专利名称：返驰式电源供应器及其控制方法
技术领域：
本发明涉及一种返驰式电源供应器及其控制方法，特别是一种利用开关组件作关闭、开启的切换行为的电源供应器。
背景技术：
如图1A所示，是公知返驰式交换电源供应器的电路装置。其中S1可为晶体管、闸流体或金属氧化物半导体场效应晶体管等具有小信号控制其导通/截止(on/off)作用的开关组件。而D1在导通时会产生0.4V-1.5V不等的电压降，此为二极管的特性，因此当输出电压Vo低时，常发生效率低、二极管D1消耗功率过大、需大面积的散热片等情况。例如当Vo为5VDC，D1的压降为0.4V，D1反向耐压为30VDC，电源供应器的输出为50w(5v/10A)，因此在D1上的消耗功率为0.4V×10A＝4W，不计其它组件的消耗，此电源供应器的效率(Efficiency)为50W/(50w+4w)＝92.6％。
如图1B所示，是目前公知的返驰式交换电源供应器的电路装置。若在D1位置改以S2代替，S2可为闸流体、金属氧化物半导体场效应晶体管等，以今日科技水准的金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor；MOSFET)可轻易做到10毫欧姆左右的RDS(on)，如SI4410，可将消耗功率降低甚多，克服上述困扰。以上例做为比较，Vo为5VDC，S2以SI4410(RDS＝11毫欧姆，VDS＝30V)取代，输出功率为50W(5V/10A)则S2的压降为10A×11毫欧姆＝110mVdc，S2的消耗功率为110mV×10A＝1100mW＝1.1W，不计其它组件的消耗功率的效率为50W/(50W+1.1W)＝97.8％，较使用二极管的效率提升6.2％，此为目前工程人员追求的目标，但是，以S2取代D1的过程中仍有其技术瓶颈存在。
如图2所示，其是公知的返驰变压器各点的电压波形及电流波形。S2必须很精准的控制在t1产生后导通，同时在t2来临前截止，通常t1a较易控制，因为t1是VN2由负转正时谓之，虽然可利用VN2为触发信号，延迟若干时间后，令S2导通即可，但返驰变压器t2的产生则随负载Io的变化而改变，相当难以预侧，且t2a为t2产生前需将S2截止，否则，Co将经由S2对N2充电，而在S1再次导通时产生一逆向电流-IS1而可能致使S1烧毁。当然也可以ID1做为预侧t2产生的依据，但有下列两点原因致使此方法不适合批量生产。
(1)业者用做电流侧检侧常用电阻器或变流器(current X’FKM)，电阻器会消耗功率且电流愈大消耗愈大。可能致使S2取代D1的效果消失。变流器具有直流阻绝的效果，因此需增加电路将直流电平恢复，这将致使变流器做为电流侧检侧的精确度大打折扣。
(2)此电流侧检侧的准确度，需相当准确，否则交换式电源供应器不是容易烧毁，就是所能提升的效率不高。由此两点原因造成以S2取代D1变成一昂贵且不稳定的工程。
因此，由上可知，上述公知的返驰电源供应器，在实际使用上，显然具有不便与缺点需加以改善。
发明内容
本发明的目的在于提供一种返驰式电源供应器及其控制方法，是针对先前技术中返驰式电源供应器利用开关元控制变压器输出而言，而由于在开关组件本身的消耗功率甚低，如此可有效提高电源供应器的效率。但为了让返驰式电源供应器能正常工作，则必须很精准控制开关组件的导通与截止时间，而在先前技术中即使有提及如何有效控制开关组件的导通时间，但在控制开关组件的截止时间则有诸多困难而有待克服。因此本发明即针对开关组件的关闭时间提供一有效的控制，使电源供应器能有效提高效率，并能正常工作。
本发明的目的可通过如下措施来实现:
本发明提供一种返驰式电源供应器，包括有变压器、初级切换电路及次级切换电路，其中初级切换电路连接在该变压器的初级侧；次级切换电路连接在该变压器的次级侧，而该次级切换电路至少包括:一开关组件，用以控制该变压器的输出；一控制电路，用以控制该开关组件的压降维持在固定电压，并使该开关组件的阻值能随该变压器输出的电流呈反比变化。
本发明的目的还可通过如下措施来实现:
本发明还提供一种返驰式电源供应器的控制方法，是将变压器连接的次级切换电路的开关组件维持在固定压降，使开关组件的阻值能随变压器输出的电流呈反比变化。
本发明相比现有技术具有如下优点:
(1)开关组件的on/off是依据变压器的输出电流ID1作变化，并能精准的将开关组件的on/off压状态控制在t1-t2的时间范围内。
(2)即使变压器的转态时间难以预侧，但只要ID1为零(即t2时)开关组件即会自动截止。
图1A是公知的返驰式交换电源供应器的电路装置；图1B是目前公知的返驰式交换电源供应器的电路装置；图2是图1B的电压及电流波形图；图3是本发明的电路方块示意图；图4是本发明控制电路的电路接线图；及图5是本发明控制电路的另一电路接线图。
具体实施例方式
请参阅图3，为本发明的电路方块图。本发明是一种返驰式电源供应器，包括一变压器1、一初级切换电路2及一次级切换电路3；其中:
变压器1设有一初级侧11及一次级侧12，而初级切换电路2是连接在初级侧11，次级切换电路3是连接于次级侧12。另，次级侧12是具有第一输出端VN1及第二输出端VN2。变压器1在返驰式电源供应器中主要是将初级侧11的能量转换至次级侧12，且初级侧11与次级侧12的两输出端各设有正负反向的电压及其相对电流。
初级切换电路2是连接于一供应的Vsource，以切换出高频信号Vin及初级电流Iin，而控制变压器1的次级侧12转态动作。
次级切换电路3是由一控制电路31及一开关组件32组成。借由次级切换电路3将变压器1的次级侧12的输出信号作切换，而经由一输出电容Co得到一输出电压Vo。而其中次级切换电路3主要是在变压器1转态即由低电平转高电平阶段时，能控制开关组件32的导通时间，而此技术已在先前技术中说明在此不在赘述。而在控制开关组件32的截止时间，则是利用控制电路31将开关组件32维持在一固定电压，使得当变压器1输出的信号如图2，ID1变化时，开关组件32的阻值将会逐渐增高，并在比ID1趋近于零时，开关组件32的阻值将会趋近于无限大，而在变压器1下次转态即由高电平转低电平来临前，令开关组件32自动进入截止状态。因此借由控制电路31将开关组件32维持在固定电压，使开关组件32的阻值能随变压器1的输出电流呈现反比变化，即能精准的控制开关组件32的截止时间，以便使变压器1在转态阶段时，电源供应器可正常工作。
请参阅图4所示，控制电路31是由电平参考电路311、驱动电路312及缓冲电路313组成。其中电平参考电路311是提供一电平参考值，缓冲电路313是输出电压控制开关组件32的阻值变化，而驱动电路312则根据电平参考值调整缓冲电路313的输出电压大小，使流经开关组件32的电流所产生的压降能维持在一固定电压，让开关组件32的阻值能随变压器1输出的电流呈反比变化。
而其中开关组件32也就是N型金属氧化物半导体场效应晶体管Q1或其它可以小信号控制开关组件导通/截止状态的开关组件，如闸流体。缓冲电路313也就是射极随藕器，由晶体管Q2及Q3组成。驱动电路312由电阻R1、晶体管Q4、二极管D1及D2组成。电平参考电路311由电阻R2、R3及二极管D3组成。而其中二极管D1、D2、D3提供电流隔绝作用，而为了方便下述说明二极管D1、D2、D3的压降忽略不记。并假设Q1的导通电阻为15毫欧姆，Q4的Vbe电压为0.6V，V3电压设定为0.65V。
其中V3此一端点所并联的另一回路为Q4的b-e两端与Q1的s-d两端所作的串联。因此当Q4欲导通时落在Q1的s-d两端压降不得大于0.05V，因此时Q4的Vbe电压为0.6V。反之当Q4截止代表此时Q1的s-d两端压降为大于0.05V。
因此当变压器:输出的电流ID1变化时，如图2，当电流ID1在大于3.33A时，Q4截止，Q1的Vgs电压使Q1全速导通。并在电流ID1小于3.33A时，Q4导通，使Q1的s-d两端压降维持固定在0.05V，而当电流ID1为零时，Q1的阻抗将为无限大，使Q1自动进入截止。
请参阅图5所示，控制电路31’也可由分压网311’、比较器312’及缓冲电路313’组成。其中分压网311’是连接于开关组件32两侧，并提供有第一电平参考值及第二电平参考值。缓冲电路313’是输出电压控制开关组件32的阻值变化。而比较器312’则根据第一电平参考值及第二电平参考值的比较结果调整缓冲电路313’的输出电压，而改变开关组件32的阻值变化，使得开关组件32维持在固定电压，让开关组件32的阻值能随变压器1输出的电流呈反比变化。
