专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关电源装置，特别是在轻负荷时(待机时)可以节省电功率的自激振荡式的谐振型开关电源装置。
这种电源装置，进行软开关动作，使双管的开关元件交替进行接通、断开动作，通过零电压开关动作，大幅度地降低开关损失，谋求额定负荷时的高效率化。
图10是现有的这种方式的电路图。
这种电源装置，由于开关元件Q1、Q2以零电压导通，开关元件Q2在零电流附近截止，所以可以大幅度地降低开关损失。另外，在次级侧的整流元件Ds以零电流接通，并且，由于其电流波形从零电流比较急骤地上升，到达电流的变化率为零的峰值点之后，再形成零电流的断开波形，所以，在整流元件流动的电流波形成为方形波，抑制峰值电流值降低，使有效电流值降低，导通损失也降低，这样，可以谋求高效率化。
另外，作为轻负荷时进行间歇振荡动作的电源装置，已在特开2000-350449号公报中公开。
这种电源装置，一般叫作冲击线圈换流器的单管式开关电源。通过轻负荷时进行间歇振荡动作，可得到轻负荷时的高效率。图13所示是现有的这种方式的电路图。
①特平开11-187664号公报(1)图11是轻负荷时的动作波形图。图11中S1、S2表示开关元件Q1、Q2导通、截止的信号，Vds1是电容器C1的两端电压波形，Id1是开关元件Q1的电流波形。
同图所示，在开关元件Q2接通时间不受负荷影响的一定场合，由于在轻负荷时蓄集在变压器的能量的一部分再生到输入电源，所以，存在的问题是循环电流增加，由于导通的损失，使效率降低。图中斜线表示的区域相当于再生电流。
(2)图12是着力解决在轻负荷时，使开关元件Q2的导通时间变短，循环电流减少时的动作波形图。但是，在这种场合，开关元件Q1和Q2进行零电压开关动作，由于开关频率上升，存在的问题是驱动电路的开关损失等增加，效率降低。
②特开2000-350449号公报图14是轻负荷时的动作波形图。图14中，S1表示开关元件Q1的导通、截止信号。Vds1是开关元件Q1的两端电压波形，Id1是开关元件Q1的电流波形。
同图所示，在轻负荷时进行间歇振荡，在间歇振荡时，产生大的浪涌电压，这就需要耐高压的开关元件，妨碍了高效率化。另外，输出电压脉动变大，就会使连接的电子仪器产生错误的动作，为了消除输出电压的脉动，就必须设有滤波电路。
另外，由于开关损失，与软开关电源比较，谋求高效率化也是困难的。
本发明的目的是提供一种自激振荡式的开关电源装置，在控制开关元件导通、截止的开关控制电路中，适当改变决定时间控制电路接通时间的时间常数，在轻负荷时、额定负荷时、或重负荷时，以此改变动作方式，在轻负荷时进行间歇振荡动作，谋求轻负荷时的高效率化，以少数部件构成这种自激振荡式的开关电源装置。
本发明为解决上述问题，采用以下的结构。本发明在自激振荡双管式的开关电源装置中，分别设置第1开关控制电路和第2开关控制电路。
即第2开关控制电路的构成如下设有第2导通时间控制电路，控制第2开关元件的导通时间，以使在轻负荷时，所述第2开关元件的导通时间比额定负荷时变短，在所述第2开关元件的导通时间结束之后，结束从所述次级线圈释放能量。
在现有的特开平11-187664号公报中公开的电源装置中，在轻负荷时，由于导通损失降低，可以控制第2开关元件的导通时间比额定负荷时短(参照图12)。第2开关元件的导通时间结束时刻(截止时刻)，在结束从所述次级线圈释放能量的时刻，不必进行以下设定。即从次级线圈的能量释放即使已经结束，仍持续第2开关元件的导通时间。因此，当第2开关元件截止，并联连接第1开关元件的二极管就有电流流动。这种状态与第1开关元件视在导通是相同的，这意味着第1开关元件不能截止，以下叙述妨碍转换到第1开关控制电路动作中的间歇振荡方式的因素。为此，本发明是在结束从次级线圈释放能量之前，使第2开关元件截止。
还有，第1开关控制电路的结构如下。
所述第1开关控制电路，设有第1导通时间控制电路，在轻负荷时，当输出电压达到所定的电压，由所述第1驱动线圈产生的电压，阻止所述第1开关元件Q1导通，使振荡停止；在额定负荷或重负荷时，由所述第1驱动线圈产生的电压，使所述第1开关元件Q1导通，控制所述第1开关元件Q1的导通时间。
