专利名称：带有dv/dt控制和emi/切换损耗降低的全局闭环控制系统的制作方法
技术领域：
本申请通常涉及闭环功率控制系统，以及尤其是涉及带有降低EMI和切换损耗以及控制栅极驱动信号的变化率的闭环控制系统。
现有技术高速开关器件例如双极晶体管，MOSFET和IGBT能够增加用于电压源PWM逆变器的载波频率，由此带来更好操作特性。然而，高速切换导致了由于电压和/或电流的高变化率的下述严重问题(a)通过电机内的寄生电容器和通过长电缆泄漏到大地的地电流；(b)传导的和辐射的EMI；(c)电机轴承电流和轴电压；以及(d)电机和变压器的绝缘寿命的缩短。
因为寄生杂散电容不可避免的存在于负载中，例如交流电机，以及开关变换器(converter)的内部，当开关器件转换状态时，高速切换引起的电压和/或电流变化产生高频振荡的共模和差模电流。因此，每次逆变器切换动作发生时，相应的逆变器输出端的电势相对于大地迅速变化，且在直流连接(d-c link)中的共模电流的脉冲流到逆变器，通过散热(heatsink)电机电缆和电机绕组的电容流到大地。用于B级(家用的)电机驱动的这种电流脉冲的振幅通常为几百毫安到几安培；脉宽通常为250到500ns。对于A级驱动(工业用的)，并且根据电机的体积和电机电缆的长度，脉冲电流的振幅通常在脉宽250ns到500ns时为几安培，在脉宽为1到2μs时到20安培。
共模振荡电流可以具有从变换器的切换频率到几十MHZ的频谱范围，其产生磁场并将始终产生辐射的电磁干扰(EMI)，由此负面影响电子设备例如无线电接收机、医疗设备等等。
许多的政府限制(governmental restriction)施加到在某些电机允许的线电流EMI和允许的大地电流的等级。因此，在家用的(设备)B级设备中，分别地，在频率范围高于从0到30kHz(高于对数曲线)时地电流必须保持低于从1到20mA；在频率高于150kHz到300MHZ时传导线电流EMI必须保持低于规定的值(小于大约60dB*V)。对于规定为A级工业设备的电机驱动设备，虽然对地电流的限制较不严格，但是线电流EMI仍然限定为超过150kHz到300MHZ的范围。
通常，基于无源元件的共模扼流圈和EMI滤波器可以不完全地解决这些干扰和EMI问题。已经使用了由共模电感器和在输入交流线的“Y”电容器构成的无源滤波器，以对在这种电机驱动电路中的共模电流进行滤波。使用的、大体积的(常常指电机驱动构件的体积的主要部分)和昂贵的无源共模滤波器可以设置对PWM频率的限制。另外，它们在功能上是有缺陷的，因为它们显示出不想要的共振，该共振和所需的滤波作用相反。而且，在通常目的的工业驱动中，经常将驱动电路和电机用100米或者更长的电缆连接起来。电缆越长，电机电缆中传导的共模EMI越大，以及所需的常规无源共模输入滤波器的体积越大。
已知的是带有被电阻短路的附加绕组的共模互感器，其可以抑制振荡的地电流。遗憾地是，少量的非周期地电流仍然保留在这个电路中。
公知的是在脉冲宽度调制(PWM)控制的电机驱动电路中用于共模电流控制的有源滤波器。Satoshi Ogasawa等人在IEES电力电子学报(Transaction on Power Electronics)，Vol.13，No5 1998年9月的论文“用于消除PWM逆变器产生的共模电压的有源电路”和在以Ogasawara等人的名义的专利5831842中描述了典型的器件。
图10示出了用于交流电机的典型现有技术的有源滤波电路或者EMI和噪音消除器件。因此，在图10中，包括输入端L的交流源和中性端的交流源连接到连接着全波桥式连接整流器40的交流输入端。尽管显示为单相电源，但是可以用三或者多相输入实现这其中的和要被描述的所有附图中的原理。整流器40的正负母线分别包括点A和D并在逆变器端子B和F被连接到三相桥式连接PWM控制的逆变器41，逆变器的输出交流端子连接到交流电机42。滤波电容40a也跨接在端子B和F。电机42具有利用地端子43a连接到地线43的接地壳体。
有源滤波器由一对晶体管Q1和Q2构成，通过它们的发射极连接在节点E，跨接在整流器40的直流输出线。这些限定了被差分变压器(differential transformator)的输出线圈44控制的放大器，该差分变压器具有连接在整流器40的正负输出母线的输入线圈45和46。用传统的点符号标明线圈的极性。线圈44连接在晶体管Q1和Q2的控制端和公共发射极节点E之间。直流绝缘电容器47在节点C连接到地线43。