其中分压网311’是由电阻R5至R8组成，缓冲电路313’由晶体管Q5、电阻R4、二极管D4、D6组成。且令R6/(R5+R6)的比值略大于R8/(R7+R8)的比值，VA×[R6/(R5+R6)-R8/(R7+R8)]约等于80mv。因此当Q1在导通初期时，即变压器1的次级侧12输出电流如图2ID1变化时，Q1的Vsd＞80mv，故Vy＞Vx，比较器312’的输出为高电平，VA经Q5使Q1导通。而当电流ID1逐渐降低时，使Q1的Vsd＜80mv，故Vx＞Vy，比较器312’的输出降低时，Q1的阻值Rds上升，并维持Q1的Vsd在80mv，因此随着电流ID1的逐渐降低至零时，Q1的阻值将趋于无限大，使Q1自动进入截止。
因此，本电路的开关组件32是以小信号控制的金属氧化物半导体场效应晶体管或闸流体，来提升电源供应器的效率。而为了能精准的控制开关组件32必须在图2中的t1之后导通，同时在t2来临前截止。其中t1之后导通是相同于先前技术所述可利用第一输出端VN1为触发信号，因为t1是第一输出端VN1由负转正时谓之，因此延迟若干时间后，令开关组件32导通即可。而开关组件32如何在t2来临前截止则为本发明的重点所在，其主要的工作原理是将开关组件32维持在一定的压降，并随着电流ID1的变化，开关组件32本身的阻抗会随之改变，因此当电流ID1为零时(即t2)，开关组件32的阻值会趋于无限大，使开关组件32自动进入截止状态，而达到开关组件32需在t2来临前截止的要求。
权利要求
1.一种返驰式电源供应器，包括一变压器；一初级切换电路，连接在该变压器的初级侧；及一次级切换电路，连接在该变压器的次级侧，其中该次级切换电路包括一开关组件，控制该变压器的输出；一控制电路，控制该开关组件的压降维持在固定电压，并且该开关组件的阻值能随该变压器输出的电流呈反比变化。
2.如权利要求1所述的返驰式电源供应器，其特征在于，所述的开关组件为小信号控制导通/截止状态的闸流体或金属氧化物半导体场效应晶体管。
3.如权利要求1所述的返驰式电源供应器，其特征在于，所述的控制电路包括一电平参考电路，提供一电平参考值；一缓冲电路，输出电压控制该开关组件的阻值变化；一驱动电路，根据该电平参考值调整该缓冲电路的输出电压大小，使得流经该开关组件的电流所产生的压降能维持在一固定电压，而让该开关组件的阻值能随该变压器输出的电流呈反比变化。
4.如权利要求3所述的返驰式电源供应器，其特征在于，所述的缓冲电路为射极随藕器。
5.如权利要求1所述的返驰式电源供应器，其特征在于，所述的控制电路包括一分压网，提供一第一电平参考值与一第二电平参考值；一缓冲电路，输出电压控制该开关组件的阻值变化；一比较器，根据第一电平参考值及第二电平参考值的比较结果调整该缓冲电路的输出电压，改变该开关组件的阻值变化，使得该开关组件维持在固定电压，让该开关组件的阻值能随该变压器输出的电流呈反比变化。
6.如权利要求5所述的返驰式电源供应器，其特征在于，所述的分压网络连接于该开关组件两侧。
7.一种返驰式电源供应器的控制方法，是将与变压器连接的次级切换电路的开关组件维持在固定电压，使开关组件的阻值能随变压器输出的电流呈反比变化。
8.如权利要求7所述的返驰式电源供应器的控制方法，其特征在于，当变压器输出的电流趋近于零时，开关组件的阻值将趋近于无限大，而使开关组件进入截止状态。
9.如权利要求7所述的返驰式电源供应器的控制方法，其特征在于，所述的开关组件是利用小信号控制其导通/截止状态。
全文摘要
本发明涉及一种返驰式电源供应器及其控制方法，能在变压器每次转态时正确控制开关组件的截止状态；该电源供应器由变压器、初级切换电路及次级切换电路组成；初级切换电路连接于变压器的初级侧，次级切换电路连接在变压器的次级侧，由控制电路及开关组件组成；其中控制电路是维持开关组件在固定电压，并使该开关组件的阻值能随变压器输出的电流呈反比变化；因此当变压器次级侧输出的电流以倒三角波形变化时，开关组件的阻值将在电流为零时趋近在无限大，使开关组件自动进入截止，让电源供应器顺利工作。
文档编号H02M7/217GK1538609SQ0312313
公开日2004年10月20日 申请日期2003年4月17日 优先权日2003年4月17日
发明者杨惠强 申请人:尼克森微电子股份有限公司