专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有用于改进功率因数的电路的开关电源电路。
背景技术：
最近，因为开发了能够经受高频的较高电流和电压的开关器件，所以用于对市电进行整流并获得要求的直流电压的大多数电源电路变成开关式电源电路。
开关电源电路具有通过提高开关频率实现小型化的变压器和其它器件，而且开关电源用作诸如大功率直流-直流变换器的各种电子器件的电源。
通常，在对市电进行整流时，流入平滑电路的电流形成失真波形，因此产生了功率因数降低的问题，功率因数表示电源的利用效率。
此外，还需要用于抑制失真电流波形产生的谐波的措施。
因此，建议了各种具有附加到其上、用于改进功率因数的配置的开关电源电路。作为这种开关电源电路之一，已知采用所谓扼流输入系统的开关电源电路，在该开关电源电路中，功率扼流圈与交流市电线路串联，从而提高交流输入电流的导通角，并因此改进功率因数(请参考第Hei7-263262号日本未决专利申请(图19))。
图27示出被配置以利用上述扼流圈输入系统改进功率因数的开关电源电路的例子。在该图所示的这种电源电路中，对本申请人以前建议的复谐振变换器的配置附加功率因数改进配置的扼流圈输入系统。
顺便提一句，该图所示的电源电路满足条件[负载功率Po＝150w或者更高，而交流输入电压VAC＝100V制式]。
该图所示的电源电路具有共模噪声滤波器，该共模噪声滤波器是通过将共模扼流圈CMC和两个交叉电容器(across capacitor)CL连接到交流市电AC形成的。例如，共模噪声滤波器抑制从开关变换器侧传送到交流市电AC的噪声。
对交流市电AC线路设置包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci的整流与平滑电路，如该图所示。交流市电AC对该整流与平滑电路供电，然后，该整流与平滑电路执行平滑和整流操作，从而在平滑电容器Ci两端获得其电平相当于交流输入电压VAC乘1的整流与平滑电压Ei。将该整流与平滑电压Ei作为直流输入电压送到位于后续级的开关变换器。
作为用于改进功率因数的配置，与交流市电AC的线路串联插入功率扼流圈PCH。在这种情况下，功率扼流圈PCH被插在交流市电AC的负极线路上。
因此，众所周知，在将功率扼流圈PCH插在交流市电AC的线路上时，功率扼流圈PCH的电感Lpch起抑制从交流市电AC流入整流二极管的交流输入电流的谐波的作用，该整流二极管构成桥式整流电路Di。即，提高交流输入电流IAC的导通角，从而改进功率因数。
该图所示的电源电路具有作为开关变换器的复(complex)谐振变换器，将上述整流与平滑电压Ei送到该复谐振变换器进行操作。在这种情况下，复谐振变换器指开关变换器，除了为了将开关变换器的操作变换为谐振式操作设置的谐振电路外，该开关变换器具有附加到其初级侧或者次级侧的谐振电路，因此，在一个开关变换器中，多个谐振电路以复方式工作。
在图27所示的电源电路中作为复谐振变换器设置的谐振变换器是电流谐振型的。在这种情况下，电流谐振变换器具有两个开关器件Q1和Q2，该开关器件Q1和Q2由MOS-FET构成，通过该图所示的半桥式耦合互相连接在一起。在开关器件Q1和Q2的漏极和源极之间，阻尼二极管DD1和DD2以该图所示的方向分别与开关器件Q1和Q2并联。
在开关器件Q2的漏极与源极之间，部分谐振电容器Cp与开关器件Q2并联。部分谐振电容器Cp的电容与初级绕组N1的漏电感L1形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。因此，获得了部分电压谐振运行，在部分电压谐振运行中，仅在开关器件Q1和Q2被断开时，产生电压谐振。
对该电源电路设置控制IC2，以开关驱动(switching drive)开关器件Q1和Q2。控制IC2包括利用外部激励系统驱动电流谐振变换器的振荡电路、控制电路、保护电路等。控制IC2是其内具有双极型晶体管的通用模拟IC(集成电路)。
控制IC2靠输入到电源输入端Vcc的直流电压工作。通过起动电阻，整流与平滑电压Ei作为起动电压输入到电源输入端Vcc。在起动电源时，输入到电源输入端Vcc的起动电压起动控制IC2。
作为用于将起动信号(栅极电压)输出到开关器件的端子，控制IC2具有两个驱动信号输出端VGH和VGL。
驱动信号输出端VGH输出用于开关驱动上部开关器件的起动信号。驱动信号输出端VGL输出用于开关驱动下部开关器件的起动信号。
在这种情况下，驱动信号输出端VGH连接到上部开关器件Q1的栅极。驱动信号输出端VGL连接到下部开关器件Q2的栅极。
因此，对开关器件Q1的栅极施加驱动信号输出端VGH输出的上部驱动信号。对开关器件Q2的栅极施加驱动信号输出端VGL输出的下部驱动信号。
尽管该图中未示出，但是可以将自举电路作为外部电路连接到控制IC2。该自举电路使驱动信号输出端VGH输出的上部驱动信号的电平变为可以正确驱动开关器件Q1的电平。
利用内部振荡电路，控制IC2产生要求频率的振荡信号。然后，利用振荡电路产生的振荡信号，控制IC2产生上部驱动信号和下部驱动信号。以互相之间具有180°相差的关系，产生上部驱动信号和下部驱动信号。然后，控制IC2从驱动信号输出端VGH输出上部驱动信号，而从驱动信号输出端VGL输出下部驱动信号。
分别对开关器件Q1和Q2施加上部驱动信号和下部驱动信号。在驱动信号处于H电平时段，开关器件Q1和Q2的栅极电压高于栅极阈值，因此，开关器件Q1和Q2处于导通状态。在驱动信号处于L电平时段，开关器件Q1和Q2的栅极电压低于栅极阈值，因此，开关器件Q1和Q2处于断开状态。因此，在开关器件Q1和Q2交替导通/断开的时间，以要求的频率开关驱动开关器件Q1和Q2。
设置隔离变换变压器PIT，以使开关器件Q1和Q2的开关输出从初级侧传送到次级侧。
在这种情况下，通过初级侧串联谐振电容器C1，隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的一端连接到开关器件Q1与开关器件Q2之间的连接到(开关输出点)。初级绕组N1的另一端连接到初级侧的地。
串联谐振电容器C1的电容和初级绕组N1的漏电感(L1)形成初级侧串联谐振电路。该初级侧串联谐振电路被施加了开关器件Q1和Q2的开关输出，因此，可以执行谐振操作。因此，初级侧串联谐振电路将包括开关器件Q1和Q2的开关电路的操作变换为电流谐振式操作。
因此，利用初级侧串联谐振电路(L1-C1)，图27所示电路中的初级侧开关变换器实现电流谐振式操作，而利用上述部分电压谐振电路，实现部分电压谐振操作(Cp//L1)。
即，该图所示的电源电路采用复谐振变换器的形式，在该复谐振变换器中，用于使初级侧开关变换器成为谐振变换器的谐振电路与另一个谐振电路组合。
次级绕组N2缠绕在隔离变换变压器PIT的次级侧上。
在这种情况下，对次级绕组N2设置中心抽头，该中心抽头连接到次级侧地。包括整流二极管D01和D02和平滑电容器C0的全波整流电路连接到次级绕组N2。因此，利用平滑电容器C0两端的电压获得次级侧直流输出电压E0。次级侧直流输出电压E0施加到该图未示出的负载侧，而且其分支还作为检测电压输入到控制电路1。
作为控制输出，控制电路1将其电平根据输入到控制电路1的次级侧直流输出电压E0的电平变化的电流或者电压施加到控制IC2的控制输入端Vc。例如，根据输入到控制输入端Vc的控制输出，控制IC2改变振荡信号的频率，从而改变要从驱动信号输出端VGH和VGL输出的驱动信号的频率。因此，可以可变控制开关器件Q1和Q2的开关频率。通过这样改变开关频率，将次级侧直流输出电压E01的电平控制为常数。即，利用开关频率控制系统实现稳定。
图28利用实线示出对于图27所示的电源电路，在交流输入电压VAC＝100V时，在负载功率Po＝150W至0W的负载变化范围内，功率因数PF、功率变换效率ηAC→DC以及整流与平滑电压Ei(直流输入电压)的电平的特性曲线。
为了进行比较，利用虚线示出图27所示电源电路没有功率因数改进配置情况下的特性曲线。即，利用虚线示出在从交流市电AC的线路上省略功率扼流圈PCH的电感Lpch的部件时的特性曲线。
图29示出对于图27所示的电源电路，在负载功率Po＝150W时，在交流输入电压VAC＝80V至120V的电压电平变化范围内，功率因数PF、整流与平滑电压Ei以及功率变换效率ηAC→DC的特性曲线。
为了获得图28和图29所示的实验结果，如下选择图27所示电源电路的各部分。
功率扼流圈PCH Lpch＝10mH隔离变换变压器PITEER 35铁氧体磁心，1mm的间隙长度初级绕组N1＝25T次级绕组N223T+23T，其中心抽头作为分压位置初级侧串联谐振电容器C1＝0.082μF部分谐振电容器Cp＝680pF如下改变呈现图28所示虚线示出的特性曲线的电源电路的各部分，通过从图27所示电路中省略功率扼流圈PCH(电感Lpch)形成该电源电路。
隔离变换变压器PITEER 35铁氧体磁心，1mm的间隙长度初级绕组N1＝31T
次级绕组N223T+23T，其中心抽头作为分压位置初级侧串联谐振电容器C1＝0.068μF部分谐振电容器Cp＝680pF如图28所示，利用实线和虚线示出的功率变换效率ηAC→DC均趋向于随负载功率的升高而升高。在负载功率Po＝150W时，其内插入电感Lpch的图27所示电路的功率变换效率的特性曲线达到最大值ηAC→DC＝87.5％，利用实线示出该特性曲线。
随着负载的增大，利用实线和虚线表示的整流与平滑电压Ei均缓慢降低。对于负载功率Po＝0W→150W的变化，在插入电感Lpch时整流与平滑电压Ei的特性曲线显示Ei＝134V→115V的变化，利用实线示出该特性曲线。
随着负载功率的升高，功率因数PF也升高，而且在负载功率Po＝75W或者更高时，功率因数PF基本上是平坦的。在负载功率Po＝150W时，功率因数PF＝0.75。
此外，根据图29，对于交流输入电压VAC的变化，功率因数PF是约为0.75的常数。随着交流输入电压VAC的升高，功率变换效率ηAC→DC趋向于缓慢升高。整流与平滑电压Ei基本上与交流输入电压VAC成正比升高。
图30示出为了利用扼流圈输入系统改进功率因数配置的复谐振变换器的另一个例子。该图所示的电源电路可以满足条件[负载功率Po＝250W或者更高，而交流输入电压VAC＝100V制式]。顺便提一句，在该图中，利用同样的参考编号表示与图27中相同的部分，因此，省略说明它们。
该图所示的电源电路满足负载比图27所示电源电路的负载重的条件。因此，设置倍压整流电路作为用于产生整流与平滑电压Ei的整流与平滑电路。在这种情况下，通过将互相串联的两个整流二极管Dia和Dib以及两个平滑电容器Ci1和Ci2连接到交流市电AC，形成倍压整流电路，如该图所示。
交流输入电压VAC施加到该倍压整流电路，而且该倍压整流电路执行整流与平滑操作，从而在平滑电容器Ci1-Ci2的串联电路两端产生相当于交流输入电压VAC的电平的两倍的整流与平滑电压Ei。
这样产生的整流与平滑电压Ei作为直流输入电压施加到后续级上的初级侧开关变换器，然后，该初级侧开关变换器进行开关操作。
图31利用实线示出对于图30所示的电源电路，在负载功率Po＝300W至0W的负载变化范围内，功率因数PF、功率变换效率ηAC→DC以及整流与平滑电压Ei(直流输入电压)的电平的特性曲线。
为了进行比较，在该图中还利用虚线示出图30所示电源电路没有功率因数改进配置情况下(没有功率扼流圈PCH(电感Lpch)情况下)的特性曲线。
图32示出在负载功率Po＝300W时，在交流输入电压VAC＝80V至120V的变化范围内，功率因数PF、整流与平滑电压Ei以及功率变换效率ηAC→DC的特性曲线。
为了获得图31和图32所示的实验结果，如下选择图30所示电源电路的各部分。
功率扼流圈PCH Lpch＝5mH隔离变换变压器PITEER 35铁氧体磁心，1mm的间隙长度初级绕组N1＝28T次级绕组N225T+25T，其中心抽头作为分压位置初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF部分谐振电容器Cp＝680pF如下改变通过从图30所示电路中省略功率扼流圈PCH(电感Lpch)形成的电源电路。这样形成的电源电路呈现图31所示虚线示出的特性曲线。
隔离变换变压器PITEER42铁氧体磁心，1mm的间隙长度初级绕组N1＝32T次级绕组N225T初级侧串联谐振电容器C1＝0.033μF
部分谐振电容器Cp＝680pF如图31所示，利用实线和虚线示出的功率变换效率ηAC→DC基本上均是位于负载功率Po＝100W或者更高范围内的常数。在负载功率Po＝300W时，其内插入电感Lpch的图30所示电路的功率变换效率特性曲线示出ηAC→DC＝91.1％，利用实线示出该特性曲线。
随着负载的增大，利用实线和虚线示出的整流与平滑电压Ei均缓慢降低。对于负载功率Po＝0W→300W的变化，在插入电感Lpch时整流与平滑电压Ei的特性曲线显示Ei＝264V→244V的变化，利用实线示出该特性曲线。
随着负载功率的升高，功率因数PF也趋向于升高。在负载功率Po＝300W时，功率因数PF＝0.75。
此外，根据图32，在功率因数PF随着交流输入电压的升高而缓慢降低时，可以说，对于交流输入电压VAC的变化，对于这种程度的倾斜度，功率因数PF是约为0.75的常数。随着交流输入电压VAC的升高，功率变换效率ηAC→DC趋向于缓慢升高。整流与平滑电压Ei基本上与交流输入电压VAC成正比升高。
因此，如上所述，利用扼流圈输入系统，图27和图30所示的电源电路改进功率因数。因此，可以获得例如在足够高的电平满足彩色电视接收机的电源谐波失真调整值的功率因数PF的值。
然而，具有图27和图30所示配置的电源电路存在下面的问题。
利用例如硅钢片铁心和铜线绕组形成为了改进功率因数而设置在图27和图30所示电源电路内的功率扼流圈PCH。因此，铁心存在铁损，而且存在铜线的电阻产生的铜损，因此，相应地增加了功率扼流圈PCH部分的功率损耗。
