开关电源电路的制作方法

文档序号:7488068阅读:484来源:国知局
专利名称:开关电源电路的制作方法
技术领域
本发明涉及开关电源电路以及包含所述开关电源电路的等离子显示设备,其中,所述开关电源电路包括用于提高功率因数的电路。
背景技术
近年来,由于已经开发能承受比较大的高频电流和电压的开关元件,因此,对工业电源进行整流以获得所希望DC电压的大多数电源电路形成为开关型的电源电路。
开关电源电路通过使用高开关频率而减小变压器和其它装置的尺寸,并且用作高功率DC-DC变换器,并用作各种电子设备的电源。
顺便提一下,通常,如果对工业电源进行整流,那么,由于流经平滑电路的电流的波形失真,因此有指示电源利用效率的功率因数受损失的问题。
进一步地,需要对策来抑制由失真波形电流所产生的谐波。
因而,提出一种包括所谓有源滤波器的方法,其中,在整流电路系统中设置PWM控制式的递升型变换器,以使功率因数接近1(例如参照日本专利特开平Hei 6-327246(图11))。
图8的电路图示出上述此种有源滤波器的基本配置。
参照图8,桥式整流电路Di连接到工业AC电源AC。输出电容器Cout并联到桥式整流电路Di的正/负极线。桥式整流电路Di的整流输出提供给输出电容器Cout,从而,得到DC电压Vout,作为输出电容器Cout两端的电压。向负载10提供DC电压Vout,作为输入电压,所述负载10例如为下一级中的DC-DC变换器。
对于用于提高功率因数的配置,如图8所示,设置电感器L、高速恢复型二极管D、电阻器Ri、开关元件Q和乘法器11。
电感器L和二极管D串联插入到桥式整流电路Di的正极输出端和输出电容器Cout的正电极端之间。
电阻器Ri插入到桥式整流电路Di的负极输出端(初级侧接地)和输出电容器Cout的负极端之间。
进一步地,在此情况下,对于开关元件Q,有选择性地使用MOS-FET,并且,如图8所示,开关元件Q插入到电感器L和二极管D之间节点与初级侧接地之间。
电流检测线LI和波形输入线Lw作为前馈电路连接到乘法器11,并且,电压检测线LV作为反馈电路连接到乘法器11。
乘法器11检测从电流检测线LI输入的整流电流的电平,其中,所述整流电流流向桥式整流电路Di的负极输出端。
进一步地,乘法器11检测从波形输入线Lw输入的在桥式整流电路Di正极输出端的整流电压波形。这与工业AC电源AC(AC输入电压)的波形检测为绝对值的事实相对应。
进一步地,乘法器11检测从电压检测线LV输入的输出电容器Cout的DC电压Vout的变化差异。换句话说,乘法器11检测将要输入到负载10的DC输入电压的变化差异。
接着,从乘法器11输出用于驱动开关元件Q的驱动信号。
流向桥式整流电路Di的负极输出端的整流电流从电流检测线LI输入到乘法器11。乘法器11检测从电流检测线LI输入的整流电流电平。进一步地,乘法器11检测从电压检测线LV输入的输出电容器Cout的DC电压Vout(DC输入电压)的变化差异。进而,乘法器11检测从波形输入线Lw输入的在桥式整流电路Di正极输出端的整流电压波形。
这与工业AC电源AC(AC输入电压)的波形检测为绝对值的事实相对应。
首先,乘法器11使按上述方式从电流检测线LI检测的整流电流电平与从电压检测线LV检测的DC输入电压的变化差异相乘。接着,乘法器11从乘法结果和从波形输入线Lw检测的AC输入电压产生其波形与AC输入电压VAC波形相同的电流指令值。
进而,乘法器11互相比较上述电流指令值和实际AC输入电流电平(基于电流检测线LI的输入而检测的),并且,根据所述差异而对PWM信号执行PWM控制,基于PWM信号而产生驱动信号。用驱动信号对开关元件Q进行开关驱动。结果,控制AC输入电流具有与AC输入电压相同的波形,并且,提高功率因数以使它几乎接近1。进一步地,在此情况下,由于控制乘法器11产生的电流指令值以使其振幅根据DC输入电压(Vout)的变化差异而变化,因此,也抑制DC输入电压(Vout)的变化。
图9(a)示出输入到图8所示有源滤波器电路的输入电压Vin和输入电流Iin。输入电压Vin与作为桥式整流电路Di的整流输出的电压波形相对应,并且,输入电流Iin与作为桥式整流电路Di的整流输出的电流波形相对应。这里,尽管输入电流Iin的波形具有与桥式整流电路Di的整流输出电压(电压Vin)波形相同的导通角,但这表示从工业AC电源AC流向桥式整流电路Di的AC输入电流的波形也具有与电流Iin波形相同的导通角。换句话说,获得接近1的功率因数。
图9(b)示出输入到输出电容器Cout并从其输出的能量(功率)Pchg的变化。当输入电压Vin为高时,输出电容器Cout积累能量,但当输入电压Vin为低时,输出电容器Cout发射能量,由此保持输出电压的流动。
图9(c)示出输出电容器Cout的充/放电电流Ichg的波形。从充/放电电流Ichg具有与图9(b)中输入/输出能量Pchg的波形相同的相位看出,充/放电电流Ichg是根据输出电容器Cout的能量Pchg的积累/发射操作而流动的电流。