在额定负荷或重负荷时，由第1驱动线圈产生的电压，使第1开关元件Q1导通之后，驱动第1控制晶体管，进行使第1开关元件Q1截止的动作。这种动作与现有的电路的动作是相同的。
在轻负荷时，由第2导通时间控制电路，改变第2开关元件Q2的导通时间，在所述的第2开关元件的截止时刻中，继续释放上述能量。另外，上述能量释放结束后，在次级侧线圈的整流元件上没有电流流动，当变压器产生反电压时，与第1开关元件Q1并联连接的二极管上也没有电流流动。这时，由于第1开关元件Q1处于截止状态，能够使第1开关电路处于非导通状态，由第1开关控制电路，可以控制间歇振荡的动作。在现有的电路中，当第2开关元件Q2截止、变压器产生反电压时，由于并联连接第1开关元件Q1的二极管导通，所以，第1开关电路也导通，因此，不能进行间歇振荡动作的控制。
间歇振荡动作，如下所述。
由于间歇振荡动作，当输出电压为所定的电压时，由第1驱动线圈产生的电压，在第1开关元件导通之前，使第1控制晶体管导通，阻止第1开关元件Q1的导通、使振荡停止。由于振荡停止，输出电压下降。如果该输出电压在所定的电压以下，那末，通过启动电阻，向第1开关元件Q1的控制端提供电压，开始振荡。周期性地重复这种动作，可以进行间歇振荡动作。第1开关控制电路，设有在轻负荷时进行这种动作的第1导通时间控制电路。
在双管的自激振荡式的开关电源装置中，由以上的动作，可以在轻负荷时进行间歇振荡动作。
本发明中，还有如下的构成。
设有输出电压稳定电路，检测输出电压，对应该检测电压，由所述光电耦合器，将使所述第1阻抗电路的阻抗变化的信号反馈到所述第1开关控制电路，以此稳定输出电压。
所述输出电压稳定电路，设有增益调整电路，在间歇振荡时，使在构成所述光电耦合器的光电二极管上串联连接的电阻值变小，由该光电耦合器反馈的增益变大。
由于开关电源电路在连接振荡时，没有停止期间，所以输出脉动电压小，但是，进行间歇开关动作时，由于在振荡期间，输出电压上升，在停止期间电压降低，所以，就有在间歇振荡的周期内，输出电压的脉动变大这个问题。
因此，本发明中，使在间歇振荡时，在光电二极管中流动的电流变大，增益提高。这样，由于对小的电压变动也会很敏感，就可以降低脉动电压。
本发明还有如下的结构。
设有峰值电流限制电路，通过与所述第1开关元件串联连接的电流检测单元，检测在该第1开关元件中流动的初级线圈电流，当该电流达到所定的电流峰值，所述第1开关元件截止。
以上述的结构，即使初级线圈电流增大，也可以限制峰值电流值，抑制变压器的饱和。另外，由于电流峰值降低，在减少开关元件Q1截止时的开关损失降低的同时，也可以使振荡期间的振荡脉冲数增加，使间歇振荡的周期变短，可以降低脉动电压。
图2是额定负荷时的动作波形图。
图3是间歇振荡动作波形图。
图4是第2实施方式的电路结构图。
图5是增益调整电路的动作说明图。
图6是有峰值电流限制电路和没有峰值电流限制电路的动作波形图的不同的示图。
图7是第3实施方式的电路结构图。
图8是第4实施方式的电路结构图。
图9是第5实施方式的电路结构图。
图10是现有的电路结构图。
图11是轻负荷时的动作波形图。
图12是轻负荷时的动作波形图。
图13是其他的现有的电路结构图。
图14是间歇振荡时的动作波形图。符号说明1-Q1导通时间控制电路；2-Q2导通时间控制电路；3-第1延迟电路；4-第2延迟电路；5-输出稳定电路；6-Q2导通时间切换电路；10-第1阻抗电路；20-第2阻抗电路；S1-第1开关电路；S2-第2开关电路。
第1开关电路S1由第1开关件Q1、第1二极管D1、及第1电容器C1的并联连接电路构成；第2开关电路S2由第2开关元件Q2、第2二极管D2、及第2电容器C2的并联连接电路构成。第1开关电路S1、与变压器T的初级线圈T1和输入电源Vin串联连接。另外，第2开关电路S2与电容器C的串联电路和变压器T的初级线圈T1并联连接。
本实施方式的装置中，第1开关元件Q1和第2开关元件Q2，使用场效应晶体管(以下称FET)。