包括电容器47的有源滤波器限定了用于转移大部分共模电流的路径，该共模电流另外可以在路径L或者N、A、B、M(电机42)、43、43a中流动并回到L或者N；(或者当极性相反时以相反的路径)或者在路径L或者N、D、F、M、43、43a中(或者当极性相反时以相反的路径)。因此，在路径B、M、C、E、Q2、F、B，的“正”电流，以及对于在模式B、M、C、E、Q1、B中的“负”电流，对于来自正端A的电流，通过适当控制晶体管Q1和Q2，可以转移大部分共模电流。对于流到负端子D的共模电流的路径沿用于“正”电流路径F、M、C、E、Q2的路径和对于“负”电流的F、M、C、E、Q1、B的路径。对于“正电流”，转移的程度取决于线圈44的电流增益和Q2的电流增益，以及，对于“负”电流，取决于线圈44的电流增益和Q1的电流增益。为了获得足够程度的共模电流转移，线圈44和晶体管Q1和Q2的总电流增益必须要高。
为了提供足够的高电流增益，图10的传感变压器44、45、46已经很大且昂贵。迫切需要在不妨害电路操作的前提下减小变压器的体积和成本。另外的问题是因为所需的高增益，这个闭环电路具有产生不想要的振荡的趋势。
而且，已经发现晶体管Q1和Q2不能在电路限定的“顶部空间(headroom)”内的很大范围上的线性区域运行，由此限定了有源滤波动作。通过考虑图10的近似等同电路可以很好的理解顶部空间或者晶体管Q1和Q2的集电极和发射极之间的电压，如图11所示，其中在C点的地电势和图10中的中性线的地电势相同。晶体管Q1和Q2分别表示为分别与二极管并联连接的电阻R1和R2。直流桥40表示为两个直流源50和51，每个产生VDC/2的输出电压，其中VDC是在端子A和D正极和负极母线之间的全部输出电压，交流源52具有VDC/2峰值交流电压。
从图11可以看出，顶部空间可以在交流源52的周期的不同点消失。因此，考虑晶体管Q1和Q2的漏抗相同的第一情形。在这种情况下，图2中的电阻R1和R2的值近似相等。现在，如果假定电容器47的阻抗远远小于R1和R2，当端子C的地电势相对于图2的节点53的直流中点在(+)VDC/2和(-)VDC/2之间摆动时，在晶体管Q1和Q2的发射极的电势也在(+)VDC/2和(-)VDC/2之间摆动。因此，在节点E的电势接近或者等于直流母线(在节点B或F)的电势时的周期中，对于相应的晶体管Q1和Q2存在不足的电压顶部空间来作为线性放大器运行，且有源滤波作用消失。
在许多电磁应用中，尤其是电源变换系统，上述滤波器是公知的。包括电源变换的系统通常包括除了电动机驱动之外还可以用于电源应用的电源变换。电源逆变器通常通过以多相模式运行的电力传输线配备有电源。例如，在包括逆变器操作和电机驱动的应用中三相电源是常见的。三相电源包括三条传输线，这三条传输线带有三对电力传输线之间的电势差(voltage potential)。也就是，如果通过线L1、L2和L3提供三相输入，那么在线L1和L2之间、L2和L3之间以及L1和L3之间有电势差。这些相电压通常是正弦的且彼此相对不同相以提供有效的电源传输。
在如上述的三相系统中，传输线在传输不同线对之间的电压值的电信号中充当差分电压对。这种类型的电源传输方案在传输具有抵抗同时影响所有电力线的噪声干扰的电信号中十分有用。也就是，如果所有的电力线都受到了共态干扰或者干扰信号的冲击，那么所有的线都受到了相同程度的影响且差分电压保持相同。因此，三相传输线传输没必要影响传输给，例如逆变器的电信号的共模电压是常有的情形。
当逆变器应用于电源并控制电机驱动系统时，逆变器通常使用高频切换以引导适当的电源信号到电机线圈来产生所需的操作特性。例如，可以运行逆变器来控制用于特定扭矩操作，或者所需速度的电机。由于逆变器的高频切换，在驱动电机的线上有突变电压跳变是常有的情形，它们是EMI的内在源。这种EMI可以产生导致电机控制信号、反馈信号I/O、传感器等中干扰的共模干扰。另外，与逆变器输出和地的电容耦合，或者电机自身接地可以产生高频地电流，该高频地电流进一步提供和控制信号与其它通讯信号的干扰。高频地电流还可以导致辐射干扰并产生作为环形天线并增加辐射噪声产生的接地回路。高频地电流还可以导致两个地电势点之间的瞬时电压差，其妨碍用于控制的适当的参考和通讯信号。
除了上述的滤波器，可以用许多方法来降低和控制共模干扰和辐射的EMI。例如，使用屏蔽电缆将逆变器连接到电机以阻止干扰噪声电流从电机系统流出到大地。还可以扭转绕到电机的电力线以提供平衡的容性耦合以减少耦合到大地的寄生电容。也经常在电机的电力线上采用共模扼流圈以削弱共模干扰。上述那样的EMI滤波器经常连接到逆变器的输入端以充当低通滤波器以从除去来自大地的共模噪声，否则来自大地的共模噪声可能对于电机驱动系统的一个或多个部件可能产生地电压差。