此外，扼流圈的电感分量和电阻分量导致交流输入电压VAC产生压降。因此，也降低了通过整流交流输入电压VAC获得的直流输入电压(整流与平滑电压Ei)。
因此，降低了利用对其输入的直流输入电压工作的复谐振变换器的功率变换效率，而且还增大了交流输入功率。
对于图27所示的电源电路，例如，在通过插入功率扼流圈PCH使功率因数PF从0.55提高到0.75时，总功率变换效率ηAC→DC从90.6％降低到87.5％，降低3.1个百分点。交流输入功率Pin从165.5W升高到171.4W，升高5.9W。顺便提一句，整流与平滑电压Ei从134V降低到115V，降低19V。
对于图30所示的电源电路，通过插入功率扼流圈PCH，功率因数PF从0.60提高到0.75。然而，功率变换效率ηAC→DC从92.8％降低到91.1％，降低1.7个百分点。交流输入功率Pin从320W升高到326.0W，升高6.0W。整流与平滑电压Ei从264V降低到244V，降低20V。
此外，在构成电源电路的各部分中，功率扼流圈PCH的尺寸大而且重量重。因此，功率扼流圈PCH占据电路板上非常大的面积，因此，增加了电路板的重量。
在要尽可能多地减少功率扼流圈PCH的漏磁通时，将铁心成型为梯形形状(E-E形或者E-I形)。例如，在图27所示的电源电路中，具有这种梯形形状铁心的功率扼流圈PCH的重量和电路板占用面积分别是153g和11cm2，而在图30所示的电源电路中，它们分别是240g和19cm2。
此外，如上所述，功率扼流圈PCH产生较多的漏磁通。根据诸如各部分的布置、漏磁通的数量等情况，功率扼流圈PCH的漏磁通可能影响到负载侧。在这种情况下，附加诸如磁屏蔽等的部分，作为用于抑制功率扼流圈PCH辐射的漏磁通的措施，因此，增加了电路板的尺寸和重量。
因此，为了利用扼流圈输入系统改进功率因数配置的电源电路的问题在于，因为插入功率扼流圈导致功率变换效率降低、电源电路的尺寸和重量增大以及成本增大是不可避免的。
发明内容
因此，鉴于上述问题，如下构造根据本发明的开关电源电路。
开关电源电路包括整流与平滑装置，用于产生整流与平滑电压，该整流与平滑装置包括用于整流交流输入电压的整流器件和用于平滑整流器件整流的电压的平滑电容器；开关装置，被提供整流与平滑装置产生的整流与平滑电压，而且用于执行开关操作，利用通过半桥式耦合耦合的两个开关器件构成该开关装置；以及开关驱动装置，用于开关驱动这两个开关器件，以使这两个开关器件交替接通/断开。
该开关电源电路还包括隔离变换变压器，通过缠绕初级绕组以及次级绕组形成该隔离变换变压器，所述初级绕组被提供所述开关装置的开关操作获得的开关输出，在初级绕组获得开关输出时所述次级绕组上感应交流电压，而且该隔离变换变压器形成预定长度的间隙，以获得具有要求的耦合系数的松耦合状态；以及初级侧串联谐振电路，被提供开关装置输出的开关输出，并将开关装置的操作变换为电流谐振式操作，至少利用初级绕组的漏电感分量和与该初级绕组串联的初级侧串联谐振电容器的电容形成该初级侧串联谐振电路。
该开关电源电路还包括直流输出电压生成装置，被配置，以通过接收在该次级绕组获得的交流电压并执行整流操作，产生次级侧直流输出电压；以及恒压控制装置，被配置，以通过根据该次级侧直流输出电压的电平，控制该开关驱动装置来改变该开关装置的开关频率，对所述次级侧直流输出电压进行恒压控制。
这样构造的开关电源电路还包括功率因数改进变压器，通过缠绕功率因数改进初级绕组，与初级侧串联谐振电路串联插入；以及功率因数改进次级绕组，插入形成整流与平滑装置的整流与平滑通路，形成该功率因数改进变压器。根据功率因数改进初级绕组在功率因数改进次级绕组上感应的交流电压，整流与平滑装置的整流器件执行开关操作。
此外，如下构造另一种开关电源电路。
该开关电源电路包括整流与平滑装置，包括多个低频整流器件，用于分别在交流输入电压的正时段/负时段，整流交流输入电压；以及平滑电容器，用于平滑低频整流器件整流的电压；开关装置，被提供整流与平滑装置产生的整流与平滑电压，而且用于执行开关操作，利用通过半桥式耦合耦合的两个开关器件构成开关装置；开关驱动装置，用于开关驱动这两个开关器件，以使这两个开关器件交替接通/断开。
该开关电源电路还包括隔离变换变压器，通过缠绕初级绕组以及次级绕组形成该隔离变换变压器，所述初级绕组被提供所述开关装置的开关操作获得的开关输出，在初级绕组获得开关输出时所述次级绕组上感应交流电压，而且该隔离变换变压器形成预定长度的间隙，以获得具有要求的耦合系数的松耦合状态。
该开关电源电路还包括初级侧串联谐振电路，被提供开关装置输出的开关输出，并将开关装置的操作变换为电流谐振式操作，至少利用初级绕组的漏电感分量和与该初级绕组串联的初级侧串联谐振电容器的电容形成该初级侧串联谐振电路；该开关电源电路还包括直流输出电压生成装置，被配置，以通过接收在该次级绕组获得的交流电压并执行整流操作，产生次级侧直流输出电压；以及恒压控制装置，被配置，以通过根据该次级侧直流输出电压的电平，控制该开关驱动装置来改变该开关装置的开关频率，对次级侧直流输出电压进行恒压控制。
这样构造的开关电源电路还包括功率因数改进变压器，通过缠绕功率因数改进初级绕组，与初级侧串联谐振电路串联插入；以及功率因数改进次级绕组，与形成整流与平滑装置的预定整流电流通路并联，形成该功率因数改进变压器；以及多个高频整流器件，与功率因数改进次级绕组串联，用于利用功率因数改进初级绕组，分别在功率因数改进次级绕组感应的交流电压的正时段/负时段，执行开关操作，与交流输入电压的频率相比，所述交流电压具有高频。
此外，如下构造另一种开关电源电路。
开关电源电路包括整流与平滑装置，包括多个整流器件，用于分别在交流输入电压的正时段/负时段，整流交流输入电压；以及平滑电容器，用于平滑整流器件整流的电压；开关装置，被提供整流与平滑装置产生的整流与平滑电压，而且用于执行开关操作，利用通过半桥式耦合耦合的两个开关器件构成该开关装置；以及开关驱动装置，用于开关驱动这两个开关器件，以使该两个开关器件交替接通/断开；该开关电源电路还包括隔离变换变压器，通过缠绕初级绕组以及次级绕组形成该隔离变换变压器，所述初级绕组被提供所述开关装置的开关操作获得的开关输出，在初级绕组获得开关输出时所述次级绕组上感应交流电压，而且该隔离变换变压器形成预定长度的间隙，以获得具有要求的耦合系数的松耦合状态；该开关电源电路还包括初级侧串联谐振电路，被提供开关装置输出的开关输出，并将开关装置的操作变换为电流谐振式操作，至少利用初级绕组的漏电感分量和与该初级绕组串联的初级侧串联谐振电容器的电容形成该初级侧串联谐振电路。
该开关电源电路还包括直流输出电压生成装置，被配置以通过接收在该次级绕组获得的交流电压并执行整流操作，产生次级侧直流输出电压；以及恒压控制装置，被配置，以通过根据该次级侧直流输出电压的电平，控制该开关驱动装置来改变该开关装置的开关频率，对次级侧直流输出电压进行恒压控制。
这样构造的开关电源电路还包括功率因数改进变压器，通过缠绕功率因数改进初级绕组，与该初级侧串联谐振电路串联插入；以及功率因数改进次级绕组，与形成整流与平滑装置的预定整流电流通路并联，形成该功率因数改进变压器。根据功率因数改进初级绕组在功率因数改进次级绕组上感应的交流电压，该整流与平滑装置的整流器件执行开关操作。
根据本发明分别具有上述组成的开关电源电路在初级侧具有半桥式耦合系统的电流谐振变换器，作为复谐振变换器。为了改进功率因数，利用功率因数改进变压器，将复谐振变换器的开关输出电压反馈到整流与平滑通路，以及利用整流二极管中断整流电流，从而增大交流输入电流的导通角，以改进功率因数。
因此，根据本发明具有功率因数改进功能的开关电源电路不需要采用将功率扼流圈插入交流市电线路的所谓扼流圈输入系统。因此，与利用扼流圈输入系统改进功率因数相比，根据本发明的开关电源电路具有显著改进功率因数的效果。
图1是根据本发明第一实施例的电源电路的配置例子的电路图；图2是松耦合变压器的结构例子的剖视图；图3A、3B、3C、3D、3E和3F是示出基于交流市电周期，根据第一实施例的电源电路的各主要部分的工作的波形图；图4是示出在根据第一实施例的电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于负载变化的特性曲线；图5是示出在根据第一实施例的电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于交流输入电压的变化的特性曲线；图6是示出根据第二实施例的电源电路的配置例子的电路图；图7是示出根据第三实施例的电源电路的配置例子的电路图；图8A、8B、8C、8D和8E是示出基于交流市电周期，根据第三实施例的电源电路的各主要部分的工作的波形图；图9是示出在根据第三实施例的电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于负载变化的特性曲线；图10是示出在根据第三实施例的电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于交流输入电压的变化的特性曲线；图11是示出根据第四实施例的电源电路的配置例子的电路图；图12是示出根据第五实施例的电源电路的配置例子的电路图；图13是根据该实施例的隔离变换变压器的结构例子的剖视图；图14是图12所示电路的等效电路图(对于耦合系数为0.8或者更低的隔离变换变压器)；
图15是图12所示电路的等效电路图(对于耦合系数为0.9或者更高的隔离变换变压器)；图16是示出在根据第五实施例的电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于负载变化的特性曲线；图17是示出根据第六实施例的电源电路的配置例子的电路图；图18是示出根据第六实施例的电源电路的修改的电路图；图19是示出根据第六实施例的电源电路的修改的电路图；图20是图17所示电路的等效电路图(对于耦合系数为0.8或者更低的隔离变换变压器)；图21是图17所示电路的等效电路图(对于耦合系数为0.9或者更高的隔离变换变压器)；图22是示出在根据第六实施例的电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于负载变化的特性曲线；图23是示出根据第七实施例的电源电路的配置例子的电路图；图24是示出根据第七实施例的电源电路的修改的电路图；图25是示出在根据第七实施例的电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于负载变化的特性曲线(VAC＝100V)；图26是示出在根据第七实施例的电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于负载变化的特性曲线(VAC＝230V)；图27是示出相关技术电源电路的配置例子的电路图；图28是示出在图27所示电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于负载变化的特性曲线；图29是示出在图27所示电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于交流输入电压变化的特性曲线；图30是示出相关技术电源电路的另一个配置例子的电路图；图31是示出在图30所示电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于负载变化的特性曲线；
图32是示出在图27所示电源电路上，功率因数、功率变换效率以及整流与平滑电压电平对于交流输入电压变化的特性曲线。
具体实施例方式
图1是根据本发明第一实施例的开关电源电路的配置例子的电路图。该图所示的电源电路满足所谓单范围(range)交流输入电压VAC＝100V制式(system)以及负载功率Po＝150W或者更高的条件。即，该图所示的电源电路与图27所示的上述电源电路满足同样的负载条件。
首先，该图所示的电源电路具有共模噪声滤波器，该共模噪声滤波器是通过将共模扼流圈CMC和一个交叉电容器CL连接到交流市电AC形成的。例如，共模噪声滤波器抑制从开关变换器侧传送到交流市电AC的噪声。
然后，根据本发明的电源电路采用其中将利用包括在其内的整流电路系统形成的功率因数改进电路3连接到交流市电AC的配置。如该图所示，功率因数改进电路3包括桥式整流电路Di、平滑电容器Ci、滤波电容器CN以及松耦合变压器VFT(功率因数改进变压器)。
通过与桥式整流电路Di的正极输入端串联的松耦合变压器VFT的次级绕组N12，桥式整流电路Di的正极输入端连接到交流市电AC的正极线路。桥式整流电路Di的负极输入端连接到交流市电AC的负极线路。
桥式整流电路Di的正极输出端连接到平滑电容器Ci的正极端。平滑电容器Ci的负极端连接到初级侧地。桥式整流电路Di的正极输出端连接到初级侧地。
作为这样形成的功率因数改进电路3上的整流电路系统的操作，执行所谓全波整流操作，其中在交流市电AC提供的交流输入电压VAC是正/负的每个周期，桥式整流电路Di整流的整流输出对平滑电容器Ci充电。即，整流电路系统的基本配置是包括一组桥式整流电路和一组平滑电容器的全波整流电路。在平滑电容器Ci两端，全波整流电路的整流操作产生整流与平滑电压Ei，该整流与平滑电压Ei的电平等于交流输入电压VGA乘以1的电平。
此外，选择快速恢复型二极管分别作为形成功率因数改进电路3内的桥式整流电路Di的每个整流二极管(整流元件)Da至Dd。这样设置整流二极管Da至Dd，以作为改进功率因数的操作，开关(switch)整流电流，如下所述。
此外，根据本发明的电源电路采用其中松耦合变压器VFT的次级绕组N12插入交流市电AC的正极线路的电路配置。这意味着，与整流电路系统串联，插入松耦合变压器VFT的次级绕组N12。结果，获得使流过整流电路系统的整流电流的导通角增大的操作，这样改进功率因数。顺便提一句，下面将说明功率因数改进电路3的功率因数改进操作。
图2示出松耦合变压器VFT的结构例子。
如该图所示，松耦合变压器VFT具有E-E形铁心，该E-E形铁心是通过以铁心CR1的磁柱(magnetic leg)对着铁心CR2的磁柱的方式，使铁氧体材料的E形铁心CR1和CR2组合在一起形成的。