变压器T的第1驱动线圈T3产生与初级线圈T1的电压略成比例的电压，该驱动线圈电压输入第1开关控制电路。该第1开关控制电路包括由第1驱动线圈T3和第1开关元件Q1的控制端(场效应管的栅极)之间连接的电容器C3和电阻R3的串联电路形成的第1延迟电路3；为使第1开关元件Q1截止的第1控制晶体管Tr1和接收来自输出稳定电路5的反馈信号的光电晶体管PC1与电阻R4的串联电路；以及由电阻R2和电容C4形成的时间常数电路。该时间常数电路与晶体管Tr1的控制端(基极)连接。另外，由晶体管Tr1和光电晶体管PC1、以及由电阻R4，和电阻R2、电容器C4形成的时间常数电路，构成第1导通时间控制电路1。所述时间常数电路的电阻R2、电阻R4和光电晶体管PC1，构成第1阻抗电路10。
变压器T的第2驱动线圈T4产生与初级线圈T1的电压大致成比例的、并与第1驱动线圈T3反极性的电压，该驱动线圈电压输入第2开关控制电路。该第2开关控制电路包括由连接在第2驱动线圈T4和第2开关元件Q2的控制端(场效应管的栅极)之间的电容器C11和电阻R11的串联电路构成的第2延迟电路4；由使第2开关元件Q2截止的第2控制晶体管Tr2、接收来自Q2导通时间转换电路6的反馈信号的光电晶体管PC2电阻R14和二极管14的串联电路；以及由电阻12和电容器C12构成的时间常数电路。该时间常数电路与晶体管Tr2的控制端(基极)连接。另外，由晶体管Tr2、光电晶体管PC2、电阻14和二极管14的串联电路，以及由电阻12、电容器C12构成的时间常数电路，构成第2导通时间控制电路2。所述时间常数电路的电阻R12、电阻R14、光电晶体管PC2和二极管D14构成第2阻抗电路20。
在输入电源Vin和第1开关元件Q1的控制端(场效应管的栅极)之间连接启动电阻R1。
变压器T的次级线圈T2连接整流元件Ds，另外，整流元件Ds并联连接电容器Cs。还有，在整流元件Ds的输出一侧，连接平滑用的电容器Co、输出稳定电路5和Q2导通时间转换电路6。
输出稳定电路5设有输出电压检测电阻R20、R21、，这些电阻的分压点Va连接基准电压输入端Vr的分路调整器IC1；与该分路调整器IC1串联连接的发光二极管PC1以及电阻R22。分路调整器IC1控制负极、正极之间的电流，以使基准电压输入端Vr的电压保持恒定，该电流的变化，变换光电二极管PC1的光的强弱、使光入射到构成第1阻抗电路的光电晶体管PC1上。该电路中，根据在光电二极管PC1中流动的电流大小，通过光电晶体管PC1，控制第1控制晶体管Tr1的导通时刻，作为结果用于进行第1开关元件Q1的导通时间的控制。即如果输出电压变高、光电二极管PC1的电流变大，第1开关元件Q1的导通时间变短，使输出电压下降；相反，如果输出电压变低，在光电二极管PC1流动的电流变小，第1开关元件Q1的导通时间变长，输出电压上升。通过这种动作达到输出电压的稳定。
Q2导通时间转换电路6由光电二极管PC2、串联连接在该光电二极管PC2上的电阻30和晶体管Tr30、以及连接该晶体管Tr30的控制端(基极)的电阻R31构成。轻负荷时信号输入端子S与电阻R31连接。轻负荷时的信号，从外部输入到该端子S。
轻负荷时，当信号输入到端子S上时，晶体管Tr30导通，光电二极管PC2的电流增大，与其光电耦合的第2阻抗电路20内的光电晶体管PC2的电流也增大，晶体管Tr2的导通时刻提前。如后面所叙述的那样，这种电路，在轻负荷时，第2开关元件Q2的导通时间比额定负荷时变短，当第2开关元件Q2导通时间结束后，结束从所述次级线圈的能量释放。即第2阻抗电路20进行这样的动作时，在轻负荷和额定负荷、或重负荷时，变更其时间常数。
以下说明上述开关电源装置的动作。(1) 额定负荷或重负荷时图2是额定负荷时的动作波形图。
图中Q1、Q2表示开关元件Q1、Q2的导通、截止信号；Vds1、Vds2、Vs分别表示电容器C1、C2、Cs两端的电压波形信号；id1、id2、is分别表示开关电路S1、S2、控制元件Ds的电流波形信号。
本电路启动后的开关动作，在1个开关周期T内，主要可以分成时间t1～t5的4个动作状态。首先说明启动时(振荡开始时)的动作状态，再说明其他各状态的动作。
(启动时)当外加输入电源Vin时，通过启动电阻R1，使开关元件Q1成导通状态。
开关元件Q1在从导通状态的最佳额定条件下的1个开关周期T的时间t1～t5的4个动作状态，如下所述。