与输入电压Vin不同,充/放电电流Ichg具有与AC线电压(工业AC电源AC)的二次谐波基本相同的波形。如图9(d)所示,借助能量在输出电容器Cout的流进和流出,基于AC线电压的二次谐波分量而产生波纹电压Vdc。波纹电压Vdc具有与图9(c)所示充/放电电流Ichg相差90°的相位差,以便保存无效能量。考虑到处理二次谐波的波纹电流和升压变换器开关的高频波纹电流而确定输出电容器Cout的额定值,其中,升压变换器开关用于对波纹电流进行调制。
图10示出有源滤波器的配置实例,其中,有源滤波器包括图8电路配置作为基本配置,并进一步包括基本控制电路系统。应指出,与图8相同的元件用相同的参考符号表示,并在此省略其描述。
在桥式整流电路Di的正极输出端和输出电容器Cout的正极端之间设置开关预调整器17。开关预调整器17是由图8中开关元件Q、电感器L、二极管D等形成的部件。
进一步地,包括乘法器11的控制电路系统进一步包括电压误差信号放大器12、除法器13和平方器14。
电压误差信号放大器12借助分压电阻器Rvo-Rvd而分割输出电容器Cout的DC电压Vout,并且把分割的电压输入到运算放大器15的非-非门输入。基准电压Vref输入到运算放大器15的非门输入。运算放大器15利用反馈电阻器Rv1和电容器Cv1确定的放大系数,而放大其电平与所分割DC电压Vout和基准电压Vref之间误差相对应的电压,并且,向除法器13输出得到的电压,作为误差输出电压Vvea。
进一步地,所谓的前馈电压Vff输入到平方器14。前馈电压Vff是通过用平均电路16(Rf11、Rf12、Rf13、Cf11、Cf12)对输入电压Vin取平均而获得的输出(平均输入电压)。平方器14对前馈电压Vff求平方,并向除法器13输出得到的值。
除法器13用电压误差信号放大器12的误差输出电压Vvea除以从平方器14输出的平均输入电压的平方值,并向乘法器11输出作为除法结果的信号。
简而言之,由平方器14、除法器13和乘法器11的系统形成电压回路。接着,从电压误差信号放大器12输出的误差输出电压Vvea在由乘法器11乘以整流输入信号Ivac之前的阶段中,除以平均输入电压(Vff)的平方。通过此电路,电压回路增益保持不变,是平均输入电压(Vff)的平方,没有任何变化。前馈电压Vff具有在电压回路中正向馈送的开环校正的功能。
向乘法器11输入除法器13通过除误差输出电压Vvea而获得的除法器13输出,并且,通过电阻器Rvac向乘法器11输入桥式整流电路Di的正极输出端(整流输出线)的整流输出(Iac)。在这,整流输出不表示为电压而是表示为电流(Iac)。乘法器11使所述输入相乘,产生并输出电流编程信号(乘法器输出信号)Imo。这与以上结合图8描述的电流指令值相对应。通过改变电流编程信号的平均振幅而控制输出电压Vout。具体地,根据电流编程信号的平均振幅的变化而产生PWM信号,并且,利用基于PWM信号的驱动信号而执行开关驱动,以控制输出电压Vout的电平。
相应地,电流编程信号具有用于控制输入电压和输出电压的平均振幅波形。应指出,有源滤波器不仅控制输出电压Vout,而且控制输入电压Vin。接着,由于可以说前馈电路中的电流回路用整流线电压进行编程,因此,对下一级中的变换器(负载)的输入变为电阻性输入。
图11示出电源电路的配置实例,其中,电流谐振型变换器连接到具有图10所示配置的有源滤波器,作为下一级。图11所示电源电路准备用于VAC=85V-288V的AC输入电压。简而言之,电源电路是准备用于AC 100V系统和AC 200V系统工业AC电源的AC输入电压的所谓大范围就绪型(全球规范)。进一步地,电源电路准备用于的负载功率是600W或更大。进一步地,电流谐振型变换器采用单独激励半桥耦合系统的配置。
图11所示电源电路设置在诸如电视接收机和监视器设备的显示设备中,其中,所述显示设备包括近年来已经流行、并正在普及的等离子显示板。换句话说,图11所示电源电路向显示设备(等离子显示设备)的内部电路提供工作电源,其中,所述显示设备包括如上所述的等离子显示板。
在此情况下,两个共模扼流线圈CMC、CMC和三个跨接电容器CL以图11所示连接方案连接到工业AC电源AC线路,以形成用于共模噪声的线路噪声滤波器。
进一步地,在此情况下,示出插入到工业AC电源AC线路中的主开关SW,其中,主开关SW用于激活/去激活电源。
两个桥式整流电路Di1和Di2的正极输入端和负极输入端分别共同地连接到工业AC电源AC的正/负极线路。进一步地,桥式整流电路Di1和Di2的正极输出端互相连接,并且,桥式整流电路Di1和Di2的负极输出端(接地端)互相连接。简而言之,在此情况下,为工业AC电源AC提供两级桥式整流电路。
进一步地,由一个扼流线圈LN和三个滤波电容器(薄膜电容器)CN、CN、CN按图11所示方式连接而形成的普通模式噪声滤波器4连接在桥式整流电路Di1和Di2的正极输出端和负极输出端(初级侧接地)之间。
在普通模式噪声滤波器4的下一级设置有源滤波器电路8。
有源滤波器电路8基于以上结合图10描述的配置。具体地,有源滤波器电路8包括PWM控制型的递升型变换器,该变换器在从桥式整流电路Di1和Di2输入的整流输出之间执行切换。例如,形成包括开关元件和控制电路系统的上述递升型变换器,其中,控制电路系统根据PWM控制系统而驱动开关元件。