设置绕线管B，该绕线管B是利用树脂成型为其中初级侧绕组部分和次级侧绕组部分互相分离以便互相独立的形状形成的。初级绕组N11缠绕在绕线管B的一个绕组部分上。次级绕组N12缠绕在绕线管B的另一个绕组部分上。因此，缠绕了初级绕组和次级绕组的绕线管B安装在上述E-E形铁心(CR1和CR2)上。在各不同绕组区域上，初级侧绕组和次级侧绕组缠绕在E-E形铁心的中心磁柱上。因此，获得了松耦合变压器VFT的整体结构。
此外，在中心磁柱的接合部分形成要求间隙长度的间隙G。从而获得要求耦合系数的松耦合状态。在该第一实施例中，以及将在后面描述的第二、第三和第四实施例中，例如，间隙长度约为1.5mm，而耦合系数为0.75或者更小。
图1中在接收整流与平滑电压Ei作为直流输入电压时工作的开关变换器采用复谐振变换器的结构，在该复谐振变换器中，在这种情况下，在初级侧，至少对电流谐振变换器的基本配置设置一个部分电压谐振电路。
在这种情况下，如该图所示，利用半桥式连接，将由MOS-FET构成的两个开关器件Q1(上部)和Q2(下部)互相连接在一起。在开关器件Q1和Q2的漏极-源极之间，阻尼二极管DD1和DD2以该图所示的方向分别与开关器件Q1和Q2并联。
在开关器件Q2的漏极-源极之间，部分谐振电容器Cp与开关器件Q2并联。部分谐振电容器Cp的电容与初级绕组N1的漏电感L1形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。然后，获得部分电压谐振操作，在该部分电压谐振操作中，仅在开关器件Q1和Q2被断开时，发生电压谐振。顺便提一句，在这种情况下，部分电压谐振电路实际上包括其绕组与隔离变换变压器PIT的初级绕组N1串联的松耦合变压器VFT的初级绕组N11的电感分量L11。
控制IC2包括振荡电路，该振荡电路利用外部激励系统、控制电路、保护电路等驱动电流谐振变换器。控制IC2是其内具有双极型晶体管的通用模拟IC(集成电路)。
控制IC2靠输入到电源输入端Vcc的直流电压(18V)工作。通过起动电阻RS，电源输入端Vcc还与整流与平滑电压Ei的线路相连。在起动电源时，通过起动电阻RS，输入的整流与平滑电压Ei起动控制IC2。通过接地端E，控制IC2连接到初级侧地。
控制IC2具有两个驱动信号输出端VGH和VGL，作为用于将驱动信号(栅极电压)输出到开关器件的端子。
驱动信号输出端VGH输出用于开关驱动上部开关器件的驱动信号。驱动信号输出端VGL输出用于开关驱动下部开关器件的驱动信号。
驱动信号输出端VGH输出的上部驱动信号施加到开关器件Q1的栅极。驱动信号输出端VGL输出的下部驱动信号施加到开关器件Q2的栅极。
顺便提一句，尽管该图中未示出，但是由外围外部部分形成的自举电路实际上连接到控制IC2。该自举电路使对上部开关器件Q1施加的驱动信号的电平变为可以正确驱动开关器件Q1的电平。
此外，开关器件Q1和Q2实际上还与诸如栅极电阻、栅极-源极电阻等的部分元件相连，但是该图中未示出。
利用内部振荡电路，控制IC2产生要求频率的振荡信号。如下所述，根据从控制电路1输入到端子Vc的控制输出的电平，振荡电路改变振荡信号的频率。
然后，利用振荡电路产生的振荡信号，控制IC2产生上部驱动信号和下部驱动信号。然后，控制IC2从驱动信号输出端VGH输出上部驱动信号，而从驱动信号输出端VGL输出下部驱动信号。
在一个开关周期中，上部驱动信号和下部驱动信号的波形包括发生正极性矩形脉冲的接通周期(on period)和0V的断开周期(offperiod)。上部驱动信号和下部驱动信号均具有上述波形，而且互相之间具有180°相差的输出定时。
这种波形施加到开关器件Q1和Q2，从而使开关器件Q1和Q2执行开关操作，以交替接通/断开。
顺便提一句，在实际的开关操作中，在从断开开关器件Q1到接通开关器件Q2的时段内和从断开开关器件Q2到接通开关器件Q1的时段内，形成开关器件Q1和Q2均断开的短静寂时间(dead time)。
该静寂时间是两个开关器件Q1和Q2均断开的时段。为了在部分电压谐振操作过程中，在接通/断开开关器件Q1和Q2时，在短时间内确保部分谐振电容器Cp的充电和放电操作，形成该静寂时间。例如，可以在控制IC2端设置该静寂时间的时长。控制IC2改变要从驱动信号输出端VGH和VGL输出的驱动信号的脉宽占空比，以形成所设置时长的时段td。
隔离变换变压器PIT将开关器件Q1和Q2的开关输出传送到次级侧。在这种情况下，在隔离变换变压器PIT上缠绕初级绕组N1和次级绕组N2。
在这种情况下，通过串联松耦合变压器VFT的初级绕组N11和串联谐振电容器C1，隔离变压器PIT的初级绕组N1的一端连接到开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的连接点(开关输出点)。初级绕组N1的另一端连接到初级侧地。
根据上述连接，串联谐振电容器C1-松耦合变压器VFT的初级绕组N11-隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的串联电路连接到开关器件Q1和Q2的开关输出点。
因此，在这种情况下，串联谐振电容器C1的电容、包括初级绕组N1的隔离变换变压器PIT的漏电感L1以及松耦合变压器VFT的初级绕组N11的电感分量L11形成初级侧串联谐振电路。该初级侧串联谐振电路连接到开关输出点，如上所述，从而将开关器件Q1和Q2的开关输出传送到该初级侧串联谐振电路。根据传送的开关输出，初级侧串联谐振电路执行谐振操作，从而将初级侧开关变换器的操作变换为电流谐振式操作。
因此，该图所示的初级侧开关变换器利用初级侧串联谐振电路(C1-L11-L1)实现电流谐振式操作，而利用上述部分电压谐振电路(Cp//L1(-L11))实现部分电压谐振操作。
即，该图所示的电源电路采用其中用于使初级侧开关变换器成为谐振变换器的谐振电路与另一个谐振电路组合的形式。即，该图所示的电源电路采用复谐振变换器的形式。
尽管未参考附图进行说明，但是隔离变换变压器PIT的结构具有E-E形铁心，该E-E形铁心是通过将由例如铁氧体材料构成的E形铁心互相组合在一起形成的。隔离变换变压器PIT具有互相分离的初级侧绕组部分和次级侧绕组部分。接着要描述的初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在E-E形铁心的中心磁柱上。
在第一实施例以及将在后面描述的第二、第三和第四实施例中，在E-E形铁心的中心磁柱上形成约1.0mm至1.5mm的间隙。因此，获得其耦合系数约为0.7至0.8的松耦合状态。
次级绕组N2缠绕在隔离变换变压器PIT的次级侧上。次级绕组N2感应对应于传送到初级绕组N1的开关输出的交流电压。
对次级绕组N2设置中心抽头，该中心抽头连接到次级侧地。包括整流二极管D01和D02以及平滑电容器C0的全波整流电路连接到该次级绕组。因此，利用平滑电容器C0两端的电压，获得次级侧直流输出电压E0。该次级侧直流输出电压E0施加到该图未示出的负载侧，而且还作为检测电压，从其分支点输入到控制电路1，后面做说明。
作为控制输出，控制电路1获得其电平根据次级侧直流输出电压E0的电平变化的电流或者电压。该控制输出输出到控制IC2的控制端Vc。
根据输入到控制端Vc的控制输出的电平，控制IC2操作，以在交替保持接通/断开驱动信号的同时，在同步状态下分别改变要从驱动信号输出端VGH和VGL输出的上部驱动信号和下部驱动信号的频率。
因此，可以根据输入到控制端Vc的控制输出的电平(即，次级侧直流输出电压的电平)，可变控制开关器件Q1和Q2的开关频率。
在改变开关频率时，改变初级侧串联谐振电路的谐振阻抗。在这样改变谐振阻抗时，改变对初级侧串联谐振电路的初级绕组N1施加的电流量，而且还改变传送到次级侧的功率。因此，改变次级侧直流输出电压E0的电平。因此，实现恒压控制。
接着，将参考图3A、3B、3C、3D、3E和3F所示的波形图，说明具有上述配置的功率因数改进电路3的操作。
例如，假定获得了具有图3A所示周期的交流输入电压VAC，从交流市电AC流入整流电流通路的交流输入电流IAC流动，以便在交流输入电压VAC的正时段/负时段分别为正极性/负极性，如图3B所示。
利用位于初级侧地与交流市电AC的线路上的滤波电容器CN和松耦合变压器VFT的次级绕组N12的端部之间的连接点之间的电位V1，获得图3C所示的波形。
利用桥式整流电路Di的正极输入端与初级侧地之间的电位V2，获得图3E所示的波形。
初级侧开关变换器的开关输出传送到松耦合变压器VFT的初级绕组N11。在松耦合变压器VFT的次级绕组N12上相应地感应交流电压。由于正如上面已经说明的那样，松耦合变压器VFT的次级绕组N12插入整流电流通路，松耦合变压器实现了使初级侧开关变换器的开关输出电压反馈到整流电流通路的操作。
图3C和3E所示的电位V1和V2具有在交流输入电流IAC的非导通时段的时段叠加在其上的交变波形分量，如该图所示。这是因为初级侧开关变换器的开关输出的电压反馈导致的，如上所述。
因此，从交流市电AC的线路流入松耦合变压器VFT的次级绕组N12的电流I2以稳定交变波形流动，如图3F所示。利用在中心具有0电平的固定振幅，而且为了对应于交流输入电流IAC的导通时段，具有叠加在其上的正极性整流电流I1分量的波形，获得该电流I2。
在交流输入电压VAC分别是正极性/负极性的每个时段，在图3C所示电位V1的最大值和最小值附近的时间，存在电位V1的电平高于整流与平滑电压Ei的时段，在该时段内，图3D所示的整流电流I1从桥式整流电路Di流入平滑电容器Ci。
在整流电流流过构成桥式整流电路Di的各快速恢复型整流二极管Da至Dd时，根据松耦合变压器VFT的次级绕组N12感应的交流电压，这些整流二极管执行开关操作。因此，流过整流二极管的整流电流被中断，使得整流电流I1具有如图3D所示的交变波形。
在交流输入电压VAC的正时段内，整流电流I1从滤波电容器CN通过交流市电AC的正极线路流入次级绕组N12→桥式整流电路Di的整流二极管Da→平滑电容器Ci→初级侧地→整流二极管Dd→交流市电的负极线路的整流电流通路。
在交流输入电压VAC的负时段内，整流电流I1从滤波电容器CN通过交流市电AC的负极线路流入整流二极管Dc→平滑电容器Ci→初级侧地→整流二极管Db→次级绕组N12的整流电流通路。
因此，整流电流被中断，以便利用快速恢复型整流二极管(Da至Dd)开关(swtich)整流电流，从而即使在整流输出电压电平低于整流与平滑电压Ei的电平的时段，充电电流仍流入平滑电容器Ci。
因此，交流输入电流的平均波形接近交流输入电压的波形，因此，如图3B所示，增大交流输入电流IAC的导通角。通过增大交流输入电流IAC的导通角，改进功率因数。
图4示出作为具有图1所示配置的电源电路的特性曲线，在交流输入电压VAC＝100V时，对于负载功率Po＝0至150W的变化，功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流与平滑电压Ei的变化。
图5示出作为具有图1所示配置的电源电路的特性曲线，在负载功率Po＝150W时，对于交流输入电压VAC＝85V至120V的变化，功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流与平滑电压Ei的变化。
将说明为了获得图4和图5所示实验结果图1所示电路的各部分的常数供参考。
滤波电容器CN＝1μF隔离变换变压器PIT的初级绕组N1＝32T隔离变换变压器PIT的次级绕组N223T+23T(匝)，其中心抽头作为分压位置初级侧串联谐振电容器C1＝0.068μF初级侧部分谐振电容器Cp＝680pF松耦合变压器VFTEE-28铁氧体铁心，间隙长度＝1.5mm初级绕组N11的电感L11＝75μH初级绕组N12的电感L12＝50μH下面将根据图4和图5，在负载功率Po＝150W时，将图1所示的电源电路与图27所示的相关技术的电源电路进行比较。顺便提一句，尽管作为相关技术说明了图27和图30所示的两种电源电路，但是下面将与其配置满足的条件与图1所示电源电路满足的条件相同的图27所示电路做对比。
首先，关于功率因数，图1所示电路的功率因数PF＝0.78，这说明，与图27所示电源电路的功率因数PF＝0.75相比，得到改进。
关于图1所示电路的功率变换效率(ηAC/DC)，ηAC/DC＝90.6％，而对于图27所示的电路，ηAC/DC＝87.5％。这说明提高了3.1个百分点。因此，图27所示电路的交流输入功率Pin是171.4W，而图1所示电路的交流输入功率Pin是165.5W。这说明减少了5.9W。该功率变换效率等于未插入功率扼流圈PCH(未改进功率因数)的图27所示电路配置的功率变换效率。
关于图1所示电路的整流与平滑电压Ei的电平，Ei＝143V。对于未插入功率扼流圈PCH(未改进功率因数)的图27所示电路的电路配置，Ei＝134V。因此，本实施例获得其电平比134V高的整流与平滑电压Ei。通过叠加作为整流与平滑电压Ei的开关输出的电压反馈量，这样增大整流与平滑电压Ei。
此外，在图1所示的电路中，省略功率扼流圈PCH，而插入松耦合变压器VFT。
图27所示电路中的功率扼流圈PCH的重量为153g，而电路板占用面积为11cm2。相反，即使图1中的松耦合变压器VFT与滤波电容器CN组合在一起也只有48g重，这说明减少到图27所示电路的功率扼流圈PCH的重量的31％。此外，电路板占用面积是9cm2，这说明减少到约82％。
因此，与图27所示电源电路相比，作为具有功率因数改进功能而且可以处理负载功率Po＝150W或者更高的电源电路，图1所示的电源电路具有较小的尺寸和较轻的重量。
此外，因为省略了功率扼流圈PCH，所以不必考虑功率扼流圈PCH产生的漏磁通对负载侧的影响。例如，这样就不需要对功率扼流圈PCH设置磁屏蔽片，因此，还有助于减小该电路的尺寸和重量。