<状态1>t1～t2驱动线圈T3产生的电压施加在第1开关元件Q1的控制端上，第1开关元件Q1导通，输入电压施加于变压器T的初级线圈，使变压器T的初级线圈电流直线增加，变压器T蓄存激磁能量。这时，通过光电晶体管和电阻R4，使电容器C4充电，在时间t2，电容器C4的电压达到晶体管Tr1的阈值电压(约0.6V)，晶体管Tr1导通，当第1开关元件Q1截止时，转入状态2。
<状态2>t2～t3当开关元件Q1截止，变压器T的初级线圈T1和电感线圈L与电容器C1和C2谐振，使电容器C1充电，电容器C2放电。另外，在次级侧，变压器T的次级线圈T2和电容器Cs谐振，电容器Cs放电。Vds1上升部分的曲线是由电容器C1、电容器C2、电感线圈L、以及初级线圈T1的电感线圈的谐振的正弦波的一部分。id1下降部分的曲线是Vds1的90°相位超前的波形。Vds2下降部分的曲线是由电容器C1、电容器C2、电感线圈L、以及初级线圈T1的电感线圈的谐振的正弦波的一部分。id2的下降部分是Vds2的90°相位超前的波形。这时，在次级侧电容器Cs的两端电压Vs下降到零电压为止，整流元件Ds导通，为零电压导通动作。该Vs的下降部分的曲线是由Cs和次级线圈T2的电感线圈谐振的正弦波的一部分。当电容器C2两端的电压Vds2下降为零电压时，二极管D2导通。这时，经过由电容器C11和电阻R11形成的第2延迟电路4，在驱动线圈T4产生的电压，从电压产生后稍延迟地施加在开关元件Q2的控制端上，使开关元件Q2导通。因此，进行零电压开关动作转入状态3。
<状态3>t3～t4在状态3中，二极管D2或开关元件Q2导通，电感线圈L和电容器C谐振。这时，次级侧整流元件Ds导通，蓄集在变压器T的激磁能量从次级线圈T2释放，通过整流平滑电路输出。这时，整流元件Ds流动的电流is，与通过初级侧的电感线圈L和电容器C的谐振电流id2加上直线减少的激磁电流im的值，形状是相似的。因此，电流is通过电容器Cs的作用，从零电流急骤上升，形成正弦波曲线的波形。另外，电流is到达电流变化率为零的峰值点之后，向零电流下降。在时间t4，变压器的激磁电流im和电流id2的关系为-im＝id2，当次级侧电流is为0，整流元件Ds关断，整流元件Ds实现零电流关断动作，状态3结束。
<状态4>t4～t5当整流元件Ds关断时，初级侧电容器C和电感线圈L的谐振结束。通过电容器IC的放电，只有激磁电流im流动，以与状态1相反的方向使变压器T激磁。由t4到t5直线上升的电流id2是其激磁电流-im。
<状态5>t5～t6驱动线圈T4产生的电压，通过电阻R12使电容器C12充电，电容器C12的电压达到晶体管Tr2的阈值电压(约0.6V)之后，晶体管Tr2导通，当在时间t5开关元件Q2截止，次级侧的整流元件Ds被施加反电压，变压器T的次级线圈T2和电容器Cs谐振，使电容器Cs充电。另外，在初级侧，变压器T的初级线圈T1和电感线圈L与电容器C1和C2谐振，使电容器C1放电、电容器C2充电。电容器C1两端的电压VdS1下降为零电压时，二极管D1导通。这时，通过电容器C3和电阻R3的第1延迟电路3，在驱动线圈T3上产生的电压，从电压发生后稍延迟地施加在开关元件Q1的控制端上。在时间t6，开关元件Q1导通，实现零电压开关动作，状态5结束。这时，在次级侧的电容器Cs的两端电压Vs从零电压开始上升，使次级线圈电压和输出电压之和的电压被箝位。
额定负荷时，进行相当于1个开关周期以上的动作，下一个开关周期，也进行同样的动作，以后重复这种动作。
在上述开关电源电路中，开关元件Q1和Q2以零电压导通，由于开关元件Q2在零电流附近截止，使开关损失大幅度地降低。另外，在次级侧的整流元件Ds以零电流接通。并且，该电流波形从零电流比较急骤地上升，到达电流变化率为零的峰值点之后，再成为零电流，由于形成断开的波形，在整流元件流动的电流波形成为方形波的波形，抑制了电流值的降低，使有效电流值减少，减少导通损失，这样可以提高效率。
另外，在额定负荷时，在轻负荷信号输入端子S上没有信号输入。因此，晶体管Tr30是截止状态，在第2阻抗电路20中，光电晶体管PC2也处于截止状态。(2)轻负荷时以下说明轻负荷检测时的动作。