另一种降低EMI干扰的技术是检测高频噪声电流并为任何检测的电流提供补偿。如上所述的以及在其它的现有技术中已经使用电流互感器以感知干扰电流来确定适当的补偿而控制EMI。然而，合适地选定尺寸和规定的电流互感器是笨重且昂贵的，且在实际中产生非线性运行。提供不使用电流互感器而降低EMI的电路和技术是所需的。
通常，EMI降低系统是用逆变器操作同步电机的大闭环控制的一部分。例如，多高电平系统可以向逆变控制器提供指令和控制信号以和相关的高电平系统一起操作电机或电源。因此，除了包括逆变器和传感器反馈的闭环控制，降低整个系统产生的EMI是所需的。
在高压逆变系统中，经常使用电平转换以向组成多级电机驱动逆变器的半桥提供控制信号。在电平转换系统中，通常将参考从逻辑电压电平变化到与逆变器电源一致的参考电平。结果，通过电平转换电路以脉冲的形式传输控制信号来允许信号传输，以避免由于保持在电传导模式的电力开关引起的额外的能量损失。因此，给施加带有表示输入信号的占空比的脉冲列的脉冲产生器提供输入信号。然后在应用中将脉冲列转换成用于控制栅驱动器的控制信号。经常，由于高频、大功率开关(high power switching)的特性，可以观察到在栅驱动器和半桥元件上的具有每单位时间极大电压变化的电压尖脉冲。减少或者控制每单位时间电压的变化以阻止电压尖脉冲是必要的，该尖脉冲可以导致额外的EMI和其它的破坏性控制操作。目前公知的用于控制高频大电源切换应用的dv/dt的解决办法是笨重的、复杂的和昂贵的。因此，获得用于高压、高频切换应用的简单控制以调节逆变器栅极驱动的dv/dt是必要的。
在带有逆变器的电机驱动中，经常根据逆变器中开关的象限转换，使用空间矢量调制来控制电机。在这种类型的电机控制中，精确的电机相电流检测对于提供特殊应用，例如速度或扭矩控制的高性能控制是有用的。然而，要在宽的电流和温度范围上精确地检测电机相电流通常是困难的。例如，可以在线性驱动电机中使用霍尔效应，但是它们是固有地笨重和昂贵。在脉宽调制(PWM)逆变器驱动系统中，当在空间矢量调制中使用非零基本向量时，可以从直流母线电流的检测确定电机相电流。每个基础向量在PWM周期被分配特定的时间以产生指令电压向量。然而，如果基本电压向量仅仅用于很短的时间周期，从直流母线电流不能直接确定电机相电流。电机相电流的这种可视性的减少是由于PWM逆变器驱动系统的部件的灵敏性中的实际因素和限制造成的。例如，由a/d转换器采样和保持时期(hold times)导致的时间延迟、接通期间电压的摆动和其它延迟因素妨碍了使用很短时间的基础向量被观察到的效果。因此，看到使用很短时间的基础向量的效果和获得所有控制周期的电机相电流的所有值以获得高性能电机驱动器是必要的。
发明内容
根据本发明，提供了用于全局同步电机控制和同步切换的闭环控制系统以降低EMI产生。根据本发明的全局控制提出了用于逆变器栅极驱动器的带有动态dv/dt控制的动态母线电压控制。多个闭环控制参数被感知并作为输入提供给和最优系统运行相关的算法。强化的控制系统通过动态切换方案提供功率因素校正控制以允许带有最小电流的零电压切换。有源EMI滤波提供了系统中共模和差模噪声的极大降低。通过仅仅监测提供给逆变器的直流母线电压，控制系统获得了电机电流的估计。用于逆变器和功率因数校正电路之间的同步开关的算法，以及适当的EMI干扰降低，增加了整个系统的效率并产生更可靠的和节约成本的整个电机驱动系统方案。而且，该系统控制提供相互作用的超前控制方案以调整功率因数补偿和用于改善可操作的可靠性和效率的逆变器操作。通过在整个全局闭环控制系统中使用这些技术，实现了可靠的和有效的整个系统，该系统具有由于减少部件所需的电压和电流比率而部件体积减少的可能。而且，由于整个系统运行的效率的增加，可以极大地减少，或者甚至在某些情形中除去带有额定大偏差率(high tolerance rating)的主要无源部件。
本发明提供了用于在接通或关断电机驱动系统的电源变换器或者电源逆变器的电源开关的每单位时间的电压变化率的控制。从控制器的模拟信号提供给高压驱动栅极驱动集成电路以确定在切换连接了栅极驱动的电源开关中施加的每单位时间电压的改变。在高压侧的情况下，如在半桥开关装置中通常得到的高压开关，栅极指令信号是参考高压侧电源开关的切换电压转换的电平。在电平转换栅极指令信号中通过使用脉冲宽度调制编码每单位时间的电压变化的控制信号。栅极指令信号被分割为启动和停止开关动作的脉冲，以及脉冲的宽度指示用于施加给切换动作的每单位时间的电压变化率的改变所需的控制。