图6示出根据本发明第二实施例的开关电源电路的配置例子。该图所示的电源电路也满足单范围交流输入电压VAC＝100V制式以及负载功率Po＝150W或者更高的条件。顺便提一句，在该图中，利用同样的参考编号表示与图1中的部分相同的部分，因此，省略说明它们。
首先，在该图所示的电源电路上，并联谐振电容器C2与隔离变换变压器PIT的次级绕组N2并联。
该并联谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏电感L2形成次级侧并联谐振电路。所选择的并联谐振电容器C2的电容介于1000pF至3300pF之间。根据实际选择的电容值，该次级侧并联谐振电路形成为用于将次级侧整流电路的操作变换为电压谐振式操作的电压谐振电路，或者形成用于获得部分电压谐振操作的部分电压谐振电路。
即，根据第二实施例的电源电路还在次级侧具有作为复谐振变换器的谐振电路。因此，通过在次级侧设置谐振电路，可以实现更稳定的开关操作，而且满足更大负载的条件。
与图1所示的功率因数改进电路3相比，图6所示电源电路的功率因数改进电路3具有作为组成部分附加在其上的快速恢复型整流二极管(高频整流元件)D1、D2和D3。即，在这种情况下，桥式整流电路Di的整流二极管的开关不中断整流电流。作为用于开关整流电流通路上的整流电流的二极管，设置整流二极管D1、D2和D3。在这种情况下，桥式整流电路Di的整流二极管Da至Dd是慢速恢复型的(低频整流元件)，因为整流二极管Da至Dd不开关整流电流。
在这种情况下，桥式整流电路Di的正极输入端直接连接到交流市电AC。此外，桥式整流电路Di的正极输入端从松耦合变压器VFT的次级绕组N12，通过整流二极管D1的阳极→阴极连接到平滑电容器Ci的正极端，该次级绕组N12与桥式整流电路Di的正极输入端串联连接。整流二极管D2的阴极连接到整流二极管D1的阳极，而其阳极连接到次级侧地。
桥式整流电路Di的正极输出端通过整流二极管D3的阳极→阴极连接到平滑电容器Ci的正极端。
在这种情况下，滤波电容器CN插在桥式整流电路Di的正极输入端与平滑电容器Ci的正极端之间(整流二极管D1和D3的阳极之间的连接点)。滤波电容器CN形成通过开关整流电流的流动获得的高频分量的电流通路，下面做说明。
下面说明上述功率因数改进电路3的操作。
功率因数改进电路3上的交流输入电流IAC被分支为第一整流电流I1，从交流市电AC的正极线路流入构成桥式整流电路Di的二极管Da；以及第二整流电流I2，从交流市电AC的正极线路流入松耦合变压器VFT的次级绕组N12。
在交流输入电压VAC的正时段，第一整流电流I1在交流市电AC的正极线路→整流二极管Da(桥式整流电路Di)→整流二极管D3→平滑电容器Ci→整流二极管Dd(桥式整流电路Di)→交流市电AC的负极线路的通路中流动。
从交流市电AC分支的第二整流电流I2在次级绕组N12(松耦合变压器VFT)→整流二极管D1的通路中流动，然后，流入平滑电容器Ci。
在交流输入电压VAC的负时段，第一整流电流I1在交流市电AC的负极线路→整流二极管Dc(桥式整流电路Di)→整流二极管D3→平滑电容器Ci→整流二极管Db(桥式整流电路Di)→交流市电AC的正极线路的通路中流动。
第二整流电流I2在交流市电AC的负极线路→整流二极管Dc(桥式整流电路Di)→整流二极管D1→平滑电容器Ci的通路中流动，然后，其分支在整流二极管D2→次级绕组N12(松耦合变压器VFT)→交流市电AC的正极线路的通路中流动。
在功率因数改进电路3上，利用松耦合变压器VFT的次级绕组N12感应的交流电压，执行开关输出的电压反馈。因此，在如上所述整流电流的流动过程中，可以快速恢复型整流二极管D3开关第一整流电流I1，而利用快速恢复型整流二极管D1和D2(以及D3)开关第二整流电流I2。因此，该整流电流形成交变波形。
顺便提一句，吸收利用开关周期作为交变波形获得的高频电流分量，以对滤波电容器CN进行充电和放电，从而抑制常模噪声。
通过这样中断整流电流从而利用快速恢复型整流二极管D1、D2和D3开关该整流电流，可以增大交流输入电流IAC的导通角，从而改进功率因数。
与图1所示的电源电路一样，与图27所示的电源电路相比，具有上述配置的图6所示的电源电路还可以改进功率变换效率，而降低电路板的尺寸和重量。
例如，插在桥式整流电路Di的正极输出端与平滑电容器Ci的正极之间的整流二极管D3工作，以开关整流电流，并使基本接近交流输入电压VAC的峰值电平的整流电流通过。这样控制在整流二极管D1和D2侧流动的整流电流的峰值电平，根据交流输入电压VAC的峰值，出现该峰值电平。因此，可以减少整流二极管D1和D2的开关损耗和伴生热量。
图7示出根据第三实施例的电源电路的配置例子的电路图。尽管根据图1和图6所示第一和第二实施例的电源电路满足单范围交流输入电压VAC＝100V制式以及负载功率Po＝150W或者更高的条件，但是根据第三实施例的电源电路满足相同的单范围交流输入电压VAC＝100V制式的条件以及负载功率Po＝250W或者更高的不同条件。因此，可以满足的负载条件与图30所示电源电路的负载条件相同。
顺便提一句，在该图中，利用同样的参考编号表示与图1和图6中的部分相同的部分，因此，省略说明类似的组成部分。
作为设置在功率因数改进电路3内的整流电路系统的基本配置，该图所示的电源电路具有倍压整流电路。
具体地说，设置两个互相串联的平滑电容器Ci1-Ci2，而且平滑电容器Ci1和Ci2的串联电路并联插在桥式整流电路Di的正极输出端和初级侧地之间。
交流市电AC的负极线路连接到位于平滑电容器Ci1-Ci2之间的连接点。相反，桥式整流电路Di的负极输入端连接到同一个桥式整流电路Di的正极输入端，因此，在整流电流通路上，构成桥式整流电路Di的整流二极管Da和Dc互相并联。
在这种情况下，桥式整流电路Di的整流二极管Da至Dd是快速恢复型的，用于开关整流电流。
利用下面描述的整流操作，这样形成的倍压整流电路产生相当于交流输入电压VAC的电平的两倍的整流与平滑电压Ei(直流输入电压)。倍压整流电路使整流与平滑电压Ei的电平升高，从而例如满足比图1和图6所示电路的负载高的条件。
将参考图8A、8B、8C、8D和8E所示的波形图，说明上述功率因数改进电路3的功率因数改进操作。下面还将与功率因数改进电路3的功率因数改进操作一起说明包括在功率因数改进电路3内的倍压整流电路的整流操作。
假定输入具有图8A所示周期的交流输入电压VAC，图8C所示电位V1形成正弦波，该正弦波在交流输入电压VAC的正时段具有最大值，而在该交流输入电压VAC的负时段具有0V的最小值，如该图所示。该电位V1是位于初级侧地与滤波电容器CN和交流市电AC的正极线路上的松耦合变压器VFT的次级绕组N12之间的连接点之间的电位，滤波电容器CN和交流市电AC的正极线路上的松耦合变压器VFT的次级绕组N12之间的连接作为第二整流电流I2流过的通路，如该图所示。
在交流输入电压VAC的绝对值高于图8C所示电位V1的绝对值的每个正/负时段内，根据交流输入电流IAC，第二整流电流I2流动。如图8E所示，第二整流电流I2以该图所示的交变波形流动，其中在交流输入电压VAC的每个正极性时段/负极性时段内，分别具有正极性/负极性。
首先，在交流输入电压VAC的正极性时段，通过交流市电AC的正极线路，第二整流电流I2从滤波电容器CN流过松耦合变压器VFT的次级绕组N12，然后，进一步流过桥式整流电路Di的整流二极管Da//Dc的并联电路。然后，通过整流二极管Da//Dc的并联电路后，该电流流入平滑电容器Ci1的正极端→负极端，作为第一整流电流I1，然后，进一步从交流市电AC的负极线路流入滤波电容器CN。
在交流输入电压VAC的负时段，第二整流电流从滤波电容器CN通过交流市电AC的负极线路流入平滑电容器Ci2的正极端→负极端，然后，通过初级侧地，进一步流过桥式整流电路Di的整流二极管Db。然后，通过该整流二极管Db后，第二整流电流I2从交流市电AC的正极线路通过松耦合变压器VFT的次级绕组N12流入滤波电容器CN。
根据上述整流电流的流动，作为整流操作，在交流输入电压VAC的正极性时段，平滑电容器Ci1充电，因此，在平滑电容器Ci1获得其电平等于交流输入电压VAC的电平乘以1的整流与平滑电压。同样，在交流输入电压VAC的负极性时段，平滑电容器Ci2充电，因此，在平滑电容器Ci2获得其电平等于交流输入电压VAC的电平乘以1的整流与平滑电压。
因此，利用平滑电容器Ci1-Ci2的串联电路两端的电压获得相当于交流输入电压VAC的电平的两倍的整流与平滑电压Ei。即，实现倍压整流操作。
顺便提一句，虽然仅在交流输入电压VAC的正极性时段，但是第二整流电流I2通过整流二极管(Da//Dc)的并联电路。这是因为，图7所示的电源电路处理其负载比根据图1和图6所示实施例的电源电路的负载重的情况。即，尽管随着负载的增大，整流电流量增大，但是在整流电流通过并联的整流二极管时，流过整流二极管的电流量减小。因此，相应减小整流二极管上的负载。
此外，在具有这种电路配置的功率因数改进电路3上，松耦合变压器VFT的次级绕组N12感应交流电压，因此，在整流电流通路上叠加了开关周期的交流电压分量。即，实现了开关输出到整流电流通路的电压反馈。由于叠加了开关周期的交流电压分量，所以桥式整流电路Di的整流二极管实现开关(switching)整流电流的操作。
即，从上述整流电流通路可以看出，在交流输入电压VAC的正极性时段，整流二极管Da和Dc实现开关以及中断整流电流的操作。因此，如图8D和图8E所示，第一整流电流I1和第二整流电流I2以开关周期的交变波形流过整流电流通路。
在交流输入电压VAC的负极性时段，在整流二极管Db实现开关以及中断整流电流的操作。因此，如图8E所示，该整流电流形成以负极性方向流动的交变波形。
如上所述，这样利用桥式整流电路Di的整流二极管开关整流电流增大了交流输入电流IAC的导通角，如图8B所示，因此，改进了功率因数。
图9示出作为具有图7所示配置的电源电路的特性曲线，在交流输入电压VAC＝100V时，对于负载功率Po＝0至300W的变化，功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流与平滑电压Ei的变化。
图10示出作为具有图7所示配置的电源电路的特性曲线，在负载功率Po＝300W时，对于交流输入电压VAC＝85V至120V的变化，功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流与平滑电压Ei的变化。
将说明为了获得图9和图10所示实验结果图7所示电路的各部分的常数供参考。
滤波电容器CN＝1μF隔离变换变压器PIT的初级绕组N1＝35T隔离变换变压器PIT的次级绕组N225T+25T(匝)，其中心抽头作为分压位置初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF初级侧部分谐振电容器Cp＝680pF松耦合变压器VFTEE-28铁氧体铁心，间隙长度＝1.5mm初级绕组N11的电感L11＝130μH初级绕组N12的电感L12＝100μH下面将根据图9和图10所示的实验结果，在负载功率Po＝300W的负载条件下，将图7所示的电源电路与图30所示的相关技术的电路进行比较。
首先，关于功率因数，图7所示电路的功率因数PF＝0.80，这说明，与图30所示电源电路的功率因数PF＝0.75相比，得到改进。
关于图7所示电路的功率变换效率(ηAC→DC)，ηAC→DC＝93.5％，而对于图30所示的电路，ηAC→DC＝91.1％。这说明提高了2.4个百分点。因此，图30所示电路的交流输入功率Pin是326.0W，而图7所示电路的交流输入功率Pin是317.5W。这说明减少了8.5W。与未插入功率扼流圈PCH(未改进功率因数)的图30所示电路配置相比，该功率变换效率进一步得到改进。
关于图7所示电路的整流与平滑电压Ei的电平，Ei＝269V。对于未插入功率扼流圈PCH(未改进功率因数)的图30所示电路的电路配置，Ei＝264V。因此，本实施例获得其电平比264V高的整流与平滑电压Ei。
此外，在图7所示的电路中，从安装部分的观点出发，与图30所示电路相比，省略了功率扼流圈PCH，而设置了松耦合变压器VFT。
为了满足大负载的条件，图30所示电路中的功率扼流圈PCH的重量为240g，而电路板占用面积为19cm2。相反，图7中的松耦合变压器VFT和滤波电容器CN的总重量为48g，而且松耦合变压器VFT的电路板占用面积为9cm2。因此，这说明重量减少到约31％。而电路板占用面积减少到约47％。
因此，与图30所示电源电路相比，作为具有功率因数改进功能而且可以处理负载功率Po＝250W或者更高的电源电路，图7所示电源电路还显著减小尺寸和重量。
此外，图7所示的电源电路还不需要考虑功率扼流圈PCH产生的漏磁通对负载侧的影响，而设置磁屏蔽片等的措施。
图11示出根据本发明第四实施例的电源电路的配置例子。与根据图7所示第三实施例的电源电路相同，根据本发明第四实施例的电源电路也满足单范围交流输入电压VAC＝100V制式以及负载功率Po＝250W或者更高的条件。顺便提一句，利用同样的参考编号表示与图1、图6和图7中的部分相同的部分，因此，省略说明它们。
首先，还是在该图所示的电源电路上，利用设置在功率因数改进电路3上的整流电路系统形成倍压整流电路，以处理负载功率Po＝250W或者更高的情况。在互相串联的平滑电容器Ci1-Ci2两端获得的整流与平滑电压Ei的电平相当于交流输入电压VAC的两倍。
然而，选择慢速恢复型整流二极管作为构成图11所示桥式整流电路Di的整流二极管Da至Dd。即，在这种情况下，桥式整流电路Di的整流二极管不通过开关中断整流电流。作为用于开关整流电流通路上的整流电流的二极管，提供慢速恢复型整流二极管D1和D2。
在这种情况下，桥式整流电路Di的正极输入端连接到交流市电AC的正极线路与滤波电容器CN之间的连接点。桥式整流电路Di的正极输入端还通过松耦合变压器VFT的次级绕组N12-整流二极管D1(阳极→阴极)连接到平滑电容器Ci1的正极端。整流二极管D2的阳极连接到次级侧地，而其阴极连接到整流二极管D2的阴极。