图3是轻负荷检测时的动作波形图。
轻负荷检测时，在端子S上施加信号电压(轻负荷检测信号)，晶体管Tr30导通，光电二极管PC2也导通，光电晶体管PC2也导通，这样，由于通过光电晶体管PC2、电阻14和二极管D14的电流流动，使电容器C12的充电时间变短，第2开关元件Q2的导通时间也变短。在这里，对于在接通时间将蓄集的激磁能量从次级侧释放的时间—重置时间Tr，按照要使开关元件Q2的接通时间变短那样，设定第2阻抗电路20的时间常数。
时间t1～t4的动作，与图2的额定负荷时的动作是相同的，由于时间t4的定时，与现有的不同，以下从状态4开始进行说明。
<状态4>t4～t5设定开关元件Q2的导通时间比重置时间Tr短，这样，由驱动线圈T4产生的电压，经过电阻R12和R14，使电容器C12充电，电容器C12的电压达到晶体管Tr2的阈值电压(约0.6V)之后，晶体管Tr2导通，在时间t4开关元件Q2截止。这时，由于没有结束从次级侧释放能量，整流元件Ds仍处于导通的状态，变压器的电压也没有反转。在时间t5，当结束从次级侧放出能量，就进入状态5。
<状态5>t5～t6在时间t5，从次级侧的能量释放结束后，当对次级侧的整流元件Ds施加反电压，变压器的电压就开始反转，变压器T的次级线圈T2和电容器Cs谐振，使电容器Cs充电。另外，在初级侧，变压器T的初级线圈T1和电感线圈L与电容器C1和C2谐振，使电容器C1放电，电容器C2充电。电容器C1的两端电压Vds1下降到零电压附近。这时，通过电容器C3和电阻R3的第1延迟电路3，在驱动线圈T3产生的电压，从电压产生后稍迟地施加在第1开关元件Q1的控制端上，在时间t6，第1开关元件Q1导通，状态5结束。这时，次级侧的电容器Cs的两端电压Vs从零电压上升，使次级线圈电压和输出电压之和的电压被箝位。
进行相当于1个开关周期以上的动作，下一个开关周期也进行同样的动作，以下重复说明这种动作。
(3)轻负荷时的间歇振荡动作。
间歇振荡动作，与上述第2阻抗电路20的时间常数的变动一起，进行第1阻抗电路10的时间常数的变更。
该第1阻抗电路10如下那样构成。
额定负荷或重负荷时，在第1驱动线圈T3产生的电压，使第1开关元件Q1导通后，使所述晶体管Tr1导通，第1开关元件Q1截止。
一方面，在轻负荷检测时，通过在第1驱动线圈T3产生的电压，在第1开关元件Q1导通之前，按照使第1控制晶体管Tr1导通，阻止第1开关元件Q1接通，停止振荡那样地变化时间常数。
在轻负荷时，通过上述那样地变化第1阻抗电路10的时间常数和第2阻抗电路20的时间常数，按以下的机制进行间歇振荡动作。
在图1中，从驱动线圈T3产生电压开始，通过第1延迟电路3，在开关元件Q1的控制端施加电压，达到临界值电压后，将开关元件Q1达到接通时间为止的时间，作为延迟时间Ta。另外，从驱动线圈T3产生电压开始，通过光电晶体管PC1和电阻R4的电流流动，使电容器C4充电，将晶体管Tr1的基极电位到达阈值电压(约0.6V)为止的时间作为Tb。
在轻负荷时，输出电压Vo上升，当光电晶体管PC1的阻抗变小，时间Tb就变短，因为延迟时间Ta不受负荷的影响，大致是一定的，所以，当输出电压上升到所定的电压为止时，时间Tb比时间Ta变短，在开关元件Q1接通之前，晶体管Tr1首先导通。因此，由于开关元件Q1的栅极电位不上升，基于在驱动线圈T3产生的电压，开关元件Q1不导通，开关动作暂时停止。并且，晶体管Tr1由于蓄集在电容器C4的电荷放电，再次截止。蓄集在电容器C4的电荷放电，使晶体管Tr1截止，经过一定时间以后，通过启动电阻R1流入的电流，使开关元件Q1导通，再次开始开关动作。并且，通过启动电阻R1流动的电流，开始开关动作时，由于输出电压暂时降低，过一会再连续进行开关动作。并且，输出电压再次上升，形成所定的电压时，再次重复所述的振荡停止动作。在这里，由于经过启动电阻R1的电流，使开关元件Q1到导通为止的启动时间，比通过驱动线圈T3产生的电压使Q1到导通为止的时间要长很多，其结果是开关元件Q1在连续开关的期间和开关停止的期间，是周期性地重复进行间歇开关动作的。