通过控制施加给电源开关的栅极的每单位时间电压的变化，在电源开关的EMI噪声降低和切换损耗之间存在折衷方案(tradeoff)。因此，本发明的控制获得了最优化控制方案(profile)，该方案适于改变噪声电平、切换损耗和所需的控制方案。例如，可以改变该控制以改善差模噪声的降低或者改善共模干扰的降低。
根据本发明，通过从噪声信号取出噪声能量的读数并提供和取出的能量相关的同步信号可以迅速地检测噪声信号。在该信号中的信息转换成机器可读的格式，例如，使用a/d转换器。电机驱动系统可以使用噪声信号信息以抵消系统中的噪声或者改变多个部件的工作点以降低产生的噪声。
参考附图将更详细的描述本发明，其中；图1是根据本发明的电机控制系统的系统框图；图2是用于带有dv/dt控制的栅极驱动HVIC的电路框图；图3是描绘通过dv/dt控制冲击的EMI噪声和切换损耗之间的关系的曲线图；图4是用于模拟差模噪声的来源的半桥开关结构的理论电路图；图5提供了差模和共模噪声怎样冲击图1的系统的理论图；图6是描绘根据本发明噪声感测特性的操作的框图；图7是根据本发明高压侧栅极控制的电路框图；图8是描绘在图7描绘的高压侧栅极驱动电路中dv/dt控制工作的时序图；图9是公知的有源EMI滤波器的电路图。以及图10是和在图9中描绘的等价电路的电路图。
具体实施例现在参考图1，总的全局闭环电机控制系统通常被描述为系统10。系统10包括几个主要的子系统，子系统包括有源EMI滤波器12、功率因数校正和电源变换电路14以及逆变电路16和逆变控制18。全局系统控制11提供总的指令、控制和反馈电路以及用于操作驱动系统10的计算。
有源EMI滤波器12感测输入交流线L1、L2上以及任意的公共线COM上的共模和差模噪声，并提供反馈信号以抵消系统10中产生的噪声。在联合未决的美国专利申请序列号10/ 的(IR-2291)中提供了对有源EMI滤波器12的具体描述，示出了带有电路图的多种实施例，其全部内容在本申请中引作参考。有源EMI滤波器12提供了优良的噪声降低作用以大大改善系统10的整体效率和抗噪声能力。有源EMI滤波器12使用没有电流互感器感知和抵消系统10的前端上的共模和差模干扰的有源开关。通过在有源EMI滤波器12中避免使用电流互感器，在不产生跟电流互感器类型的滤波系统有关的损失时得到更线性的干扰滤波效果。显而易见的是，可以在电机驱动系统10的其它部分设置适当结构的有源EMI滤波器，以和操作EMI滤波器12的那些相同原理进行操作。
PFC电源变换器14应用动态母线电压控制和切换损耗最小化以获得具有提高效率的高性能。通过控制器11控制PFC电源变换器14中的切换，其还提供了用于每单位时间(dv/dt)电压的变化率的控制信号。PFC电源变换器14给指示工作参数值的控制器11提供反馈，以获得用于PFC电源变换器14中的功率因数校正和电源变换的闭环控制。
栅极驱动器18从控制器11接收栅极指令信号以给逆变器16中的开关提供调整过的栅极信号。其中一个用于逆变器16的驱动栅极指令信号的调整因素是每单位时间(dv/dt)的电压变化率，其指示栅极驱动器18所需的用于给出的电源开关或开关组的电压的变化率。由此，控制器11提供的信号提供用于启动逆变器16中的开关动态dv/dt控制，在下面更具体描述这一点。
控制器11从直流母线中的分流获得信号以重新产生电机驱动电流而不需要在电机驱动器线中的附加和昂贵的电流传感器。在美国专利申请序列号10/40297中具体描述通过检测母线上的电机电流重建，其全部内容在本申请中引作参考。电机电流重建基于作为控制器11的控制操作的一部分的空间矢量控制算法。
控制器11执行许多协调和同步功能以获得用于系统10的整个全局闭环控制。例如，控制器11给PFC电源变换器14和栅极驱动器18提供指令信号，同时从直流母线、有源EMI滤波器12和PFC电源变换器14读出传感器和反馈信息。用程序化的算法和智能运行控制器11以完成系统10中的许多最优化特性。例如，控制器11配合PFC电源变换器14运行以使PFC电源变换器14中的切换损耗最小化，同时提供动态母线电压控制。控制器11还运行逆变器16和PFC电源变换器14中的同步切换以降低由非同步操作产生的复合的EMI。