在这种情况下，桥式整流电路Di的负极输入端还连接到同一个桥式整流电路Di的正极输入端，从而在所形成的整流电流通路上形成整流二极管Da//Dc的并联电路，后面做说明。
在如上所述形成的功率因数改进电路3上，交流输入电压VAC的正极性时段内的整流电流分支为第一整流电流I1分量，从交流市电AC的线路通过整流二极管Da→平滑电容器Ci1→交流市电AC的负极线路的通路；以及第二整流电流I2分量，流过松耦合变压器VFT的次级绕组N12→整流二极管D1→平滑电容器Ci1→交流市电AC的负极线路→滤波电容器CN的通路。
在这种情况下，尽管因为整流二极管Da不执行开关，第一整流电流I1不形成交变波形，但是根据松耦合变压器VFT的次级绕组N12感应的交变波形，整流二极管D1执行开关，因此，第二整流电流I2形成交变波形。
相反，在交流输入电压VAC的负极性时段，该整流电流首先从交流市电AC的负极线路端流入平滑电容器Ci2。此后，该整流电流分支为整流二极管Db→交流市电AC的正极线路的通路以及整流二极管D2→松耦合变压器VFT的次级绕组N12→交流市电AC的正极线路→滤波电容器CN的通路。在这种情况下，流入后者通路的整流电流是第二整流电流I2。
此外，在这种情况下，流入前者通路的整流电流不形成交变波形，因为整流二极管Db不进行开关。相反，根据松耦合变压器VFT的次级绕组N12感应的交变波形，整流二极管D2进行开关，因此，流入后者通路的第二整流电流I2形成交变波形。
因此，在图11所示功率因数改进电路上的交流输入电压VAC的每个正极性时段/负极性时段，整流电流流过桥式整流电路Di的要求的整流二极管的通路和整流电流流过慢速恢复型整流二极管D1或者D2的通路形成整流电流被分支从而并行流动的通路部分。
整流二极管D1或者D2开关流入位于慢速恢复型整流二极管D1或者D2一侧的通路的整流电流。因此，如上所述，交流输入电流IAC的导通角增大，从而改进功率因数。
根据如上所述的整流电流，作为整流操作，还是在图1所示的电源电路中，在交流输入电压VAC的正极性时段，平滑电容器Ci1充电，而在交流输入电压VAC的负极性时段，平滑电容器Ci2充电。因此，显然，还是在这种情况下，整流操作是倍压整流操作，该倍压整流操作产生相当于交流输入电压VAC的电平的两倍的整流与平滑电压Ei，作为平滑电容器Ci1-Ci2的串联电路两端的电压。
与图6所示第二实施例的情况相同，图11所示电源电路具有与隔离变换变压器PIT的次级绕组N2并联的并联谐振电容器C2。
此外，在这种情况下，并联谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏电感L2形成用于将次级侧整流电路的操作变换为电压谐振式操作的电压谐振电路，或者形成用于获得部分电压谐振操作的部分电压谐振电路。
顺便提一句，可以在根据图1和图7所示的第一和第三实施例的电源电路上设置这种次级侧电压谐振电路。此外，例如，可以设置通过使谐振电容器与次级绕组N2串联形成的次级侧串联谐振电路(电流谐振电路)。
图12示出根据本发明第五实施例的电源电路的配置。
根据本发明第五实施例的电源电路满足单范围交流市电AC＝200V制式和负载功率Po＝250W或者更高的条件。顺便提一句，利用同样的参考编号表示与图1、图6、图7以及图11中的部分相同的部分，因此，省略说明它们。
首先，该图所示的电源电路具有驱动控制电路4。例如，通过将根据上述每个实施例的电源电路的电路图中设置的控制电路1和控制IC2集成为一个电路部分，形成该电路。
在该图所示的功率因数改进电路3上，形成包括桥式整流电路Di和一个平滑电容器Ci的全波整流电路。对该全波整流电路附加包括快速恢复型整流二极管D1和D2以及松耦合变压器VFT、用于改进功率因数的电路配置。
在这种情况下，选择慢速恢复型整流二极管分别作为构成桥式整流电路Di的整流二极管Da至Dd。在这种情况下，桥式整流电路Di的正极输入端(Da-Db连接点)连接到位于交流市电AC的正极线路一侧的、共模扼流圈CMC与滤波电容器CN之间的连接点。
通过用于改进功率因数的松耦合变压器VFT的次级绕组N12-整流二极管D1(阳极-阴极)的串联，桥式整流电路Di的正极输入端还连接到平滑电容器Ci的正极端(整流与平滑电压Ei的正极线路)。可以认为松耦合变压器VFT的次级绕组N12-整流二极管D1的这种串联与桥式整流电路Di的整流二极管Da并联。
桥式整流电路Di的正极输出端(Da-Dc连接点)连接到平滑电容器Ci的正极端。
桥式整流电路Di的负极输入端(Dc-Dd连接点)连接到交流市电AC的负极线路一侧的、共模扼流圈CMC与滤波电容器CN之间的连接点。桥式整流电路Di的负极输出端连接到初级侧地。
松耦合变压器VFT的次级绕组N12与整流二极管D1的阳极之间的连接点与整流二极管D2的阴极相连。整流二极管D2的阳极连接到初级侧地。
在如上所述形成的功率因数改进电路3上，交流输入电压VAC的正极性时段内的整流电流分支为第一整流电流I1分量，流过交流市电AC的正极线路→整流二极管Da→平滑电容器Ci→整流二极管Dd→交流市电AC的负极线路的整流电流通路；以及第二整流电流I2分量，流过交流市电AC的正极线路→松耦合变压器VFT的次级绕组N12→整流二极管D1→平滑电容器Ci→整流二极管Dd→交流市电AC的负极线路→滤波电容器CN的整流电流通路。
在这种情况下，在其上流过第一整流电流的整流电流通路上进行整流的整流二极管Da和Dd是慢速恢复型的，而且不以其开关周期进行开关操作。因此，第一整流电流不形成交变波形。
相反，在流过第二整流电流的通路上，根据松耦合变压器VFT的次级绕组N12感应的交流电压，整流二极管D1开关整流电流。因此，第二整流电流形成交变波形，因此，流入平滑电容器Ci。
在交流输入电压VAC的负极性时段，整流电流分支为第一整流电流，流过交流市电AC的负极线路→整流二极管Dc→平滑电容器Ci→整流二极管Db→交流市电AC的正极线路的整流电流通路；以及第二整流电流，流过交流市电AC的负极线路→整流二极管Dc→平滑电容器Ci→整流二极管D2→松耦合变压器VFT的次级绕组N12→交流市电AC的负极线路→滤波电容器CN的通路。
在这种情况下，在交流输入电压VAC的负极性时段内对第一整流电流进行整流的整流二极管Dc和Db是慢速恢复型的，而且不执行开关操作。因此，第一整流电流不形成交变波形。
相反，快速恢复型整流二极管D2开关第二整流电流，它根据松耦合变压器VFT的次级绕组N12感应的交流电压进行开关操作。因此，第二整流电流形成交变波形。
因此，在图12所示电源电路的功率因数改进电路3上的交流输入电压VAC的每个正极性时段/负极性时段，根据松耦合变压器VFT的反馈电压反馈的开关输出，开关整流电流，从而形成交变波形。因此，如上所述，交流输入电流IAC的导通角增大，从而改进功率因数。
在这种情况下，根据图12所示第五实施例的电源电路上设置的松耦合变压器VFT只要采用图2所示结构就足够了。然而，对于图12所示电源电路，将在松耦合变压器VFT的E-E形铁心的中心磁柱形成的间隙长度设置为约1mm，而将初级绕组N11与次级绕组N12之间的耦合系数设置为约0.8。在上述第一至第四实施例中，例如，耦合系数分别设置为0.75或者更低，而间隙长度分别设置为约1.5mm。
在本实施例中这样改变松耦合变压器VFT的耦合系数与对隔离变换变压器PIT设置的耦合系数有关。下面将对这一点做说明。
图14示出与在上述每个实施例中相同，在以约0.7至0.8的耦合系数设置耦合状态时，图12所示电源电路的等效电路图，该耦合系数是隔离变换变压器PIT的初级绕组N1与次级绕组N2侧之间的耦合系数。
对于图12所示的电路，可以将松耦合变压器VFT的初级绕组N11的电感(LN11)表示为初级绕组N11的励磁电感Le11和漏电感Lk11的串联连接。
此外，还可以将隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的电感(LN1)表示为初级绕组N1的励磁电感Le1和漏电感Lk1的串联连接。
从图12可以看出，在初级侧串联谐振电路上，隔离变换变压器PIT的初级绕组N1与松耦合变压器VFT的初级绕组N11互相串联。
因此，根据图14所示的等效电路，将从初级侧看隔离变换变压器PIT时的电感表示为初级绕组N11的励磁电感Le11、初级绕组N11的漏电感Lk11以及初级绕组N1的漏电感Lk11的串联连接。因此，如图15所示，将从初级侧看隔离变换变压器PIT时的等效漏电感表示为Lk11+Lk1这意味着，由于松耦合变压器VFT的初级绕组N11与隔离变换变压器PIT的初级绕组N1串联，所以实际上仅在隔离变换变压器PIT的初级侧出现比隔离变换变压器PIT产生的漏电感大的漏电感。
因此，已知在将电源电路看作一个整体时，初级侧与次级侧之间的耦合系数是0.8或者更低。
在电源电路的耦合系数为0.8或者更低的状态下，例如，当负载功率随着负载的增大而显著变化时，直流输入电压增大，因此，产生大电压变化特性。
因此，为了确保从交流输入电压额定电压的±20％到断开负载的恒压控制范围，例如，需要选择具有相应高耐压的产品作为用于产生整流与平滑电压Ei(交流输入电压)的平滑电容器(Ci)、开关器件(Q1和Q2)、初级侧串联谐振电容器C1等。例如，这样导致电路板的尺寸和重量增大，这种增大同时导致部分元件的尺寸增大和成本升高。
此外，在直流输入电压随着负载的增大而升高时，开关损耗也增大，因为随着负载的增大，作为MOS-FET的开关器件的电阻也增大。因此，降低了AC/DC功率变换效率。
此外，直流输入电压随着负载的增大而增大意味着直流输入电压的变化范围大。因此，扩展了用于实现恒压的开关频率控制范围，而缩小了控制范围。与此同时，被控制为恒压的次级侧整流输出电压根据最大负载与轻负载之间的瞬态响应特性降低。
因此，配置本实施例，使得仅隔离变换变压器PIT具有0.90或者更高的耦合系数。
例如，如图13所示，隔离变换变压器的结构具有E-E形铁心，该E-E形铁心是通过使铁氧体材料的E形铁心CR11和CR12组合在一起，使得铁心CR11的磁柱对着铁心CR12的磁柱形成的。
隔离变换变压器PIT还具有绕线管B，该绕线管B是利用例如树脂形成的，而且该绕线管B具有这样的形状，使得初级侧绕组部分和次级侧绕组部分分离，从而互相独立。初级绕组N1缠绕在绕线管B的一个绕组部分上。次级绕组N2缠绕在绕线管B的另一个绕组部分上。因此，缠绕了初级绕组和次级绕组的绕线管B安装在E-E形铁心(CR11和CR12)上。因此，在各不同绕组区域上，初级侧绕组和次级侧绕组缠绕在E-E形铁心的中心磁柱上。因此，获得了松耦合变压器VFT的整体结构。
在这种情况下，通过设置在中心磁柱的接合部分形成的间隙G的间隙长度，获得0.90或者更高的耦合系数。为了将耦合系数设置为0.90或者更高，例如，仅在约0.5mm或者更小范围内适当设置间隙长度(包括间隙长度＝0mm的情况)就足够了。
图15示出在这样将隔离变换变压器PIT的耦合系数设置为0.90或者更高时，图12所示电路的等效电路图。
如该图所示，可以将隔离变换变压器PIT的初级绕组N1和松耦合变压器VFT的初级绕组N11的部分串联电路看作在隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的励磁电感Le1和松耦合变压器VFT的初级绕组N11的励磁电感Le11之间串联了一个漏电感分量(Lk11+Lk1)。
假定利用图15所示的等效电路表示图12所示的电源电路，在隔离变换变压器PIT上获得的耦合系数为0.93，该隔离变换变压器具有EER-40铁心间隙长度＝0.4mm初级绕组N1＝22T次级绕组N214T+14T，其中心抽头作为分压位置因此，获得下面的电感值。
隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的电感LN1＝391μH隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的漏电感LK1＝49μF隔离变换变压器PIT的次级绕组N2的电感LN2＝111μH隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的漏电感LK2＝17μH如上所述，松耦合变压器VFT的耦合系数约为0.8。在松耦合变压器VFT实际具有EE-28铁氧体铁心、间隙长度被设置为1mm以及耦合系数为0.79时，获得下面的电感值。
松耦合变压器VFT的初级绕组N11的电感LN11＝70μH松耦合变压器VFT的次级绕组N12的电感LN12＝17μH
因此，具有图12所示配置的整个电源电路的耦合系数为0.84，利用图15所示的等效电路表示该电源电路。因此，获得了比0.80高的耦合系数。
图16示出作为如上所述其耦合系数为0.84、图15示出其等效电路的图12所示电源电路的实验结果，在交流输入电压VAC＝230V时，对于负载功率Po＝0至250W的变化，AC/DC功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流与平滑电压Ei的变化。顺便提一句，为了获得该图所示的实验结果，选择0.039μF的初级侧串联谐振电容器C1。
根据图16，对于负载功率Po＝0至250W的变化，整流与平滑电压Ei的电平是336V至327V，因此，它在9V的范围内变动。充分减小了该变化范围。即，未出现整流与平滑电压Ei(直流输入电压)随着负载的增大而显著增大的现象，因为使整个电路的耦合系数保持要求的值或者更高(例如，0.8或者更高)。
AC/DC功率变换效率趋向于随着负载从负载功率Po＝0W到重负载的变化而提高。尽管负载变化范围不同，但是例如与示出根据上述第一实施例的电源电路的特性曲线的图4进行比较说明，负载轻时的负载变化范围(例如，图16中负载功率P0约为100W或者更低时的范围)内的曲线较平缓。即，抑制了功率变换效率在轻负载条件下的降低。
关于功率因数，在负载功率Po＝100W至250W的范围内，保持PF＞0.75，因此，满足了电源谐波失真调整。