进一步地,为了处理与本发明情形相同的例如负载功率Po=600W或更大的重负载条件,采用设置且并联多个开关元件的对策等。当负载为重负载时,尤其是在AC输入电压VAC为100V或更小的条件下,非常高的电流流经开关元件。因此,多个开关元件按上述方式并联,从而,抑制流向每个开关器件的开关电流的峰值电平。从而,有源滤波器电路8的可靠性得到增强。
此时,控制电路系统包括乘法器、除法器、误差电压放大器、PWM控制电路、用于输出驱动信号的驱动电路等,并且例如形成为单个IC芯片,其中,所述驱动信号用于开关驱动所述开关元件。在作为控制电路系统的IC中包含与图10所示乘法器11、误差电压放大器12、除法器13、平方器14等相应的电路部件。并且,反馈电路系统和前馈电路系统按以上结合图8和10描述的方式连接到作为控制电路系统的IC芯片,并且,作为控制电路系统的IC芯片通过基于电路系统反馈输出的PWM控制而驱动开关元件。
根据基于PWM控制的驱动信号而在具有上述配置的有源滤波器电路8中执行开关元件的开关驱动,从而,整流输出电流的导通角与以上结合图8和10描述的整流输出电压波形的导通角基本相同。整流输出电流的导通角与整流输出电压波形的导通角基本相同表示从工业AC电源AC流入的AC输入电流的导通角与AC输入电压VAC波形的导通角基本相同,结果,控制功率因数接近1。简而言之,实现功率因数的提高。在实际情况中,当负载功率Po=600W时,获得功率因数PF≈0.995的特性。
进一步地,图11所示有源滤波器电路8还操作得使整流平滑电压Ei的平均值(与图10中的Vout相对应)为在AC输入电压VAC=85V-288V范围内的固定电压。简而言之,与AC输入电压VAC=85V-264V的变化范围无关地,向下一级的电流谐振型变换器提供稳定在375V的DC输入电压。
AC输入电压VAC=85V-288V的范围连续覆盖工业AC电源的AC 100V系统和AC 200V系统。相应地,与工业AC电源AC是否为100V系统或200V系统无关地,向下一级的开关变换器提供相同电平的稳定DC输入电压(Ei)。简而言之,图11所示电源电路还通过设置有源滤波器而形成为准备用于大范围的电源电路。
在此情况下,一组三个平滑电容器CiA、CiB和CiC在下一级中串联到有源滤波器电路8。
该组平滑电容器[CiA//CiB//CiC]与图8和10中的输出电容器Cout相对应。相应地,在此情况下,得到的整流平滑电压Ei是在并联的平滑电容器组[CiA//CiB//CiC]两端的电压。整流平滑电压Ei作为DC输入电压提供给下一级的变换器部分201、202和203。接着,如上所述,在此情况下,在平滑电容器[CiA//CiB//CiC]两端的电压(整流平滑电压Ei)稳定在375V。
进一步地,在图11所示的电源电路中,为了处理上述重负载条件,设置多个组合谐振型变换器,其中,所述组合谐振型变换器使用整流平滑电压Ei的DC输入电压作为工作电压。组合谐振型变换器在此指具有以下配置的开关变换器除了使谐振型开关变换器工作的谐振电路以外,还在初级侧或次级侧增加另一谐振电路,从而,多个谐振电路在一个开关变换器中组合工作。在图11中,设置第一变换器部分201、第二变换器部分202和第三变换器部分203三个组合谐振型变换器。这里,每个组合谐振型变换器由增加到下述电流谐振型变换器上的初级侧部分电压谐振电路形成。
例如,第一变换器部分201包括图11所示的两个开关元件Q1和Q2,作为其组件。在此情况下,开关元件Q1和Q2以半桥连接方式连接,从而,开关元件Q1用作高端开关元件,而开关元件Q2作为低端开关元件,并且,开关元件Q1和Q2并联到整流平滑电压Ei(DC输入电压)。简而言之,第一变换器部分201具有半桥耦合型电流谐振型变换器的配置。
在此情况下的电流谐振型变换器是单独激励型,并且,与此相对应,MOS-FET用于开关元件Q1和Q2。箝位二极管DD1和DD2分别并联到开关元件Q1和Q2,从而,形成开关电路。箝位二极管DD1和DD2分别形成当关闭开关元件Q1和Q2时反向电流流动的路径。
控制IC 2包括用于以单独激励方式驱动电流谐振型变换器的振荡电路、控制电路、保护电路等。控制IC 2是在其内部具有双极性晶体管的模拟IC(集成电路)。
控制IC 2以输入到电源输入端Vcc的DC电压工作。在此情况下,经电阻器Rs输入的整流平滑电压Ei输入到电源输入端Vcc。进一步地,接地电极E直接连接到初级侧接地。
控制IC 2包括两个驱动信号输出端VGH和VGL,作为用于向开关元件输出驱动信号(栅电压)的端子。
从驱动信号输出端VGH输出用于开关驱动高端开关元件的驱动信号,从驱动信号输出端VGL输出用于开关驱动低端开关元件的另一驱动信号。
在此情况下,驱动信号输出端VGH连接到高端开关元件Q1的栅极。同时,驱动信号输出端VGL连接到低端开关元件Q2的栅极。
结果,从驱动信号输出端VGH输出的高端驱动信号施加到开关元件Q1的栅极,并且,从驱动信号输出端VGL输出的低端驱动信号施加到开关元件Q2的栅极。
控制IC 2从内部振荡电路产生所需频率的振荡信号。接着,控制IC 2利用振荡电路产生的振荡信号,而产生高端驱动信号和另一低端驱动信号。这里,高端驱动信号和低端驱动信号按具有180°相位差的相互关系产生。接着,从驱动信号输出端VGH输出高端驱动信号,并且,从驱动信号输出端VGL输出低端驱动信号。