控制器11还包括用于控制电机驱动的许多算法。例如，根据不需要从电机的反馈的正弦无传感器(sinusoidal sensorless)控制算法，控制器11和栅极驱动器18一起配合变换器16的运行以驱动系统10中的电机。另一种可在控制器11中使用的算法是基于直流母线电流的测量和空间矢量控制的电机相电流判断算法。因为控制器11具有许多和传导或者辐射EMI相关的输入参数，以及切换损耗分布和特性，所以可以利用用于运行系统10的算法，以降低和最小化EMI和切换损耗。对于系统10中的电机驱动器，当施加不同的可操作的方案时，控制器11提供适当的最小化损失、母线电压控制和EMI噪声降低。即，控制器11具有适当的算法，根据系统的特殊工作特性该算法提供动态控制，如果使用所需的理想电机驱动工作特性。控制器11还应用交互的超前控制以提供对用于PFC电源变换器14和逆变器16所需操作的判断。根据想要的可操作方案和可操作的实验，用这种类型预先控制，控制器11可以增加系统10的效率同时降低对电源部件读数的需求。例如，电容器CBUS可以具有远远低于现有技术所需的额定功率，而导致费用和包装尺寸降低。
现在参考图2，用于系统10的电源切换阶段的dv/dt控制通常描述成栅极驱动20。在图1的逆变器16的描述中，使用三个不同的栅极驱动20来控制逆变器16的每个半桥以获得电机所需的控制方案。栅极驱动20接收分别用于控制高低开关21、22的输入控制信号HIN和LIN。设定和定时HIN和LIN使得两个开关21、22不在同一时间。然而空间矢量控制方法使得当通过输入HIN和LIN提供控制时，两个开关21、22同时断开。
给电平转换电路(level shifting circuit)24提供输入信号HIN以获得相对于高压侧逻辑地参考VS的适当控制电压。电平转换电路24可以和美国专利号5502412公开的电平转换电路相同，该专利公开的全部内容在此引作参考。因此，可以用相对于线电压和返回线电压之间的任何输入电势控制信号运行电平转换电路24，以由此避免具有小于固定地参考值的电压摆动。因此，电平转换电路24阻止了控制电路和高电压之间的信号或通讯的损失，不同于所参考的高压侧开关21。
高压侧栅极驱动还包括和dv/dt比率信号TONH和TOFFH一起工作的高压输入控制信号HIN的多脉冲发生器26，这将在下文中具体描述。dv/dt比率信号TONH和TOFFH决定栅极指令信号HIN以传输超过施加给高压侧开关21的电压的时间的规定变化率。施加给输入HIN的栅极指令信号提供为脉冲以降低运行电平转换电路24所需的电源。因此，TONH和TOFFH处理输入HIN上的脉冲，以获得显示施加给输入HIN的脉冲长度的置位和复位脉冲。给dv/dt滤波器25施加电平转换脉冲以用于从多脉冲发生器26的置位和复位脉冲输出。在提供给RS双稳态多谐振荡器23的置位和复位脉冲中滤波器25引发很短的延时，这作为栅极驱动电路27的驱动逻辑指令。因此，当双稳态多谐振荡器23设置为ON时，给栅极驱动电路27提供正跳变，并且给栅驱动电路27传送和在输入HIN上提供的栅极信号指令所显示的相同持续时间的高逻辑信号。在脉冲持续时间的端部，复位双稳多谐振荡器23，引起在输入信号到栅极驱动电路27的由高到低的转变，例如，结束高压侧开关21的开关ON时间的间隔。通过滤波器25施加的置位和复位信号也提供脉冲给电压变换器28作为输入，它控制了栅极驱动电路27中的CMOS驱动开关的栅极电压。因此，除了来源于从滤波器25的脉冲输出长度的电压信号之外，根据开关ON和开关OFF信号判断栅极电压控制。根据这种方法，控制施加给高压侧开关21的栅极的每单位时间电压的变化率，用于特定的接通和关断方案。
至于低压侧开关22，没有用于栅极指令信号输入LIN的电平转换电路。因此，直接给低压侧开关驱动电路29的栅极电压控制提供指令信号TONL和TOFFL的电压变化率。因此，用输入电压信号TONL和TOFFL直接控制施加给低压侧开关22的栅极的每单位时间的电压变化率。
通过控制传送给高压和低压侧开关21、22的栅极的电压变化率，用于栅极驱动器20的dv/dt控制帮助降低与半桥开关相关的噪声。噪声降低有助于系统10的全局闭环控制以进一步增强EMI噪声降低同时改善系统效率。现在参考图3，提供了描述比较由电源开关中的快速dv/dt产生的EMI噪声和开关中的损失之间的关系曲线。尤其是，最优化工作点存在于靠近图3中的曲线起点的区域，并对应于低的直流母线电压值。适合的EMI干扰和电源损失最优化算法寻求一种用于EMI噪声和电源损失降低的最好的应用解决方案，该方案考虑到影响噪声和切换损耗的工作参数。例如，如图3所示，通过每单位时间的电压变化率的控制，EMI噪声的降低影响电源开关中的损失，使得最优化解决方案将冲击根据工作设置点的这两个相关的考虑之间的平衡。
在确定最优化方案中，可以根据差模噪声降低或者共模噪声降低作出选择。对于差模噪声降低，对于开关的ON周期，即TON使得dv/dt慢。对于共模噪声降低，对于TON和TOFF使得dv/dt都慢。