由于如图16示出的实验结果所示，整流与平滑电压Ei的电平变化范围减小，所以，例如，不需要为了确保从交流输入电压的额定电压的±20％到断开负载的恒压控制范围，而使图12所示电源电路上的平滑电容器Ci、开关器件(Q1和Q2)、初级侧串联谐振电容器C1等具有高耐压。这样可以减小电路板的尺寸和重量，而且可以降低成本。
此外，如图16所示，抑制了功率变换效率在轻负载条件下降低。此外，由于减小了直流输入电压在轻负载条件下的变化范围，所以恒压控制电平范围相对于开关频率控制范围变窄。即，相对扩展了开关频率控制范围，从而扩展调整范围，并因此提高调整范围。此外，作为这种情况的伴随结果，使次级侧直流输出电压稳定过程中的最大负载与轻负载之间的瞬态响应特性得到改善。
此外，如上所述，在隔离变换变压器PIT的实际配置中设置初级绕组N1＝22T说明，例如，与其中耦合系数为0.8或者更低的情况相比，减少了匝数，因为通过减小间隙长度提高了耦合系数。
例如，在将耦合系数设置为0.8或者更低时，需要初级绕组N1的匝数约为33T。
由于这样减少了匝数，所以降低了一个隔离变换变压器PIT的绕组的线材成本。作为线材，例如，可以选择60-μφ/150盘(bundle)的利兹线。此外，由于减少了匝数，所以缩短了绕组处理时间，这样提高了生产效率。
下面说明对根据图12所示第五实施例的电源电路所做的修改。
作为第一个例子，与图6所示第一实施例一样，如图12所示电路的次级侧上的虚线示出的那样，根据第五实施例的电源电路具有与隔离变换变压器PIT的次级绕组N2并联的并联谐振电容器C2。
此外，在这种情况下，并联谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏电感L2形成次级侧并联谐振电路。根据实际选择的并联谐振电容器C2的电容值，次级侧并联谐振电路形成用于将次级侧整流电路的操作变换为电压谐振式操作的电压谐振电路，或者形成用于获得部分电压谐振操作的部分电压谐振电路。
作为第二个修改例子，代替图12所示的配置，图1所示的电路配置用作功率因数改进电路3。在这种情况下，尽管该电路配置与图1所示电路配置相同，但是如上所述，设置隔离变换变压器PIT和松耦合变压器VFT的耦合系数，从而获得根据第五实施例的电源电路。
在第五实施例中，无论采用哪个例子，均设置隔离变换变压器和功率因数改进变压器的耦合系数，以获得对整个电路要求的耦合系数，而且特别是隔离变换变压器具有在其内设置的、不表示松耦合的要求的耦合系数，从而减小直流输入电压(整流与平滑电压)根据负载变化的变化范围。这样就不需要选择高耐压产品作为用于产生直流输入电压的平滑电容器、开关器件等，因此，可以相应降低成本，并减小电路板的尺寸和重量。这样还抑制了功率变换效率降低，或者容易改进功率变换效率，而且进一步扩展了恒压控制范围。
接着，将说明根据第六实施例的电源电路。根据第六实施例的电源电路基于根据上述第五实施例的电源电路的配置。
然而，尽管根据第五实施例的电源电路满足单范围交流市电AC＝200V制式和负载功率Po＝250W或者更高的条件，但是根据第六实施例的电源电路满足单范围交流市电AC＝100V制式和负载功率Po＝250W或者更高的条件。
为了处理交流市电AC＝100V制式的输入，改变根据第六实施例的电源电路上的包括整流电路系统的功率因数改进电路3的配置。
图17示出根据第六实施例的电源电路的配置例子。顺便提一句，在该图中，利用同样的参考编号表示与示出根据第一至第五实施例的电源电路配置的附图(图1、图6、图7、图11和图12)中相同的部分，因此省略说明它们。
为了处理100V制式的交流市电AC，该图所示的电源电路的功率因数改进电路3设置了倍压整流电路。
桥式整流电路Di包括慢速恢复型整流二极管Da和Db。整流二极管Da的阳极连接到位于交流市电AC的负极线路一侧的、共模扼流圈CMC与滤波电容器CN之间的连接点，而其阴极连接到平滑电容器Ci1的正极端(整流与平滑电压Ei的正极线路)。
整流二极管Db的阳极流动初级侧地，而其阴极连接到整流二极管Da的阳极。
作为平滑电容器，设置两个互相串联的平滑电容器Ci1-Ci2。平滑电容器Ci1的正极端连接到整流二极管Da的阴极，如上所述。平滑电容器Ci2的负极端连接到初级侧地。平滑电容器Ci1的负极端与平滑电容器Ci2的正极端之间的连接点连接到位于交流市电AC的负极线路一侧的、共模扼流圈CMC与滤波电容器CN之间的连接点。
在功率因数改进电路3上，松耦合变压器VFT的次级绕组N12与慢速恢复型整流二极管D1的串联电路连接在平滑电容器Ci1的正极端(整流与平滑电压Ei的正极线路)与位于交流市电AC的正极线路一侧的、共模扼流圈CMC和滤波电容器CN之间的连接点之间。在这种情况下，整流二极管D1的阳极连接到次级绕组N12，而其阴极连接到平滑电容器Ci1的正极端。
整流二极管D1的阳极与松耦合变压器VFT的次级绕组N12之间的连接点与快速恢复型整流二极管D2的阴极相连。整流二极管D2的阳极连接到初级侧地。
作为这样形成的功率因数改进电路3上的交流输入电压VAC的负极性时段期间的整流电流，第一整流电流I1从交流市电AC的正极线路流过整流二极管Da→平滑电容器Ci1→交流市电AC的负极线路的通路。此外，第二整流电流I2从交流市电AC的正极线路流过松耦合变压器VFT的次级绕组N12→整流二极管D1→平滑电容器Ci1→交流市电AC的负极线路→滤波电容器CN的通路。
此外，在这种情况下，第一整流电流不形成交变波形，因为慢速恢复型整流二极管Da不执行开关操作。相反，快速恢复型整流二极管D1中断第二整流电流，根据松耦合变压器VFT的次级绕组N12获得的交流电压，该快速恢复型整流二极管D1执行开关操作。因此，第二整流电流形成交变波形，而且流入平滑电容器Ci1。
在交流输入电压VAC的负极性时段，整流电流分支为第一整流电流，从交流市电AC的负极线路流过平滑电容器Ci2→整流二极管Db→交流市电AC的正极线路的通路；以及第二整流电流，从交流市电AC的负极线路流过平滑电容器Ci2→整流二极管D2→松耦合变压器VFT的次级绕组N12→交流市电AC的正极线路→滤波电容器CN的通路。
此外，在这种情况下，第一整流电流不形成交变波形，因为慢速恢复型整流二极管Db不执行开关操作。相反，整流二极管D2中断第二整流电流，根据对其施加的、松耦合变压器VFT的次级绕组N12获得的交流电压，该整流二极管D2执行开关操作。因此，第二整流电流形成交变波形，而且流入平滑电容器Ci2。
因此，还是在这种情况下，在交流输入电压VAC的每个正极性时段/负极性时段，整流电流流过桥式整流电路Di的要求的整流二极管的通路和整流电流流过快速恢复型整流二极管D1或者D2的通路形成整流电流被分支从而并行流动的通路部分。
整流二极管D1或者D2开关在位于快速恢复型整流二极管D1或者D2一侧的通路上流动的整流电流。因此，如上所述，增大了交流输入电流IAC的导通角，从而改进了功率因数。
根据上述整流电流通路，作为整流操作，在交流输入电压VAC的正极性时段，平滑电容器Ci1充电，而在交流输入电压VAC的负极性时段，平滑电容器Ci2充电。因此，还是在这种情况下，实现倍压整流操作，作为平滑电容器Ci1-Ci2的串联电路两端的电压，该倍压整流操作产生的整流与平滑电压Ei相当于交流输入电压VAC的电平的两倍。
图20示出在以约0.7至0.8的耦合系数设置耦合状态时，图17所示电源电路的等效电路图，该耦合系数是隔离变换变压器PIT的初级绕组N1与次级绕组N2侧之间的耦合系数。
此外，对于图20所示的电路，可以将松耦合变压器VFT的初级绕组N11的电感(LN11)表示为初级绕组N11的励磁电感Le11和漏电感Lk11的串联连接。
此外，还可以将隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的电感(LN1)表示为初级绕组N1的励磁电感Le1和漏电感Lk1的串联连接。
此外，在这种情况下，如图17所示，在初级侧串联谐振电路上，隔离变换变压器PIT的初级绕组N1与松耦合变压器VFT的初级绕组N11互相串联。
因此，如图21示出的等效电路所示，将从隔离变换变压器PIT侧观看时的初级绕组N1的漏电感表示为初级绕组N11的漏电感Lk11和初级绕组N1的漏电感Lk1的串联连接。即，如图15所示，在这种情况下，将隔离变换变压器VFT的初级绕组N1的实际漏电感表示为Lk11+Lk1因此，在将电源电路看作一个整体时，初级侧与次级侧之间的耦合系数是0.8或者更低。
因此，配置根据第六实施例的电源电路，使得隔离变换变压器PIT的耦合系数仅为0.90或者更高。例如，图13示出用于此目的的隔离变换变压器PIT，因此，省略说明它们。
图21示出在这样将隔离变换变压器PIT的耦合系数设置为0.90或者更高时，图17所示电源电路的等效电路图。
如该图所示，可以将隔离变换变压器PIT的初级绕组N1和松耦合变压器VFT的初级绕组N11的部分串联电路看作在隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的励磁电感Le1和松耦合变压器VFT的初级绕组N11的励磁电感Le11之间串联了一个漏电感分量(Lk11+Lk1)。
假定利用图21所示的等效电路表示图17所示的电源电路，在实际隔离变换变压器PIT上获得的耦合系数为0.93，例如，该隔离变换变压器具有EER-40铁心间隙长度＝0.4mm初级绕组N1＝22T次级绕组N214T+14T，其中心抽头作为分压位置因此，获得下面的电感值。
隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的电感LN1＝319μH隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的漏电感LK1＝49μH隔离变换变压器PIT的次级绕组N2的电感LN2＝111μH隔离变换变压器PIT的次级绕组N2的漏电感LK2＝17μF
在将松耦合变压器VFT的耦合系数约设置为0.8时，松耦合变压器VFT实际具有EE-28铁氧体铁心和1.5mm的间隙长度，并因此具有0.79的耦合系数。因此，获得下面的电感值。
松耦合变压器VFT的初级绕组N11的电感LN11＝95μH松耦合变压器VFT的次级绕组N12的电感LN12＝43μH因此，具有图17所示配置的整个电源电路的耦合系数为0.84，利用图21所示的等效电路表示该电路。因此，获得了比0.80高的耦合系数。
图22示出作为如上所述其耦合系数为0.84、图21示出其等效电路的图17所示电源电路的实验结果，在交流输入电压VAC＝100V时，对于负载功率Po＝0至250W的变化，AC/DC功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流与平滑电压Ei的变化。顺便提一句，为了获得该图所示的实验结果，选择0.022μF的初级侧串联谐振电容器C1。
根据图22，还是在这种情况下，对于负载功率Po＝0至250W的变化，整流与平滑电压Ei的电平是270V至312V，因此，它在42V的范围内变动。该实验结果说明，在具有倍压整流电路、用于处理交流市电AC＝100V和负载功率Po＝250W或者更高的复谐振变换器上，充分减小了直流输入电压电平的变化范围。
该图所示AC/DC功率变换效率特性曲线说明，负载轻时的负载变化范围内的曲线平缓，因此，抑制了功率变换效率在轻负载条件下的降低。
关于功率因数，在负载功率Po＝15W至250W的范围内，保持PF＞0.75，因此，满足了电源谐波失真调整。
从该特性曲线可以看出，根据第六实施例的电源电路上的平滑电容器Ci、开关器件(Q1和Q2)、初级侧串联谐振电容器C1等不需要具有高耐压。这样可以减小电路板的尺寸和重量，而且可以降低成本。
此外，还抑制了功率变换效率在轻负载条件下降低。此外，由于抑制了直流输入电压在轻负载条件下升高，所以扩展了通过进行开关频率控制实现的恒压控制范围，因此，使次级侧直流输出电压稳定控制过程中的最大负载与轻负载之间的瞬态响应特性得到改善。
作为根据第六实施例的电源电路的修改，下面说明两个例子。
图18示出作为第一个例子的修改的配置。
在作为第一个例子的这种配置中，并联谐振电容器C2与隔离变换变压器PIT的次级绕组N2并联，从而形成次级侧并联谐振电路，作为用于将次级侧整流电路的操作变换为电压谐振式操作的电压谐振电路，或者作为用于获得部分电压谐振操作的部分电压谐振电路。
在功率因数改进电路3上，省略了图17所示的利用慢速恢复型整流二极管Da和Db构成的整流电路Di。在这种电路配置中，利用快速恢复型整流二极管D1，开关交流输入电压VAC的正时段期间的所有整流电流分量，以形成交变波形，而利用快速恢复型整流二极管D2，开关交流输入电压VAC的负时段期间的所有整流电流分量，以形成交变波形。
图19示出作为第二个例子的修改的配置。
尽管与在图18中相同，该图所示的功率因数改进电路3具有两个快速恢复型整流二极管D1和D2以及两个平滑电容器Ci1和Ci2，但是这两个快速恢复型整流二极管D1和D2和这两个平滑电容器Ci1和Ci2的连接方式不同。
在这种情况下，平滑电容器Ci2的负极端连接到位于交流市电AC的正极线路一侧上的、共模扼流圈CMC和滤波电容器CN的连接点。通过松耦合变压器VFT的次级绕组N12，平滑电容器Ci2的正极端连接到整流二极管D1的阳极与整流二极管D2的阴极之间的连接点，该次级绕组N12与平滑电容器Ci2的正极端串联。
整流二极管D1的阴极连接到平滑电容器Ci1的正极端。整流二极管D2的阳极连接到位于交流市电的负极线路一侧上的、共模扼流圈CMC和滤波电容器CN之间的连接点。
在这种情况下，位于交流市电AC的负极线路一侧上的、共模扼流圈CMC与滤波电容器CN之间的连接点连接到初级侧地，从而处于地电位。平滑电容器Ci2的负极端连接到初级侧地。
位于后续级上的开关器件Q1和Q2的串联电路与平滑电容器Ci1并联。即，在这种情况下，利用平滑电容器Ci1两端的电压，获得直流输入电压(整流与平滑电压Ei)。
下面说明具有这种配置的功率因数改进电路3的操作。