这样，本发明以少数的部件，就可以实现在轻负荷时，周期性地重复进行开关动作的连续和停止的间歇开关动作。并且，由于间歇进行开关动作，可以减少开关损失等的电功率损失，也可以抑制开关元件的发热等。由于以这种简单的结构就可以实现这些功能，就可以谋求开关电源高效率化、小型化、以及低价格化。
另外，现有的电路中，由于在开关元件Q1截止时产生的浪涌电压，被电容器C吸收、箝位，不会发生浪涌电压，在降低开关损失的同时，适用导通电阻小，耐低压的开关元件，也可以降低导通损失，谋求电源高效率化。另外，由于适当地设定了第1导通时间控制电路，只通过光电晶体管PC2的导通、截止，就可以在轻负荷时，交替进行间歇振荡和连续振荡。并且，由于间歇振荡的周期也是通过调整开关电源电路的启动时间和光电耦合器PC1反馈增益等，任意地设定的，在间歇开关的周期进入可听频率的范围，可以防止或降低从开关电源电路发生的声音、降低交流声电压。
图4所示为本发明第2实施方式。
在这个例子中，如图1的结构，设有增益调整电路7、峰值电流限制电路8。
增益调整电路7由在输出稳定电路5的电阻R22上，通过晶体管Tr6并联连接电阻R32，和将该晶体管Tr6的控制端(基极)通过电阻R33与Q2导通时间转换电路6的晶体管Tr30的集电极连接构成。这样，通过端子S的轻负荷检测信号，使晶体管Tr6导通，使光电晶体管PC1流动的电流变化加大。这就意味着从输出稳定电路5向变压器初级侧的反馈增益变大。
以上的构成可以降低间歇振荡时的脉动电压，以下参照图5进行说明。
由于开关电源电路在连续振荡时，没有停止的期间，所以输出脉动电压小，但是在间歇开关动作时，由于在振荡期间输出电压上升，停止期间输出电压降低，所以就有在间歇振荡周期内输出电压的脉动变大这种问题。
在这里，当间歇振荡时，在光电二极管PC1流动的电流变化大，使增益提高，由于即使是很小的输出电压变动，反应也很灵敏，就可以使脉动电压降低。另外，当额定负荷、重负荷时的连续振荡时，流动的电流变大，增益提高，就会产生异常振荡动作。为此希望在间歇振荡时，增益增高，连续振荡时，增益降低。
本实施方式中，由于与光电二极管PC1串联的电阻值，在间歇振荡时变小、增益变大；在连续振荡时，电阻值变大，增益变小，这样交替进行变化，如图5那样，间歇振荡时，可以使脉动电压变小。
峰值电流限制电路8由在第1开关元件Q1上串联连接的、是电流检测单元的电阻R6；对该电阻R6两端电压(与电流Id1成比例)进行分压的电阻R7、R8；以及以电阻R8的两端电压施加在控制端(基极)、集电极端子连接第1开关元件Q1的控制端(场效应管的极栅)的晶体管Tr3构成。
以下说明峰值电流限制电路8的动作。图6(A)是设有峰值电流限制电路8时的动作波形图。为用于比较，图6(B)所示为没有设置峰值电流限制电路8时的动作波形图。
开关电源电路进行间歇开关动作时，由于在停止期间的输出电压下降，在下一个振荡期间的输出电压上升，所以，接通时间变得很长，使初级线圈电流增大。另外，输入电压下降时，由于初级线圈的电流再增大，使变压器的饱和空间变小，根据场合和饱和现象，有时会损坏开关电源。另外，初级线圈电流一旦增大，开关损失也变大，由于相当于1个脉冲的能量变大，在振荡期间的振荡脉冲数变少，存在使间歇周期变长，输出脉动电压变大的问题。
在这里，由于设有限制初级线圈电流峰值的峰值电流限制电路8，即使在初级线圈电流增大的场合，也可以限制峰值电流值，抑制变压器的饱和。另外，由于降低了电流峰值，在减少第1开关元件Q1截止时的开关损失的同时，使振荡期间的振荡脉冲数增加，间歇振荡的周期变短，可以使脉动电压降低。
图7是使用商用电源输入场合的实施方式，将商用电源整流平滑后形成直流电压Vin。
图8是其他的实施方式。在这个例子中，第2开关电路S2和电容器C的串联电路与第1开关电路S1并联连接，施加在电容器C上的电压比第1实施方式大，电路动作，效果也可作同样的考虑。
图9也是其他的实施方式。在这个例子中，电容器C与变压器的初级线圈串联连接，施加在第1和第2开关电路S1、S2上的电压与输入电压相等。与第1实施方式比较成为低电压变压器，电路动作、效果也可作同样的考虑。