在图4中进行差模噪声的来源的描述，对此，根据逆变器16中一对开关的运行，产生正电机电流。在第一个开关结构中，高压侧开关为OFF低压侧开关为ON，以及从低压侧干线引导电机电流以供给电机线圈。然后低压侧开关打开，电机电流继续通过和低压侧开关耦合的续流二极管(free wheeling)从低压侧干线流到电机线圈。下一开关序列靠近高压侧开关以从高压侧干线引导电机电流，中断或者反相通过稳流二极管的低压侧流过的电流。电流方向的快速切换导致逆变器16的高频瞬变，产生高频差模噪声。
现在参考图5，描绘了差模和共模噪声反馈的冲击。差模噪声通常是和线L1、L2之间的电压差相关的高频噪声。线L1、L2被模型化成容性耦接在一起以描述差模噪声的冲击。图1中描述的有源EMI滤波器12运行以通过平衡在线L1、L2上观察到的电压和高频噪声电流来降低差模噪声。
图5中描绘的共模噪声以容性耦接到大地的电源线模型化，在这个例子中是电源线L1。地线中的电压差或者通过大地流的高频噪声电流耦合到电源线并导致传导的和辐射的EMI噪声。再次，设置图1中描述的有源EMI滤波器12以通过感测和抵消在地线上观察的高频噪声电流来降低共模噪声。当和EMI噪声以及通过与逆变器16中的开关相关的dv/dt的控制的切换损耗最优化一起运行有源EMI滤波器12时，可以实现整个系统的EMI噪声和切换损耗的降低。
系统10的全局闭环控制的另一特征是快速的噪声感测，其改善了响应时间以抵消或平衡高频噪声电压和电流。通过从读出线例如，地线取出噪声能量以及和采样与保持电路一起将取出的能量转换成同步噪声系统，运行快速噪声采样。在图6中的步骤60和62描述噪声能量取出和噪声同步。然后用快速(flash)三位模/数(A/D)转换器66数字化描述成梯形形状64的同步噪声信号。该结果是数字化格式的表示噪声信号波形63的同步脉冲序列68。系统控制器11读出由此获得的噪声信号信息并向PFC电源变换器14和栅极驱动器18提供可操做的指令，并使用在适当的算法中使用的噪声信息以控制噪声和降低系统10中的损失。
通过几个脉冲调节和电压斜坡电路实现模拟dv/dt控制的应用，以控制在PFC电源变换器14和逆变器16中的电源开关的每单位时间的电压变化。控制器11产生0-3V范围的模拟电压信号以控制提供给相关的电源开关的栅极驱动器的栅极电压。dv/dt指令信号例如，TONH、TOFFH，TONL和TOFFL包含与用于延迟或减慢对于开关接通和关断次数的每单位时间电压变化率相关的信息。如图2所示，多脉冲发生器26产生和模拟dv/dt指令信号值相比90-300ns范围的脉冲。脉冲的时序表示电源开关切换间隔决定的置位和复位指令。连同模拟dv/dt信号值和栅极指令信号一起，脉冲间隔的长度决定用于切换电源开关的变化率的值。例如，参考图2，将高压侧开关控制提供为关于信号输入HIN的一系列开关指令。开关指令转换成将开关指令和所需的dv/dt控制进行编码的脉冲。这些脉冲用于传输信息而不保持开关在设置的ON状态以避免不必要的功耗。根据图2所述的电路，多脉冲发生器26提供等价于栅极输入控制信号HIN的起点和终点的置位和复位脉冲。根据和高压侧电源开关的dv/dt率的控制相关的模拟输入，多脉冲发生器26用于改变起点和终点脉冲的长度。
现在参考图7和8，描绘dv/dt控制特性的简化曲线。电路70等价于用于栅极驱动器20的高压侧的前端。在图8中描绘了时序图以解释电路70的运行。示出输入到两个多脉冲发生器71、72的栅极指令信号80。脉冲发生器71产生ON或者置位脉冲81，而脉冲发生器72产生复位脉冲82。从时序图80-82可以看出置位脉冲81示出了栅极指令脉冲80的起点，而复位脉冲82示出了栅极指令信号80的终点。通过将栅极指令信号编码成脉冲，而不是单一、长的、栅极的接通指令信号，栅极驱动指令可以电平转换成和高压侧开关21相关的电源电平，而没有通过保持N沟道电平转换开关在ON状态很长的时间周期可能招致的过度损失。
