感应信号的峰值；以及比较电路，将上述峰值和一参考电压进行比较，并根据此产生一过流保护信号。
43.如权利要求42所述的电流感应电路，进一步包括一二极管和上述参考电压串联连接，并和上述第一二极管相热连通，且作为温度的函数，用以补偿上述第一二极管的电压降。
44.如权利要求1所述的配电系统，其特征在于上述电源变换器模块包括标准DC-DC变换器模块。
45.如权利要求27所述的均流电路，其特征在于上述电源变换器包括标准DC-DC变换器模块。
46.如权利要求34所述的均流方法，其特征在于上述电源变换器包括标准DC-DC变换器模块。
47.如权利要求27所述的电流感应电路，其特征在于上述电源变换器包括标准DC-DC变换器模块。
全文摘要
一种配电系统涉及均流电路，电流感应和过流保护。上述系统包括多个电源变换器模块(12)，每一都在一输入侧具有一均流信号端(15)，在一输出侧具有电源输出端(Vo+和Vo－)，多个模块(12)的对应电源输出端(Vo+和Vo－)连在一起，用以向一共用负载供能；一耦接经过上述输入侧均流信号端(15)的互联信号总线(17)；多个反馈电路(16，18，20，22和24)，每一都和上述模块(12)之一相连，每一反馈电路(16，18，20，22和24)都包括一比较器误差放大器(18)，用以将上述输出侧的反馈电压和一参考电压(Vo_ref)进行比较，从而向上述输出侧提供一误差信号；上述误差信号可调地将一电流指令信号(I_share)提供到上述信号总线(17)，其特征在于该信号总线(17)提供一共用电流指令信号(I_share)，用以驱动上述电源变换器模块(12)。
文档编号H02M1/00GK1669205SQ02817637
公开日2005年9月14日 申请日期2002年9月13日 优先权日2001年9月13日
发明者林峰, 孙宁, 毛恒春, 姜一民 申请人:网能技术公司