首先，在交流输入电压VAC的负极性时段，整流电流从交流市电AC的负极线路流过整流二极管D2→松耦合变压器VFT的次级绕组N12→平滑电容器Ci2→交流市电ACD的负极线路的通路。
通过使整流电流流过上述整流电流通路，平滑电容器Ci2被充电，从而在平滑电容器Ci2两端获得其电平相当于交流输入电压VAC乘以1的电平的电位。
此时，在松耦合变压器VFT的次级绕组上感应的交流电压施加到整流二极管D2。因此，整流二极管D2开关而且中断该整流电流，因此，该整流电流形成具有开关周期的交变波形。顺便提一句，开关周期的高频分量被吸收，从而流过上述整流电流通路的滤波电容器CN。
在交流输入电压VAC的下一个负极性时段，整流电流从交流市电AC的正极线路流过平滑电容器Ci2→松耦合变压器VFT的次级绕组N12→整流二极管D1→平滑电容器Ci1→交流市电AC的负极线路(初级侧地)的通路。
通过使整流电流流过上述整流电流通路，平滑电容器Ci1被充电，使得在平滑电容器Ci2的两端获得的电位叠加在交流输入电压VAC的电平上。因此，在平滑电容器Ci1的两端获得其电平相当于交流输入电压VAC的两倍的整流与平滑电压Ei。即，实现倍压整流操作。
在上述整流电流通路中，在松耦合变压器VFT的次级绕组N12上感应的交流电压施加到整流二极管D1。因此，整流二极管D1开关该整流电流。
因此，还是在这种情况下，根据在交流输入电压VAC的每个正极性时段/负极性时段，松耦合变压器VFT的反馈电压反馈的开关输出，开关整流电流。即，实现功率因数改进操作。
顺便提一句，例如，根据第六实施例采用图17或者图19所示功率因数改进电路3的配置的电源电路上设置了图18所示作为修改的次级侧并联谐振电路。即，可以附加次级侧并联谐振电路，而不受功率因数改进电路3的配置的限制。
接着，将说明根据第七实施例的电源电路。根据第七实施例的电源电路是所谓宽范围电源电路，它可以处理交流市电AC＝100V制式和AC＝200V制式。根据第七实施例的电源电路与根据第五和第六实施例的电源电路的相同之处在于，电源电路处理负载功率Po＝250W或者更高。
图23示出根据第七实施例的电源电路的配置例子。顺便提一句，在该图中，利用同样的参考编号表示与示出根据第一至第五实施例的电源电路的配置的附图中的部分相同的部分，因此，省略说明它们。
在该图所示的功率因数改进电路3上，以与图12所示根据第五实施例的电源电路的功率因数改进电路3中的连接方式相同的连接方式，将一个滤波电容器CN、包括慢速恢复型整流二极管Da至Dd的桥式整流电路Di以及两个快速恢复型整流二极管D1和D2连接在一起。
在这种情况下，设置两个平滑电容器Ci1和Ci2，作为用于产生整流与平滑电压Ei(直流输入电压)的平滑电容器。如该图所示，平滑电容器Ci1和Ci2互相串联。平滑电容器Ci1的正极端连接到整流与平滑电压Ei的桥式整流电路Di的正极输出端与快速恢复型整流二极管之间的连接点。平滑电容器Ci2的负极端连接到初级侧地。
通过开关S，互相串联的平滑电容器Ci1的负极端与平滑电容器Ci2的正极端之间的连接点连接到位于交流市电AC的负极线路一侧的、共模扼流圈CMC与滤波电容器CN之间的连接点。
开关S执行开关，以便在对于应AC 100V制式输入等于、小于150V的交流输入电压VAC时被接通，而在对于应AC 200V制式输入等于150V或者更高的交流输入电压VAC时被断开。尽管图23中未示出用于开关S的开关控制的电路部分，但是，例如，将继电器开关用作开关S。因此，设置一个被配置用于检测交流输入电压VAC的电平并根据检测结果通过驱动电磁继电器开关开关S的电路部分就足够了。
下面说明具有这样配置的整流电路系统的功率因数改进电路3的操作。
首先，当对应交流市电AC＝100V制式输入低于150V的交流输入电压VAC，并因此接通开关S时，如下形成倍压整流电路。
在交流输入电压VAC处于正极性时，第一整流电流在交流市电AC的正极线路→整流二极管Da→平滑电容器Ci1→开关S→交流市电AC的负极线路的通路上流动，而第二整流电流在交流市电AC的正极线路→松耦合变压器VFT的次级绕组N12→整流二极管D1→平滑电容器Ci1→开关S→交流市电AC的负极线路→滤波电容器CN的通路上流动。
该第一整流电流和第二整流电流对平滑电容器Ci1充电。因此，利用平滑电容器Ci1两端的电压，获得其电平相当于交流输入电压VAC乘以1的直流电压。
在其上流动第二整流电流的整流电流通路上，根据在松耦合变压器VFT的次级绕组N12上感应的交流电压，快速恢复型整流二极管D1开关第二整流电流。即，第二整流电流形成交变波形。
在交流输入电压VAC处于负极性时，第一整流电流在交流市电AC的负极线路→开关S→平滑电容器Ci2→整流二极管Db→交流市电AC的正极线路的通路上流动，而第二整流电流从交流市电AC的负极线路通过开关S流入平滑电容器Ci2→整流二极管D2→松耦合变压器VFT的次级绕组N12→交流市电AC的正极线路→滤波电容器CN的通路。
该第一整流电流和第二整流电流对平滑电容器Ci2充电。因此，利用平滑电容器Ci2两端的电压，获得其电平相当于交流输入电压VAC乘以1的直流电压。
因此，利用平滑电容器Ci1-Ci2的串联电路两端的电压，获得其电平相当于交流输入电压VAC的两倍的直流电压。即，实现倍压整流操作。
此外，在交流输入电压VAC的负极性时段，在其上流动第二整流电流的整流电流通路上，根据在松耦合变压器VFT的次级绕组N12上感应的交流电压，快速恢复型整流二极管D2开关第二整流电流。因此，第二整流电流形成交变波形。
因此，分别在交流输入电压VAC的正时段/负时段，快速恢复型整流二极管D1或者D2开关第二整流电流，从而以交变波形流动。如上所述，由于整流电流分量这样形成交变波形，所以交流输入电流IAC的导通角增大，从而改进功率因数。
当对应交流市电AC＝200V制式输入150V或者更高的交流输入电压VAC时，开关S断开。开关S处于断开时功率因数改进电路3的电路配置与图12所示根据第五实施例的电源电路上的功率因数改进电路的电路配置相同。具体地说，在这种情况下，利用全波整流操作整流的电流对平滑电容器Ci1-Ci2的串联电路充电。利用平滑电容器Ci1-Ci2串联电路两端的电压，获得其电平相当于交流输入电压VAC乘以1的整流与平滑电压Ei(直流电压)。
此外，在这种情况下，正如参考图12所述，实现分别在交流输入电压VAC的正时段/负时段，利用快速恢复型整流二极管D1或者D2开关第二整流电流的操作。
图20示出当以约0.7至0.8的耦合系数作为隔离变换变压器PIT的初级绕组N1与次级绕组之间的耦合系数设置耦合状态时，图23所示根据第七实施例的电源电路的等效电路，下面做说明。因此，在这种情况下，隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的实际漏电感也被表示为Lk11+LKk1
因此，在将电源电路看作一个整体时，初级侧与次级侧之间的耦合系数是0.8或者更低。
因此，还这样配置根据第七实施例的电源电路，使得隔离变换变压器PIT仅获得0.90或者更高的耦合系数，例如，参考图13所述。
图21示出在将隔离变换变压器PIT的耦合系数设置为0.90或者更高时，图23所示电源电路的等效电路。
因此，还是在图23所示的电源电路上，可以将隔离变换变压器PIT的初级绕组N1和松耦合变压器VFT的初级绕组N11的部分串联电路看作在隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的励磁电感Le1和松耦合变压器VFT的初级绕组N11的励磁电感Le11之间串联了一个漏电感分量(Lk11+Lk1)。
假定利用图21所示的等效电路表示图23所示的电源电路，以与上述第六实施例相同的方式，形成根据第七实施例的电源电路上的实际隔离变换变压器，从而获得0.93的耦合系数。因此，对于隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的电感LN1和漏电感LK1以及次级绕组N2的电感LN2和漏电感LK2，获得与在第六实施例中描述的值相同的值。
实际上，还以与第六实施例中的方式相同的方式配置松耦合变压器VFT，因此，它具有0.75的耦合系数。此外，对于松耦合变压器VFT的初级绕组N11的电感LN1以及次级绕组N12的电感LN12，获得与在第六实施例中描述的值相同的值。
因此，具有图23所示配置的整个电源电路的耦合系数为0.84，利用图21所示的等效电路表示该电路。因此，获得了比0.80高的耦合系数。
图25和图26示出作为其耦合系数为0.84、图21示出其等效电路的图17所示电源电路的实验结果，对于负载功率Po＝0至250W的变化，AC/DC功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流与平滑电压Ei的变化。图25示出在交流输入电压VAC＝100V时(在是AC 100V制式时)的特性曲线。图26示出在交流输入电压VAC＝230V时(在是AC 200V制式时)的特性曲线。为了获得该图所示的实验结果，选择0.022μF的初级侧串联谐振电容器C1。
根据图25和图26，对于负载功率Po＝0至250W的变化，整流与平滑电压Ei的电平在交流输入电压VAC＝100V时在46V的范围内变化，而在交流输入电压VAC＝230V时在19V的范围内变化。该实验结果还说明，在AC 100V制式和AC 200V制式时，在用于处理负载功率Po＝250W或者更高的复谐振变换器上，充分减小了直流输入电压电平的变化范围。
这两个图所示的AC/DC功率变换效率特性曲线还说明，负载轻时的负载变化范围内的曲线平缓，因此，抑制了功率变换效率在轻负载条件下的降低，或者改进功率变换效率。
关于功率因数，在交流输入电压VAC＝100V时，在负载功率Po＝15W至250W的范围内，保持PF＞0.80，而在交流输入电压VAC＝230V时，在负载功率Po＝100W至250W的范围内，保持PF＞0.75。因此，在交流输入电压VAC的两种输入条件下，满足了电源谐波失真调整。
由于获得了这种特性曲线，所以根据第七实施例的电源电路与上述第五和第六实施例具有同样的效果。
图24示出根据第七实施例的电源电路的修改。顺便提一句，在该图中，利用同样的参考编号表示与图23中的部分相同的各部分，因此省略说明它们。
在该图所示电路的功率因数改进电路3上，省略了图23所示的快速恢复型整流二极管D1和D2。相反，在这种情况下，选择快速恢复型整流二极管作为构成桥式整流电路Di的整流二极管Da至Dd。
在这种情况下，平滑电容器Ci1-Ci2之间的连接点连接到继电器开关S1的端子t2。
继电器开关S1是所谓双位开关。继电器开关S1这样开关，使得利用下面说明的电磁继电器RL，使端子t1交替连接到端子t2或者t3。
在这种情况下，松耦合变压器VFT的次级绕组N12的一端连接到整流与平滑电压Ei(直流输入电压)的正极线路。松耦合变压器VFT的次级绕组N12的另一端连接到交流市电AC的正极线路和桥式整流电路Di的正极输入端。
在这种情况下，形成松耦合变压器VFT的初级绕组N11，以便利用抽头，将它分割为绕组部分N11A和N11B。通过串联谐振电容器C1，绕组部分N11A的一端连接到开关输出点。绕组部分N11A和N11B之间的连接点连接到继电器开关S2的端子t2。绕组部分N11B的一端连接到继电器开关S2的端子t3。
继电器开关S2也是双位开关。这样开关继电器开关S2，使得利用电磁继电器RL，使端子t1交替连接到端子t2或者t3。
在该图中，设置整流电路开关模块5，作为用于驱动继电器RL的电路部分。在这种情况下，将包括二极管D10和电容器C10的半波整流电路获得的直流电压作为检测电压输入到整流电路开关模块5的端子T14。由于对半波整流电路(D10和C10)供应交流市电AC，而且它执行整流操作，所以整流电路开关模块5检测交流输入电压VAC的电平。
电磁继电器连接在整流电路开关模块5的端子T12与T13之间。通过对在端子T12与T13之间流动的电流进行接通/断开控制，整流电路开关模块5驱动电磁继电器RL，从而使继电器开关S1和S2开关。
在交流输入电压VAC的检测电平低于150V时(在AC 100V制式时)，整流电路开关模块5驱动电磁继电器RL，使得继电器开关S1和S2的端子t1-t2互相连接在一起。
首先，在继电器开关S1上，端子t1-t2互相连接在一起，在功率因数改进电路3上形成倍压整流电路。
具体地说，在交流输入电压VAC的正极性时段，整流电流流过交流市电AC的正极线路→整流二极管Da→平滑电容器Ci1→(继电器开关S1)→交流市电AC的负极线路(滤波电容器CN)的通路。此时，电流还流过交流市电AC的正极线路→松耦合变压器VFT的次级绕组N12→平滑电容器Ci1→(继电器开关S1)→交流市电AC的负极线路(滤波电容器CN)的通路。
因此，整流电流对平滑电容器Ci1充电，利用平滑电容器Ci1两端的电压，获得了其电平等于交流输入电压乘以1的电平的直流电压。
如上所述，由于插入了松耦合变压器VFT的次级绕组N12，所以在整流电流通路上叠加了开关周期的交流电压，而且快速恢复型整流二极管Da开关第一整流电流，从而形成交变波形。
在交流输入电压VAC的负极时段，整流电流流过交流市电AC的负极线路→(继电器开关S1)→平滑电容器Ci2→整流二极管Dc→交流市电AC的正极线路(滤波电容器CN)的通路。
此时，整流电流对平滑电容器Ci2充电，从而利用平滑电容器Ci2两端的电压，获得其电平等于交流输入电压VAC乘以1的电平的直流电压。因此，利用互相串联的平滑电容器Ci1-Ci2两端的电压，获得整流与平滑电压Ei，该整流与平滑电压E是其电平相当于交流输入电压VAC的两倍的直流电压。即，实现倍压整流操作。
松耦合变压器VFT的次级绕组N12连接到整流二极管Dc的阴极端。因此，利用快速恢复型整流二极管Dc开关流过上述通路的整流电流，从而形成交变波形。
在继电器开关S2侧的端子t1-t2互相连接在一起时，仅绕组部分N11A有效用作松耦合变压器VFT的初级绕组N11。