(发明效果)本发明中，轻负荷时，通过第2导通时间控制电路，在第2开关元件导通时间结束后，进行从上述次级线圈的能量放出结束那样地动作。另外，同样在轻负荷时，通过第1阻抗电路，在第1驱动线圈产生的电压，使第1开关元件Q1在导通之前，导通第1控制晶体管，阻止第1开关元件Q1的导通，使开关动作停止。这样，在现有的双管自激振荡式的开关电源装置中，不能产生轻负荷时的间歇振荡，通过追加一些部件就可以进行。
因此，可以大幅度地降低轻负荷时的导通损失和开关损失，进行高效率的动作。
另外，在间歇振荡时，开关浪涌电压被箝位，适用耐低压的开关元件，谋求降低导通损失、使其低损失化。
另外，由于设置增益调整电路，可以大幅度地抑制间歇振荡时增大的输出脉动电压。
另外，由于设置峰值电流限制电路，可以抑制变压器的饱和，并且，可以谋求降低开关损失，降低输出脉动电压。
权利要求
1.一种开关电源装置，是自激振荡式的开关电源装置，包括具有初级线圈和次级线圈的变压器(T)与第1开关电路和输入电源串联连接，第2开关电路和电容器(C)的串联电路与所述第1开关电路的一端连接，所述变压器(T)的次级线圈上设有整流平滑电路，第1开关元件(Q1)、第1二极管(D1)及第1电容器(C1)的并联连接电路构成第1开关电路；第2开关元件(Q2)、第2二极管(D2)及第2电容器(C2)的并联连接电路构成第2开关电路；所述变压器有产生导通所述第1开关元件(Q1)电压的第1驱动线圈，和产生驱动所述第2开关元件(Q2)电压的第2驱动线圈；设有开关控制电路，控制第1、第2开关元件(Q1)、(Q2)将两个开关元件都截止的期间夹在中间而交替地进行通/断，并控制所述第1开关元件(Q1)的导通时间，进行输出电压的稳定控制；在第1开关元件(Q1)导通期间，变压器的初级线圈蓄集能量，在第1开关元件(Q1)截止期间，从变压器的次级线圈释放能量，其特征在于所述开关控制电路具有连接在所述第1开关元件(Q1)的控制端和所述第1驱动线圈之间的第1开关控制电路、以及连接在所述第2开关元件(Q2)的控制端和所述第2驱动线圈之间的第2开关控制电路；所述第1开关控制电路设有第1导通时间控制电路，在轻负荷时，当输出电压达到所定的电压，由所述第1驱动线圈产生的电压，阻止所述第1开关元件(Q1)导通，使振荡停止；在额定负荷或重负荷时，由所述第1驱动线圈产生的电压，使所述第1开关元件(Q1)导通，控制所述第1开关元件(Q1)的导通时间；所述第2开关控制电路设有第2导通时间控制电路，在轻负荷时，在所述第2开关元件的导通时间结束之后，从所述次级线圈的能量释放也结束那样，控制所述第2开关元件(Q2)的导通时间；在轻负荷时，在振荡期间和停止期间，交替反复进行间歇振荡动作。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于所述第1开关控制电路设有决定从第1驱动线圈产生电压开始，到所述第1开关元件(Q1)导通为止的延迟时间的第1延迟电路；所述第1导通时间控制电路设有连接在所述第1开关元件(Q1)的控制端子上的第1控制晶体管、和连接在该晶体管的控制端上的第1阻抗电路和电容器形成的第1时间常数电路；变化所述第1阻抗电路的阻抗值，在轻负荷时，使所述第1时间常数电路的时间常数比所述延迟电路的短，在所述第1开关元件(Q1)导通之前，导通所述第1控制晶体管，由所述第1驱动线圈产生的电压，阻止所述第1开关元件(Q1)导通，使振荡停止，在额定负荷或重负荷时，使所述第1时间常数电路的时间常数比所述延迟电路的长，控制从所述第1开关元件(Q1)导通开始到所述第1控制晶体管导通为止的第1开关元件(Q1)的导通时间，进行稳定输出电压的动作。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于所述第2导通时间控制电路设有连接所述第2开关元件(Q2)的控制端的第2控制晶体管、和连接在该晶体管控制端上的第2阻抗电路和电容器构成的第2时间常数电路；变化该第2阻抗电路的阻抗值，在轻负荷时，使所述第2时间常数电路的时间常数变短，在所述第2开关元件(Q2)的导通时间结束之后，从所述次级线圈的能量释放结束，在额定负荷或重负荷时，使所述第2时间常数电路的时间常数变长，从所述次级线圈的能量释放结束，所述第2开关元件(Q2)的导通时间也结束那样，控制所述第2开关元件(Q2)的导通时间。