根据在图2中从输入信号TONH和TOFFH的输入模拟dv/dt比率指令，将脉冲81和82描绘成具有多种宽度。如图2所示，例如，脉冲81和82在90ns到300ns的范围内。再次参考图7和8，基于脉冲81、82的电平转换驱动信号传输给dv/dt滤波器，在其它的情况中，dv/dt滤波器为脉冲81、82提供特定延迟。使用由此产生的滤波的脉冲列以置位和复位双稳态多谐振荡器76，以在栅极驱动电路27(图2)重建栅极指令信号80以驱动高压侧开关21。另外，脉冲宽度变换器77、78输入脉冲83、84并运行它们以产生栅极电压控制信号TONV(85)和TOFFV(86)。栅极电压控制信号TONV并且TOFFV驱动用于运行高压侧开关21的栅极的CMOS开关。参考图8，根据脉冲83、84的宽度，将信号TONV和TOFFV描述成具有多种电压电平。信号TONV在滤波的置位脉冲83的上升沿开始斜坡上升，在脉冲的下降沿或者终点变平整。然后脉冲85保持固定持续时间在所得到的电压值，以获得栅极驱动控制中所有信号的适当传播。类似地，信号TOFFV在滤波的复位脉冲84的上升沿开始斜坡上升，并继续保持在滤波的复位脉冲84的持续时间的斜坡。在滤波的复位脉冲84的终点，信号TOFFV使脉冲期间达到的电压保持固定时间周期，以再次获得用于适当栅极驱动器控制的所有控制信号的传播。从脉冲列83和84与信号85和86的比较清楚的是，用于TONV和TOFFV上升沿的持续时间取决于滤波的置位和复位脉冲83、84的脉冲持续时间。在上升沿的终点达到的值显示怎样施加栅极接通和关断电压，以调节高压侧电源开关21的切换。使用这种类型的控制，尽管通过电平转换电路24(图2)传输栅极指令信号，但是可以简单地和容易地控制用于高压侧开关21的栅极接通和关断的dv/dt。从图2可以清楚的是，用于低压侧开关22的模拟dv/dt比率控制信号TONL和TOFFL可以和栅极电压控制220、221一起直接使用，而不需要通过电平转换电路变换。可选择地，如果用于栅极驱动器20的COM线相对于输入控制信号浮动，可以应用低压侧电平转换电路以运行栅极驱动电路29和低压侧开关22。在这种场合，电路和运行将和高压侧电路提供的电路和运行是相同的。
在图2中描绘的整个栅极驱动电路20可以在单一的高压集成电路(HVIC)上实现是显而易见的。这种HIVC具有输入HIN、LIN和dv/dt比率控制信号，连接用于正和负直流母线，高和低栅极控制线和高压参考连接VS。可以在用于驱动图1所描绘的多相电机的三个管脚中的每个中使用HVIC。即，通过合并了栅极驱动器20的元件的HVIC控制逆变器16中的描绘的三个半桥中的每一个。
根据所给出的性能指标，控制器11可以存储多个与不同dv/dt方案和适当调节有关的算法和程序。例如，在很吵闹的环境中，或者在高精度或者安全性加强的应用中，可以将dv/dt率设置的很低以避免大量的感应、传导或辐射EMI。还可以调整dv/dt设置以请求接通时间或者接通和关断时间来分别影响差模或共模噪声。通过允许dv/dt控制的灵活应用，可以最小化切换损耗同时达到特定噪声产生。施加给栅极电压控制210、211和220、221的模拟dv/dt信号保持一固定周期在所需模拟电平，该固定周期近似等于或稍微大于主开关器件21、22的开关接通或者开关关断时间。本发明不局限于电机驱动，而是可以应用于广泛类别的电源输送系统。因此，除了IGBT之外，电源开关21、22可以是MOS栅极器件，例如MOSFET。而且，和dv/dt率控制有关的模拟电压偏置CMOS晶体管输出以控制CMOS输出阻抗，该dv/dt率控制被施加以影响栅极驱动器27、29中的CMOS开关的栅极。
已经描述了全局闭环驱动系统，通过多个部件和噪声降低技术的配合以获得整体加强的和抵抗噪声的系统，该系统实现了与现有技术相比的许多优点。使用有源EMI滤波器而不是用电流互感器以便有效地滤掉来自输入交流线的共模和差模噪声。提供具有PFC控制的降压/升压变换器以获得直流母线电压，同时在交流输出线上显示为基本上阻性的负载。积极地控制电源变换器以降低切换损耗，同时根据动态的组成和环境因素例如，接收到的噪声，获得动态母线电压控制。而且，PFC变换器中的开关应用动态dv/dt控制以进一步降低产生的噪声，并和系统逆变器中的开关一起运行以进一步降低EMI噪声。用动态dv/dt技术控制逆变器开关以降低瞬变和噪声产生现象。在系统控制中实施的正弦无传感控制算法产生具有增加了效率的高性能。根据空间矢量控制算法用直流母线电流的测量进行电机电流相位的测定，也是在系统控制器中完成。多种系统部件的动态控制最优化用于EMI噪声降低和切换损耗降低的系统。系统控制器中的适当算法提供了闭环EMI噪声降低控制以进一步提供有效的噪声降低和系统效率的改善。用交互的超前控制运行系统开关来为可操作的分布进行预测和补偿，可操作的分布是产生噪声或者切换损耗现象。
尽管关于本发明的具体实施例已经对其进行了描述，然而对于本领域技术人员许多其它变化和改变以及其它用途将变得显而易见。因此，建议本发明不局限于这里具体公开的内容，而是只通过附带的权利要求来限定。
权利要求