接着，在交流输入电压VAC的检测电平是150V或者更高时(在AC 200V制式时)，整流电路开关模块5驱动电磁继电器RL，使得继电器开关S1和S2的端子t1-t3互相连接在一起。
当在继电器开关S1上，端子t1-t2互相连接在一起时，端子t2断开，因此，平滑电容器Ci1-Ci2之间的连接点不连接到交流市电AC的负极线路。因此，全波整流电路形成整流电流。
具体地说，在交流输入电压VAC的正极性时段，整流电流流过交流市电AC的正极线路→→平滑电容器Ci1-Ci2→整流二极管Dd→交流市电AC的负极线路(滤波电容器CN)的通路。此时，充电电流分支，以从交流市电AC的正极线路通过松耦合变压器VFT的次级绕组N12流入平滑电容器Ci1-Ci2。
在交流输入电压VAC的负极时段，整流电流流过交流市电AC的负极线路→整流二极管Db→平滑电容器Ci1-Ci2→整流二极管Dc→交流市电AC的正极线路(滤波电容器CN)的通路。
因此，分别在交流输入电压VAC的正极时段/负极时段，整流电流对互相串联的平滑电容器Ci1-Ci2充电，从而利用平滑电容器Ci1-Ci2两端的电压，获得其电平相当于交流输入电压VAC乘以1的整流与平滑电压Ei(直流输入电压)。即，实现全波整流操作。
在继电器开关S2上的端子t1-t3互相连接在一起时，绕组部分N11A和N11B有效用作松耦合变压器VFT的初级绕组N11。
从上面所做的描述可以看出，与图23所示的电源电路相同，通过采用在AC 100V制式时的倍压整流操作与AC 200V制式时的全波整流操作之间开关用于产生整流与平滑电压Ei的整流电路系统的配置，图24所示的电源电路可以是宽范围的。
在AC 100V制式和AC 200V制式的时间，分别在交流输入电压VAC的正时段/负时段，构成桥式整流电路Di的整流二极管Da至Dd开关整流电流，因此，还实现了功率因数改进操作。
此外，改变图24所示电路上的松耦合变压器VFT的初级绕组N11，使得在交流输入电压VAC低于150V时(AC 100V制式时)，仅绕组部分N11A有效，而在交流输入电压VAC是150V或者更高时(在AC 200V制式时)，绕组部分N11A-N11B的串联有效。即，这样进行改变，使得与在AC 100V制式时相比，松耦合变压器VFT的初级绕组N11的匝数在AC 200V制式时大。
在松耦合变压器VFT的初级绕组N11的匝数被改变时，初级绕组N11与次级绕组N12的匝数比也发生变化，而且次级绕组N12上感应的并被反馈到整流电流通路的交流电压的电平也发生变化。
因此，例如，在负载功率P0约为250W的条件下，在AC 100V制式时，本实施例的功率因数约为0.75，因此，改进了功率变换效率。
已知与在根据上述实施例的电源电路上相同，例如，在通过利用松耦合变压器VFT使开关输出的反馈电压反馈到整流电流通路，从而改进功率因数的配置中，高频分量的波纹电压叠加在直流输入电压(整流与平滑电压)Ei上。
因此，在图24所示的电路上，尽管初级绕组N1的一端通过初级侧串联谐振电容器C1从松耦合变压器VFT的初级绕组N11连接到开关输出点，但是初级绕组N1的另一端连接到平滑电容器Ci1的正极端。即，初级侧串联谐振电路的一端连接到整流与平滑电压Ei的正极线路，而不连接到初级侧地。
在这种情况下，例如，可以将流过松耦合变压器VFT的初级绕组N11的初级侧谐振电流和交变波形的流过松耦合变压器VFT的次级绕组N12的整流电流设置为互相反相。
因此，在初级绕组N1的一端连接到平滑电容器Ci1的正极端，而且初级侧谐振电流与功率因数改进电路3上流动的电流互相反相时，利用功率因数改进电路3上的电压反馈反馈的反相开关输出分量，消除作为开关输出的初级侧谐振电流的高频分量。
因此，抑制了整流与平滑电压Ei的波纹电压分量。
顺便提一句，如上所述，例如，分别利用松耦合变压器VFT的绕组(N11和N12)的绕组方向，可以将初级侧谐振电流和功率因数改进电路3上流动的电流设置为互相反相。
此外，例如，利用松耦合变压器VFT的绕组(N11和N12)的绕组方向与隔离变换变压器PIT的绕组(N1和N2)的绕组方向之间的关系，实现该设置。
此外，在图24所示的电源电路上，并联谐振电容器C2与隔离变换变压器PIT的次级绕组N2并联，从而形成次级侧并联谐振电路，作为用于将次级侧整流电路的操作变换为电压谐振式操作的电压谐振电路，或者作为用于获得部分电压谐振操作的部分电压谐振电路。
顺便提一句，还是在该实施例中，例如，可以对图23所示的电路配置附加次级侧并联谐振电路。
本发明并不局限于上述电源电路配置。
作为开关器件，例如，只要该器件可以用于外部励磁系统，可以使用诸如IGBT(绝缘栅双极型晶体管)的非MOS-FET器件。此外，可以根据实际情况等，改变上述各部分和元件的常数等。
此外，利用采用半桥式耦合系统的自激式电流谐振变换器，可以形成根据本发明的电源电路。在这种情况下，例如，可以选择双极型晶体管作为开关器件。
此外，适当时，可以改变例如用于在隔离变换变压器PIT的次级侧产生次级侧直流输出电压的电路配置。
此外，功率因数改进电路3的电路配置并不局限于上述实施例说明的配置，而且可以从采用本发明人至此建议的各种电压反馈系统的各电路配置中选择可用配置。
权利要求
1.一种开关电源电路，包括整流与平滑装置，用于产生整流与平滑电压，所述整流与平滑装置包括用于整流交流输入电压的整流器件和用于平滑整流器件整流的电压的平滑电容器；开关装置，被提供所述整流与平滑装置产生的整流与平滑电压，而且用于执行开关操作，利用通过半桥式耦合耦合的两个开关器件构成所述开关装置；开关驱动装置，用于开关驱动所述两个开关器件，以使所述两个开关器件交替接通/断开；隔离变换变压器，通过缠绕初级绕组以及次级绕组形成该隔离变换变压器，所述初级绕组被提供所述开关装置的开关操作获得的开关输出，在初级绕组获得开关输出时所述次级绕组上感应交流电压，而且该隔离变换变压器形成预定长度的间隙，以获得具有要求的耦合系数的松耦合状态；初级侧串联谐振电路，被提供所述开关装置的开关输出，并将所述开关装置的操作变换为电流谐振式操作，至少利用所述初级绕组的漏电感分量和与所述初级绕组串联的初级侧串联谐振电容器的电容形成所述初级侧串联谐振电路；直流输出电压生成装置，被配置以通过接收在所述次级绕组获得的交流电压并执行整流操作，产生次级侧直流输出电压；恒压控制装置，被配置以通过根据所述次级侧直流输出电压的电平，控制所述开关驱动装置来改变所述开关装置的开关频率，对所述次级侧直流输出电压进行恒压控制；以及功率因数改进变压器，通过缠绕功率因数改进初级绕组以及功率因数改进次级绕组，形成该功率因数改进变压器，所述功率因数改进初级绕组与所述初级侧串联谐振电路串联插入，所述功率因数改进次级绕组插入形成为所述整流与平滑装置的整流与平滑通路；其中根据所述功率因数改进初级绕组在所述功率因数改进次级绕组上感应的交流电压，所述整流与平滑装置的整流器件执行开关操作。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述整流与平滑装置是倍压整流与平滑装置，包括两个平滑电容器，即，用于在所述交流输入电压的正时段，平滑通过利用整流器件整流所述交流输入电压获得的电压的平滑电容器，以及用于在所述交流输入电压的负时段，平滑通过利用整流器件整流所述交流输入电压获得的电压的平滑电容器；以及这样形成，使得通过累加所述两个平滑电容器两端的电压获得的电压是所述整流与平滑电压。
3.一种开关电源电路，包括整流与平滑装置，包括多个低频整流器件，用于分别在交流输入电压的正时段/负时段，整流交流输入电压；以及平滑电容器，用于平滑低频整流器件整流的电压；开关装置，被提供所述整流与平滑装置产生的整流与平滑电压，而且用于执行开关操作，利用通过半桥式耦合耦合的两个开关器件构成所述开关装置；开关驱动装置，用于开关驱动所述两个开关器件，以使所述两个开关器件交替接通/断开；隔离变换变压器，通过缠绕初级绕组以及次级绕组形成该隔离变换变压器，所述初级绕组被提供所述开关装置的开关操作获得的开关输出，在初级绕组获得开关输出时所述次级绕组上感应交流电压，而且该隔离变换变压器形成预定长度的间隙，以获得具有要求的耦合系数的松耦合状态；初级侧串联谐振电路，被提供所述开关装置的开关输出，并将所述开关装置的操作变换为电流谐振式操作，至少利用所述初级绕组的漏电感分量和与所述初级绕组串联的初级侧串联谐振电容器的电容形成所述初级侧串联谐振电路；直流输出电压生成装置，被配置以通过接收在所述次级绕组获得的交流电压并执行整流操作，产生次级侧直流输出电压；恒压控制装置，被配置以通过根据所述次级侧直流输出电压的电平，控制所述开关驱动装置来改变所述开关装置的开关频率，对所述次级侧直流输出电压进行恒压控制；功率因数改进变压器，通过缠绕功率因数改进初级绕组以及功率因数改进次级绕组，形成该功率因数改进变压器，所述功率因数改进初级绕组与所述初级侧串联谐振电路串联插入，所述功率因数改进次级绕组与形成为所述整流与平滑装置的预定整流电流通路并联连接；以及多个高频整流器件，与所述功率因数改进次级绕组串联，用于利用所述功率因数改进初级绕组，分别在功率因数改进次级绕组感应的交流电压的正时段/负时段，执行开关操作，与所述交流输入电压的频率相比，所述交流电压具有高频。
4.根据权利要求3所述的开关电源电路，其中，所述整流与平滑装置是倍压整流与平滑装置，包括两个平滑电容器，即，用于在所述交流输入电压的正时段，平滑通过利用整流器件整流所述交流输入电压获得的电压的平滑电容器，以及用于在所述交流输入电压的负时段，平滑通过利用整流器件整流所述交流输入电压获得的电压的平滑电容器；以及这样形成，使得通过累加所述两个平滑电容器两端的电压获得的电压是所述整流与平滑电压。
5.一种开关电源电路，包括整流与平滑装置，包括多个整流器件，用于分别在交流输入电压的正时段/负时段，整流交流输入电压；以及平滑电容器，用于平滑整流器件整流的电压；开关装置，被提供所述整流与平滑装置产生的整流与平滑电压，而且用于执行开关操作，利用通过半桥式耦合耦合的两个开关器件构成所述开关装置；开关驱动装置，用于开关驱动所述两个开关器件，以使所述两个开关器件交替接通/断开；隔离变换变压器，通过缠绕初级绕组以及次级绕组形成该隔离变换变压器，所述初级绕组被提供所述开关装置的开关操作获得的开关输出，在初级绕组获得开关输出时所述次级绕组上感应交流电压，而且该隔离变换变压器形成预定长度的间隙，以获得具有要求的耦合系数的松耦合状态；初级侧串联谐振电路，被提供所述开关装置的开关输出，并将所述开关装置的操作变换为电流谐振式操作，至少利用所述初级绕组的漏电感分量和与所述初级绕组串联的初级侧串联谐振电容器的电容形成所述初级侧串联谐振电路；直流输出电压生成装置，被配置以通过接收在所述次级绕组获得的交流电压并执行整流操作，产生次级侧直流输出电压；恒压控制装置，被配置以通过根据所述次级侧直流输出电压的电平，控制所述开关驱动装置来改变所述开关装置的开关频率，对所述次级侧直流输出电压进行恒压控制；以及功率因数改进变压器，通过缠绕功率因数改进初级绕组以及功率因数改进次级绕组，形成该功率因数改进变压器，所述功率因数改进初级绕组与所述初级侧串联谐振电路串联插入，所述功率因数改进次级绕组与形成为所述整流与平滑装置的预定整流电流通路并联连接；其中根据所述功率因数改进初级绕组在所述功率因数改进次级绕组上感应的交流电压，所述整流与平滑装置的整流器件执行开关操作。
6.根据权利要求1、3和5之一所述的开关电源电路，其中，在所述功率因数改进初级绕组与所述功率因数改进次级绕组之间，获得要求的耦合系数的松耦合状态；以及为了在所述隔离变换变压器获得要求值或者更高值的耦合系数，以与作为整个所述电源电路的耦合系数获得的要求的耦合系数对应，将所述隔离变换变压器的间隙设置为预定值范围内的长度。
7.根据权利要求1、3和5之一所述的开关电源电路，进一步包括通过至少包括与所述两个开关器件至少之一并联的部分电压谐振电容器的电容和所述初级绕组的漏电感分量形成的初级侧部分电压谐振电路，仅根据使每个所述开关器件开关的时间，所述初级侧部分电压谐振电路执行电压谐振操作。
8.根据权利要求5所述的开关电源电路，其中，所述整流与平滑装置包括由四个利用桥式连接连接的整流器件和两个互相串联的平滑电容器构成的电路，使得利用全波整流获得的整流电流，所述四个利用所述桥式连接连接的整流器件对串联的所述两个平滑电容器进行充电；以及所述开关电源电路进一步包括开关装置，被插入以在所述两个平滑电容器与交流电线路之间开/关，以及开关控制装置，用于进行控制，以在所述交流电的电平是基准值或者更高时，断开所述开关装置，而在所述交流电的电平低于基准值时，接通所述开关装置。
9.根据权利要求5所述的开关电源电路，其中，利用抽头，将所述功率因数改进初级绕组分割为两个部分，所述功率因数改进初级绕组的一个分割部分的端部连接到所述初级侧串联谐振电容器；以及所述开关电源电路进一步包括开关装置，用于执行开关，以选择所述功率因数改进初级绕组的另一个分割部分的端部和所述抽头的端子，作为要连接到隔离变换变压器的初级绕组的端部的部分，以及开关控制装置，用于执行控制，以在所述交流电的电平是基准值或者更高时，使所述开关装置选择所述功率因数改进初级绕组的另一个分割部分的端部，而在所述交流电的电平低于基准值时，使所述开关装置选择所述抽头的端子。
全文摘要
一种具有功率因数改进功能、可以改进该电路的功率变换效率并使该电路实现小型化而且重量轻的开关电源电路。通过利用初级侧的半桥式耦合，至少将部分谐振电压电路与电流谐振变换器组合在一起，制备复谐振变换器。通过利用功率因数改进变压器(松耦合变压器VFT)将复谐振变换器的开关输出电压反馈到整流电流通路，以使整流二极管间隙地形成整流电流，从而增大交流输入电流的导通角，实现功率因数的改进。这样，例如，具有功率因数改进电路的电源电路不需要将扼流圈插入交流市电线路的配置。
文档编号H02M3/24GK1717857SQ20038010439
公开日2006年1月4日 申请日期2003年11月28日 优先权日2002年11月29日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社