由于高端驱动信号和低端驱动信号分别施加到开关元件Q1和Q2上,因此,在驱动信号具有H电平的周期内,开关元件Q1或Q2的栅电压变得等于或高于栅极阈值,并且,开关元件Q1或Q2置于接通状态。另一方面,在驱动信号具有L电平的另一周期内,栅电压变得等于或低于栅极阈值,并且,开关元件Q1或Q2置于断开状态。从而,在开关元件Q1和Q2交替接通/断开的时刻,以所需开关频率来开关驱动所述开关元件Q1和Q2。
向控制IC 2的激活端Vt输入从微机(在图11中未示出)输出的起动信号Vt1,其中,所述微机设置在包含图11所示电源电路的设备中。
在起动信号输入时激活控制IC 2,开始其操作。简而言之,控制IC 2开始从驱动信号输出端VGH和驱动信号输出端VGL输出驱动信号。相应地,第一变换器201的操作开始时间由控制IC 2的起动信号Vt1的输入时间来确定。
设置用于把开关元件Q1和Q2的开关输出从初级侧传送到次级侧的绝缘换流变压器PIT-1。
绝缘换流变压器PIT-1的初级绕组N1在其端部通过初级侧串联谐振电容器C1连接到开关元件Q1和Q2的节点(开关输出点),并且在其另一端部连接到初级侧接地。这里,初级侧串联谐振电路由初级侧串联谐振电容器C1的电容和初级绕组N1的漏电感(L1)形成。当向初级侧串联谐振电路提供开关元件Q1和Q2的开关输出时,初级侧串联谐振电路执行谐振操作,从而使由电流谐振型开关元件Q1和Q2形成的开关电路进行操作。
部分谐振电容器Cp并联在开关元件Q2的漏极-源极之间。部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的电流检测线LI共同形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。接着,获得只在开关元件Q1和Q2接通时才发生电压谐振的部分电压谐振操作。
以此方式,图11所示电源电路具有组合谐振型变换器的形式,其中,构成谐振型初级侧开关变换器的谐振电路与另一谐振电路结合。
在绝缘换流变压器PIT-1的次级侧上,互相独立地缠绕两个次级绕组N2a和N2b,作为次级绕组。
在此情况下,如图11所示,次级绕组N2a具有设置在其上的中心抽头,其中,中心抽头连接到次级侧接地,并且,由整流二极管Do1和Do2以及平滑电容器Co1形成的全波整流电路连接到次级绕组N2a。结果,获得次级侧DC输出电压Eo1,Eo1是平滑电容器Co1两端的电压。次级侧DC输出电压Eo1提供给未示出的负载侧并被分流,并且,作为用于控制电路1的检测电压而输入。
控制电路1向控制IC 2的控制输入端Vc提供其电平根据输入的次级侧DC输出电压Eo1的电平而调节的电压或电流。例如,控制IC2根据输入到控制输入端Vc的控制输出而调节振荡信号的频率,以调节将要从驱动信号输出端VGH和VGL输出的驱动信号的频率。结果,可变地控制开关元件Q1和Q2的开关频率,并且,由于以此方式调节开关频率,因此,次级侧DC输出电压Eo1的电平被控制为固定的。换句话说,执行根据开关频率控制方法的稳定化。
进一步地,在此情况下,电路形成得使次级侧DC输出电压Eo1分流,以形成次级侧DC输出电压Eo和Eo2。
用于产生次级侧DC输出电压Eo的电路系统形成为递降式变换器,其中,按图11所示方式连接由MOS-FET形成的开关元件Q7、整流二极管Dcn1、用于除去高频噪声的扼流线圈L1、平滑电容器Co以及用于执行PWM(脉宽调制)控制的控制电路7。
开关元件Q7由控制电路7开关驱动,切换次级侧DC输出电压Eo1,以获得交流输出。由扼流线圈L1、整流二极管Dcn1和平滑电容器Co形成的半波整流电路对交流输出进行整流和平滑,以产生次级侧DC输出电压Eo,其中,Eo是平滑电容器Co两端的电压。
这里,控制电路7根据次级侧DC输出电压Eo的电平而执行PWM控制。结果,控制开关元件Q7的开关操作,从而,开关频率根据次级侧DC输出电压Eo的电平而固定,并且,在一个开关周期内的接通周期是变化的。从而,控制次级侧DC输出电压Eo的电平被控制为固定的。换句话说,实现次级侧DC输出电压Eo的稳定。
而且,用于产生次级侧DC输出电压Eo2的电路系统形成为递降式变换器,其中,以与上述用于产生次级侧DC输出电压Eo1的电路系统相似的连接方案连接由MOS-FET形成的开关元件Q8、整流二极管Dcn2、扼流线圈L2、平滑电容器Co2和控制电路7。
相应地,同样在此情况下,获得由控制电路7的PWM控制稳定的次级侧DC输出电压Eo2,Eo2为平滑电容器Co2两端的电压。
此时,对于次级绕组N2b,形成由桥式整流电路DBR和平滑电容器Co3形成的全波整流电路,并且,通过全波整流电路的整流平滑而获得次级侧DC输出电压Eo3,Eo3为平滑电容器Co3两端的电压。
第二变换器部分202具有组合谐振型变换器的配置,其中,通过以与上述第一变换器部分201相似的连接方案连接以半桥连接方式连接的开关元件Q3和Q4、箝位二极管DD3和DD4、部分谐振电容器Cp、控制IC 2、绝缘换流变压器PIT-2的初级绕组N1等而组合电流谐振型变换器和初级侧部分电压谐振电路。