4.一种开关电源装置，是自激振荡式的开关电源装置，包括具有初级线圈和次级线圈的变压器T与第1开关电路和输入电源串联连接，第2开关电路和电容器(C)的串联电路与所述第1开关电路的一端连接，所述变压器T的次级线圈上设有整流平滑电路，第1开关元件(Q1)、第1二极管D1及第1电容器(C1)的并联连接电路构成第1开关电路；第2开关元件(Q2)、第2二极管(D2)及第2电容器(C2)的并联连接电路构成第2开关电路；所述变压器有产生导通所述第1开关元件(Q1)电压的第1驱动线圈，和产生驱动所述第2开关元件(Q2)电压的第2驱动线圈；设有开关控制电路，控制第1、第2开关元件(Q1)、(Q2)将两个开关元件都截止的期间夹在中间而交替地进行通/断；在第1开关元件(Q1)导通期间，变压器的初级线圈蓄集能量，在第1开关元件(Q1)截止期间，从变压器的次级线圈释放能量，其特征在于所述开关控制电路具有连接在所述第1开关元件(Q1)和所述第1驱动线圈之间的第1开关控制电路、以及连接在所述第2开关元件(Q2)和所述第2驱动线圈之间的第2开关控制电路；所述第2开关控制电路设有第2阻抗电路，在轻负荷检测时，使所述第2开关元件(Q2)的导通时间比额定负荷时短、在所述第2开关元件(Q2)的导通时间结束之后，按照从所述次级线圈的能量释放也结束那样，变更时间常数，变化阻抗；所述第1开关控制电路设有决定从所述第1驱动线圈产生电压开始，到所述第1开关元件由所述第1驱动线圈产生的电压接通为止的时间的第1延迟电路；由于驱动，可以强制使所述第1开关元件(Q1)截止，或阻止所述第1开关元件(Q1)的导通的第1控制元件；在轻负荷检测以外的额定负荷或重负荷时，由所述第1驱动线圈产生的电压，在所述第1开关元件(Q1)导通之后，驱动所述第1控制元件，使所述第1开关元件(Q1)截止，在轻负荷检测时，变化所述第2开关控制电路的所述第2阻抗电路的阻抗，并改变时间常数的同时，由第1驱动线圈产生的电压，在所述第1开关元件(Q1)导通之前，按照在驱动所述第1控制元件、阻止所述第1开关元件(Q1)导通那样，改变时间常数、变化阻抗的第1阻抗电路；在轻负荷检测时，通过变化所述第1阻抗电路及第2阻抗电路的阻抗，以改变时间常数，在振荡期间和停止期间交替重复间歇振荡动作。
5.根据权利要求1或4所述的开关电源装置，其特征在于使用光电耦合器改变所述第1、第2阻抗电路的阻抗。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于设有检测输出电压，对应该检测电压，将通过所述光电耦合器，使所述第1阻抗电路的阻抗改变的信号，反馈到所述第1开关控制电路，以此稳定输出电压的输出电压稳定电路；所述输出电压稳定电路设有在间歇振荡时，使在构成所述光电耦合器的光电二极管上串联连接的电阻值变小，由该光电耦合器反馈的增益变大的增益调整电路。
7.根据权利要求1或4所述的开关电源装置，其特征在于设有通过串联连接在所述第1开关元件(Q1)上的电流检测单元，检测在该第1开关元件(Q1)流动的1次电流，当该电流达到所定的电流峰值，使所述第1开关元件(Q1)截止的峰值电流限制电路。
8.根据权利要求1或4所述的开关电源装置，其特征在于所述第1和第2开关元件(Q1)、(Q2)中，至少有一个是由场效应晶体管构成。
全文摘要
本发明提供一种开关电源装置，这种自激振荡式谐振型开关电源，用少数的部件就可以在轻负荷时进行间歇振荡动作，提高轻负荷时的效率。该装置的第1开关控制电路设有在轻负荷时，由第1驱动线圈产生的电压，在第1开关元件(Q1)接通之前，使第1控制晶体管导通、阻止第1开关元件(Q1)的接通、停止振荡那样地控制第1开关元件(Q1)的导通时间的第1导通时间控制电路。第2开关控制电路设有在轻负荷时，第2开关元件(Q2)的导通时间结束之后，也结束从次级线圈的能量释放那样地控制第2开关元件(Q2)的导通时间的第2导通时间控制电路。
文档编号H02M3/28GK1434561SQ0310301
公开日2003年8月6日 申请日期2003年1月27日 优先权日2002年1月25日
发明者细谷达也, 竹村博 申请人:株式会社村田制作所