1.一种电机驱动系统，包括电源逆变器电路，包括多个用于给电机提供电能的电源开关；电源变换器电路，通过所述电源逆变器电路耦接到用于将输入电源转换成可用形态的电源逆变器电路；在所述电源变换器电路中的功率因数校正电路，用于调节输入电流使得所述电机驱动系统对输入电源显示出阻性负载；有源滤波器，耦接到电源变换器和电源逆变器电路中的至少一个以用于降低电机驱动系统中的EMI噪声；系统控制器，耦接到所述电源变换器电路和电源逆变器电路并可控制地向电源逆变器和电源变换器电路提供控制信号以配合所述电源逆变器和电源变换器电路之间的切换来降低EMI噪声的产生。
2.根据权利要求1的电机驱动系统，还包括栅极驱动电路，耦接到所述系统控制器和电源逆变器电路，以用于根据从所述系统控制器接收到的信号给电源逆变器电路中的开关提供驱动信号。
3.根据权利要求2的电机驱动系统，还包括从系统控制器到所述电源变换器电路和栅极驱动电路中至少一个的dv/dt指令信号，所述dv/dt指令信号用于控制指定开关每单位时间栅极电压的变化率。
4.根据权利要求1的电机驱动系统，还包括反馈信号，其由所述电源逆变器电路可用电源表示并耦接到所述系统控制器以用于重建电机电流的估算。
5.根据权利要求1的电机驱动系统，还包括噪声提取电路，用于感测噪声信号并提供所述噪声信号中的能量标记；噪声同步电路，耦接到所述噪声提取电路以用于提供和所述噪声信号有关的时序标记；变换器，耦接到所述噪声同步电路以用于将能量和时序标记转换成提供给所述系统控制器的数字信息；以及通过所述系统控制器可执行的算法以影响系统EMI噪声，通过所述数字信息影响所述算法提供适当的闭环EMI噪声降低。
6.一种栅极驱动器，包括栅极驱动电路，耦接到电源开关的栅极以用于接通和关断所述电源开关的至少一种操作；在栅极驱动电路中的栅极电压控制电路，以用于控制接通和关断所述电源开关的至少一种操作期间施加给所述电源开关的栅极的电压；以及施加给所述栅极电压控制电路的信号，该信号表示在接通和关断所述电源开关的至少一种操作中施加的每单位时间电压的变化率。
7.根据权利要求6的栅极驱动器，还包括电平转换电路，用于将所述栅极驱动器的参考转换成高电压参考。
8.根据权利要求7的栅极驱动器，还包括多脉冲产生器，耦接到所述电平转换电路并可操作的提供表示用于所述电源开关的栅极指令的起点和终点的脉冲给所述电平转换电路；以及具有根据所需的dv/dt控制参数变化的宽度的脉冲。
9.根据权利要求7的栅极驱动器，还包括给电压变换器的脉冲，该电压变换器耦接到所述电平转换电路并可操作的根据输入脉冲的宽度提供模拟电压电平，所述模拟电压电平施加给所述栅极电压控制电路。
10.一种降低电机驱动系统中的噪声的方法，包括感测所述电机驱动系统的至少输入部分中的噪声；将所感测的噪声提供给电机驱动系统控制器；以及根据所感测的噪声适应地控制电源变换器和电源逆变器中的其中之一以降低所述电机驱动系统中的噪声。
11.根据权利要求9的方法，还包括在所述电源逆换器和电源变换器之间同步切换以降低EMI噪声。
12.根据权利要求9的方法，还包括给所述电源变换器和电源逆变器的至少一个中的电源开关栅极驱动施加信号；和根据所施加的信号控制所述栅极驱动以产生用于接通和关断电源开关的至少一种操作的每单位时间的规定电压变化率。
13.一种控制电机驱动系统以降低噪声的方法，包括为所述电机驱动系统中的电源开关的栅极提供所需的每单位时间的电压变化率有关的信号；给用于所述电源开关的栅极驱动器施加该信号；根据该信号改变电源开关接通或关断；以及通过所述改变电源开关的接通和关断，根据所述电源开关中的噪声降低和切换损耗之间适当的折衷选择，变化该信号。
全文摘要
电机控制系统(9)提供了一种全局闭环反馈以共同地操作系统元件来适应地降低噪声和提供噪声消除反馈。有源EMI滤波器(12)减少输入端上的差模和共模噪声并向系统控制器(11)提供噪声电平指示。根据由控制器(11)确定的分布，用动态dv/dt控制共同控制电力变换器(14)和电力逆变器(16)中的电力开关以降低开关噪声。向高电压IC提供dv/dt控制作为模拟信号并将dv/dt控制编码作为用于向高电压栅极驱动(18)提供控制信号的电平转换电路的脉宽。噪声提取电路和技术迅速地获得了噪声采样以获得噪声消除和适应的噪声降低。
文档编号H02M5/458GK1685598SQ03822907
公开日2005年10月19日 申请日期2003年7月25日 优先权日2002年7月25日
发明者E·Y-Y·何, Y·P·李, 本田润, D·泰姆, 高桥敏男 申请人:国际整流器公司