进一步地,第二变换器部分202的初级侧在次级绕组N2的中心抽头连接到次级侧接地,并且,对于次级绕组N2,以图11所示方式形成包括整流二极管Do1和Do2、平滑电容器Co4和Co5、以及用于除去噪声的电阻器R1的全波整流电路。从而,产生次级侧DC输出电压Eo4,Eo4为平滑电容器Co5两端的电压。
进一步地,在第二变换器部分202中,由于控制电路7基于在平滑电容器Co4两端获得的次级侧整流平滑电压的电平而执行初级侧变换器的开关频率控制,因此,实现次级侧DC输出电压Eo4的稳定。
进一步地,在第二变换器部分202中,从微机输出的激活信号Vt3输入到控制IC 2的激活端Vt。
而且,第三变换器部分203具有组合谐振型变换器的配置,其中,通过以与第二变换器部分202相似的连接方案连接以半桥连接方式连接的开关元件Q5和Q6、箝位二极管DD5和DD6、部分谐振电容器Cp、控制IC 2、绝缘换流变压器PIT-3(初级绕组N1和次级绕组N2)、整流二极管Do1和Do2、平滑电容器Co6和Co7、以及电阻器R2等而组合电流谐振型变换器和初级侧部分电压谐振电路。
进一步地,从微机输出的激活信号Vt2输入到第三变换器部分203的控制IC 2的激活端Vt。
在上述配置中,从次级侧得到6个次级侧DC输出电压Eo、Eo1-Eo5。次级侧DC输出电压例如具有如下所示的应用和负载规范。
Eo逻辑电源,5V/6A-2AEo1模拟IC驱动电源,12V/0.4AEo2数字IC驱动电源,3.3V/1.5AEo3声音输出电源,26V/1.3A-0.1AEo4数据电源,70V/2.5A-0.35AEo5维持电源,200V/1.75A-0.1A进一步地,单个变换器部分应该准备的最大负载功率为第一变换器部分20175W第二变换器部分202175W以及第三变换器部分203350W总共600W。
进一步地,根据上述变换器部分应该准备的最大负载功率,按以下方式选择绝缘换流变压器的磁心
PIT-1EER-35PIT-2EER-40PIT-3EER-42此时,递降式变换器的扼流线圈L11和L12采用EE-25铁氧体磁心。
设置在等离子显示设备中的电源电路分别与图11所示不同负载条件相应地输出多个次级侧DC输出电压Eo、Eo1-Eo5。进一步地,尤其是在等离子显示设备中,为便于电路配置,当激活电源以开始DC输入电压(整流平滑电压Ei(375V))时,次级侧DC输出电压必需以预定的次序起动。
更具体地,作为逻辑电源的次级侧DC输出电压Eo首先起动,接着,作为维持电源的次级侧DC输出电压Eo5和作为数据电源的次级侧DC输出电压Eo4依次起动。
因而,为了获得上述次级侧DC输出电压的此起动次序,微机向变换器部分(201、202和203)的控制IC 2的起动端Vt输出起动电压Vt1、Vt2和Vt3。在图12的时间图中示出借助起动电压Vt1、Vt2和Vt3的次级侧DC输出电压的起动次序的控制操作。
这里,图11所示电源电路具有所谓的主电源配置,并且,在图11中未示出备用电源。由于微机提供备用电源,因此,即使主电源不处于激活状态,微机可也操作。
接着,如果主开关SW从断开状态切换为接通状态以便激活图11所示电路,其中,图11所示电路是主电源,那么,就向该电路提供工业AC电源AC,并获得整流平滑电压Ei。接着,如果微机检测到整流平滑电压Ei升高到规定电平(例如375V),那么,微机就在时刻t1把起动信号Vt1从L电平切换到H电平,并输出H电平的起动信号Vt1。从而,被输入起动信号Vt1的第一变换器部分201的控制IC 2在时间t1开始开关驱动操作。接着,作为对此的响应,在第一变换器部分201的次级侧上获得的次级侧DC输出电压Eo开始在时间t1从0电平升高,并且在过去一定时间周期的时间点上升高到规定电平(5V)。随后,次级侧DC输出电压Eo借助递降式变换器的恒压控制操作而维持12V的稳定状态。
应指出,在描述中确认由相同的第一变换器部分201产生的其余次级侧DC输出电压Eo1、Eo2和Eo3在与次级侧DC输出电压Eo基本相同的时刻升高。
接着,激活信号Vt2设定为在次级侧DC输出电压Eo如上所述从时间t1开始升高直至升高到规定电平并保持稳定之后的时间t2,激活信号Vt2从L电平切换到H电平,并输出为H电平信号。
从而,在时间t2激活第三变换器部分203的控制IC。作为对此的响应,次级侧DC输出电压Eo5在比时间t2更晚的时间开始从0电平升高,并且,在过去一定时间周期的时间点上,次级侧DC输出电压Eo5固定为规定电平(200V)。
进一步地,在次级侧DC输出电压Eo5如上所述置于规定电平的稳定状态之后的时间t3,微机把激活信号Vt3从L电平切换到H电平。作为对此的响应,在时间t3激活第二变换器部分202的控制IC,并且,次级侧DC输出电压Eo4升高,从而,Eo4开始从时间t3之后从0电平升高,并且在过去一定时间周期的时间点上固定为规定电平(70V)。
以此方式,图11所示电源电路控制次级侧DC输出电压的升高时间,从而,可获得电源电路的适当激活操作。
从前面描述可看出,相关技术的图11所示电源电路形成为以具有图8和10所示通常已知配置的有源滤波器作为基本配置。进一步地,在图11所示电路的情况下,在有源滤波器的下一级中并联三个组合谐振型变换器。进而,在第一变换器部分201的组合谐振型变换器中设置用于获得次级侧DC输出电压Eo和Eo2的递降式变换器。
采用如上所述的配置来实现功率因数的提高。进一步地,图11所示电源电路按以下方式准备用于所谓的大范围,它能以AC 100V系统和AC 200V系统作为工业AC电源进行操作。进一步地,结合用开关控制方法进行恒压控制的电路系统以及在次级侧上设置的所需数量的递降式变换器,以实现次级侧DC输出电压的稳定。
然而,具有图11所示配置的电源电路有以下问题。
图11所示电源电路的功率变换效率由AC-DC功率变换效率(ηAC→DC)和下一级电流谐振型变换器(第一、第二和第三变换器部分201、202和203)的DC-DC功率变换效率(ηDC→DC)的综合值给出。
这里,第一、第二和第三变换器部分201、202和203的DC-DC功率变换效率(ηDC→DC)近似为95%。
此时,当AC输入电压VAC=100V时,有源滤波器的AC-DC功率变换效率(ηAC→DC)为93%,而当AC输入电压VAC=230V时,有源滤波器的AC-DC功率变换效率(ηAC→DC)为95%。
相应地,当AC输入电压VAC=100V时,组合功率变换效率为93%×95%=88.3%并且,当AC输入电压VAC=230V时,组合功率变换效率为95%×95%=90.2%与此相对应地,当AC输入电压VAC=100V时,AC输入功率为679.5W,并且,当AC输入电压VAC=230V时,AC输入功率为665.2W。
简而言之,与AC输入电压VAC=230V(AC 100V系统)时的情形相比,当AC输入电压VAC=100V(AC 200V系统)时,有源滤波器电路侧的变换效率下降,并且总效率下降。
进一步地,必须设计图11所示的电路,以使有源滤波器的AC-DC功率变换效率(ηAC→DC)例如保持为在AC输入电压VAC=100V-230V范围内的94%-97%,从而,该效率不会变得比在负载功率Po=600W或更大的条件下的上述功率变换效率特性更低。
进一步地,虽然在有源滤波器8中执行递升式变换器的开关操作,但是,由于开关操作取决于dv/di和di/dt并且是硬开关操作,因此,产生的噪声级非常高。
进一步地,由于在有源滤波器的下一级中设置三个组合谐振型变换器和两个递降式变换器,因此,它们的开关噪声较高,以至于不能忽略。特别是由于递降式变换器执行硬开关操作,因此,产生的开关噪声量很大。相反,尽管组合谐振型变换器执行软开关操作并且产生比硬开关变换器更小的开关噪声量,但是,由于布置中包括三个组合谐振型变换器,因此总噪声量也同样很大。从这考虑,需要比较有效的降噪措施。
接着,从描述的必要性考虑,图11所示电源电路首先在用于对工业AC电源AC整流的整流电路系统中包括两个桥式整流电路Di1和Di2。
进一步地,在有源滤波器电路8中必需设置多个电源滤波扼流线圈。进而,对于用于开关的半导体元件,必须并联多个开关元件(晶体管、二极管等)并增加驱动电路,从而,可适当地驱动开关元件。进一步地,还必需在半导体元件上连接大尺寸的散热板。
进而,在图11所示电路中,对于工业AC电源AC的线路,形成包括两个共模扼流线圈和三个跨接电容器的线路噪声滤波器。简而言之,需要两级或多级线路噪声滤波器。
进一步地,对整流输出线路设置由扼流线圈LN和三个滤波电容器CN形成的普通模式噪声滤波器4。进而,在有源滤波器电路8中,还必需设置用于开关元件的RC缓冲电路。特别是在图11电路的情况下为了准备用于重负载,形成RC缓冲器的电阻器为水泥电阻器,并具有大尺寸。
以此方式,在实际电路中,需要基于非常大数量部件的降噪措施,这导致增加成本,并增加电源电路板的安装面积。
进而,在图11所示电路中,考虑三种开关变换器以混合方式存在。具体地,它们是有源滤波器电路8中的递升式变换器、形成第一至第三变换器部分201-203的组合谐振型变换器、以及增加到第一变换器部分201上的递降式变换器。
在此情况下,虽然有源滤波器电路8中的递升式变换器的开关频率为50KHz,但第一至第三变换器部分201-203的组合谐振型变换器的开关频率在70KHz-150KHz的范围内。进一步地,第一变换器部分201的递降式变换器例如具有100KHz的开关频率。
在开关变换器的开关频率以此方式互不相同的情况下,有这样的问题初级侧和次级侧的接地电势互相干扰,并且,电源电路的操作容易变得不稳定。
进一步地,图11所示电源电路配置成包括每个均为组合谐振型变换器的三个变换器部分201、202和203。这出于以下事实如结合图12所描述地,在此情况下,必须在时间t1、t2和t3的三个阶段中控制次级侧DC输出电压的上升时刻。
简而言之,输出起动信号,作为用于激活控制IC 2的信号(激活控制信号)。相应地,为了实施与图12所示时间t1、t2和t3相应的次级侧DC输出电压的起动序列,相应地需要根据起动电压Vt1、Vt2和Vt3而激活的三个控制IC。从而,与三个控制IC 2相应地设置三个组合谐振型变换器,并且,根据所需起动序列的次序而分配将由三个组合谐振型变换器产生的次级侧DC输出电压。
然而,对于以上述方式依次起动次级侧DC输出电压的配置,需要与起动信号数量相应的控制IC数量,并且相应地,需要与起动信号数量相应的变换器部分数量。简而言之,这意味着为响应次级侧DC输出电压的起动序列的级数增加,还需要增加变换器部分的数量。
这导致以下缺点如果试图处理次级侧DC输出电压的起动序列的级数增加,那么,变换器部分的数量就只为此增加,结果,以控制IC、绝缘换流变压器PIT、开关元件等开始的变换器部分的组件数量增加超过必需的数量。变换器部分数量的此种增加不是优选的,因为它导致电源电路板的尺寸和重量增加。进一步地,当变换器部分增加时,初级侧开关元件的开关损耗也相应增加,这对于功率变换效率也是不利的。

发明内容
从而,根据本发明,考虑到上述主题,开关电源电路按以下方式配置。
具体地,本发明的开关电源电路接收输入的工业AC电源,以产生整流平滑电压,并且,本发明开关电源电路包括整流平滑部分以及多个开关变换器部分,其中,整流平滑部分能根据所输入工业AC电源的电平进行操作,用于在等压整流操作和倍压整流操作之间执行切换,其中,等压整流操作用于产生其电平等于工业AC电源的整流平滑电压,倍压整流操作用于产生其电平等于两倍工业AC电源的整流平滑电压,并且,多个开关变换器部分用于接收和操作作为DC输入电压的整流平滑电压。
多个开关变换器部分的每一个都包括用于接收DC输入电压以执行开关操作的开关部分和用于开关驱动开关元件的开关驱动部分,其中,所述开关部分由以半桥连接形式连接的高端开关元件和低端开关元件形成。
多个开关变换器部分的每一个都进一步包括通过缠绕至少一个初级绕组和次级绕组而形成的绝缘换流变压器,其中,向所述初级绕组提供通过开关部分的开关操作而获得的开关输出,在所述次级绕组中激励交流电压,所述交流电压作为初级绕组中获得的开关输出。
多个开关变换器部分的每一个都进一步包括初级侧串联谐振电路,所述初级侧串联谐振电路至少由绝缘换流变压器的初级绕组的漏电感分量和串联到初级绕组的初级侧串联谐振电容器的电容形成,用于进行电流谐振型开关部分的操作;以及初级侧部分电压谐振电路,所述初级侧部分电压谐振电路由并联到两个开关元件之一的部分电压谐振电容器的电容和绝缘换流变压器的初级绕组的漏电感分量形成,其中,所述开关元件每一个都形成半桥连接,并且,只根据每个开关元件接通和断开的每个时刻而获得初级侧部分电压谐振电路的电压谐振操作。
多个开关变换器部分的每一个都进一步包括DC输出电压产生部分,所述DC输出电压产生部分用于接收由绝缘换流变压器的次级绕组获得的次级侧AC电压,并执行所接收次级侧AC电压的整流操作,以产生多个次级侧DC输出电压。
多个开关变换器部分的每一个都进一步包括频率控制型固定电压控制部分,所述频率控制型固定电压控制部分根据多个次级侧DC输出电压的所需一个的电平而控制开关驱动部分,改变开关部分的开关频率,对所需一个次级侧DC输出电压执行固定电压控制。
多个开关变换器部分的每一个都进一步包括为所需多个次级侧DC输出电压的每一个设置的电感控制型固定电压控制部分,其中,除了所需一个次级侧DC输出电压之外,所需多个次级侧DC输出电压被要求是固定电压,所需一个次级侧DC输出电压是所述频率控制型固定电压控制部分的固定电压控制的目标,所述电感控制型固定电压控制部分配置为作为饱和电抗器形式的控制变压器的受控绕组插入到用于产生次级侧DC输出电压的次级侧整流电流通路中,所述控制变压器具有控制绕组和缠绕在其上的受控绕组,并且,将要提供给控制绕组的控制电流电平根据输入的次级侧DC输出电压电平而改变,以改变受控绕组的电感,由此对次级侧DC输出电压执行固定电压控制。
多个开关变换器部分的每一个都进一步包括用于操作的开关部分,所述开关部分在预定次级侧DC输出电压升高之后过去预定时间之后的时刻,把用于产生另一预定次级侧DC输出电压的次级侧整流电流通路从断开状态切换到接通状态多个开关变换器部分的每一个都进一步包括用于提高功率因数的功率因数提高电路。功率因数提高电路包括功率因数提高变压器和插入到整流电流通路的所需位置中的整流元件,其中,所述功率因数提高变压器通过缠绕串联插入到初级侧串联谐振电路中的功率因数提高初级绕组以及插入到整流电流通路中的功率因数提高次级绕组而形成,所述整流电流通路形成为整流平滑部分,通过功率因数提高初级绕组,基于在功率因数提高次级绕组中激励的激励电压而执行开关操作,以中断整流电流。
具有上述配置的本发明开关电源电路包括接收和操作整流平滑电压(DC输入电压)的多个开关变换器部分,以便准备用于重负载条件。
每个开关变换器部分具有以下配置部分电压谐振电路与半桥连接型电流谐振型变换器结合。
此时,对于功率因数提高,依靠以下配置而提高功率因数通过具有松耦合的功率因数提高变压器向整流电流通路反馈组合谐振型变换器的开关输出电压,并且,通过整流二极管中断整流电流,由此扩大AC输入电流的导通角,以实现功率因数提高。
接着,为了允许开关电源电路用于大范围,根据工业AC电源电平,在等压整流操作和倍压整流操作之间执行整流平滑部分的整流操作切换,其中,所述整流平滑部分用于产生整流平滑电压(DC输入电压)。
从而,例如,如果试图把电源电路配置为例如包括功率因数提高电路,以便用于大范围,那么,就不必向开关变换器提供用于稳定DC输入电压的有源滤波器。
进一步地,在开关部分把次级侧整流电流通路从断开状态切换到接通状态的同时,此操作是把次级侧整流电流通路产生的次级侧DC输出电压从零电平状态升高到规定电平的操作。在多个次级侧DC输出电压中的预定一个升高之后过去预定时间的时刻执行使次级侧整流电流通路从断开状态切换到接通状态的操作。换句话说,有可能在控制起动时刻的同时,依次起动多个次级侧DC电压。
从此看出,本发明采用以下配置包括功率因数提高功能的大范围开关电源电路不包括有源滤波器。从而,开关电源电路具有以下效果与试图例如借助有源滤波器来提高功率因数的替代情形相比,本发明开关电源电路的功率变换效率提高。
进一步地,本发明的开关电源电路不需要用于配置有源滤波器的大量组成元件。进一步地,由于配置电源电路的电流谐振型变换器和功率因数提高电路执行软开关操作并且显著减小开关噪声,因此,也不必要增强噪声滤波器。
从而,在与相关技术比较时,部件数量明显减少,从而,可预期电源电路的尺寸/重量减小。而且,同样降低成本。
虽然根据本发明的开关电源电路特别用于重负载条件,但是,由于用于重负载的有源滤波器要求更大量的部件,因此,减小尺寸和重量并降低电路成本的效果非常有效。
进而,由于取消有源滤波器,因此,消除在初级侧和次级侧上接地电势之间的干扰,稳定接地电势,并且增强可靠性。
进一步地,为了实现为多个次级侧DC输出电压规定的起动次序,相关技术配置成用起动信号激活单个开关变换器部分的控制IC(开关驱动部分)。从而,相关技术要求设置与将要起动的次级侧DC输出电压的级数即起动信号(激活控制信号)数量相应的许多开关变换器部分。
相反,根据本发明,开关电源电路包括开关部分,使得有可能在控制起动时刻的同时依次起动多个次级侧DC电压。从而,不必要设置与将要起动的次级侧DC输出电压的级数相等的许多开关变换器部分,并且,必要时,与相关技术相比,可减少开关变换器部分的数量。而且通过这样做,可预期组成元件的数量减少,并且导致尺寸和重量减小并降低成本,而且,由于减少开关变换器部分的数量,可预期开关损耗减少。


图1为示出作为本发明实施例的等离子显示设备的配置实例的框图;图2为示出作为本发明第一实施例的开关电源电路的配置实例的电路图;图3(a)和3(b)为示出所述实施例的控制IC对开关元件的驱动时刻的波形图;图4为示出松耦合变压器的结构实例的剖视图;图5(a)和5(b)为示出第一实施例中次级侧DC输出电压的起动控制的时间图;
图6为示出作为本发明第二实施例的开关电源电路的配置实例的电路图;图7(a)和7(b)为示出第二实施例中次级侧DC输出电压的起动控制的时间图;图8为示出相关技术有源滤波器的基本电路配置的电路图;图9(a)-9(d)为示出图11所示有源滤波器的操作的波形图;图10为示出有源滤波器的控制电路系统的配置的电路图;图11为示出相关技术的包含有源滤波器的电源电路的配置实例的电路图;以及图12(a)和12(b)为示出图11所示电源电路中次级侧DC输出电压的起动控制的时间图。
具体实施例方式
图1示出配置有作为本发明实施例的开关电源电路的等离子显示设备的内部配置实例以及电源部分和功能电路部分之间的关系。
从电源部分和功能电路部分之间关系的观点出发,作为图1所示实施例的等离子显示设备10可认为是由开关电源电路11、等离子显示板部分12和电视接收功能部分13组成。
从图1看出,开关电源电路11接收输入的工业AC电源AC,按下述方式执行开关操作,根据预定的负载条件输出DC电压Eo、Eo1、Eo2、Eo3、Eo4和Eo5,作为用于等离子显示板部分12和电视接收功能部分13的工作电源。
顺便提一下,开关电源电路11与后面结合图2和6描述的本实施例开关电源电路相对应,并且,获得DC电源电压Eo、Eo1、Eo2、Eo3、Eo4和Eo5,作为本实施例开关电源电路次级侧上的次级侧DC输出电压。相应地,图1所示框图配置是后述第一和第二实施例所共有的配置。
等离子显示板部分12是包括作为等离子显示装置的显示装置并显示图象的部件。
对于等离子显示装置的显示原理,例如,在两个以相对关系布置的玻璃基板之间形成的空间中封闭气体,并且对气体施加电压以造成真空放电。结果,在玻璃基板之间的空间中,气体被离子化为等离子态,并且发射紫外线。这里,如果在玻璃基板之间的空间中形成荧光材料层,那么,当紫外线照射到荧光材料层上时,就从荧光材料层发射预定颜色的可见光。如果与三种颜色R、G和B相应的荧光材料形成得使例如以矩阵形式形成的每个显示单元获得上述放电发光现象,就可实现彩色图象显示。
进一步地,对于驱动上述此种等离子显示设备进行显示的一种方法,知道子域方法。
子域方法是一种驱动方法,其中,对每个子域控制显示单元的发光周期,以表现每个显示单元的灰度(亮度)。进一步地,为了驱动显示单元以此方式进行显示,每次执行线路扫描时,这些显示单元的数据线被驱动发光,并且,在每个子域周期内施加维持脉冲。于是,当控制形成一个象素的显示单元R、G和B的灰度时,不仅执行整个屏幕的灰度平衡,而且执行每一个象素的彩色再现。简而言之,可表现彩色图象。
对于等离子显示板部分12的内部结构实例,包括其上布置显示单元的显示板部分、数据驱动电路、以及用于施加维持脉冲的维持脉冲驱动电路,其中,所述数据驱动电路借助子域方法根据用于执行显示的图象数据而驱动数据线。进一步地,等离子显示板部分12包括用于控制其操作控制的控制部分。控制部分执行各种与等离子显示板部分12的图象显示操作有关的控制。例如,控制部分根据输入的图象数据而确定将使用什么子域图案,并且基于确定的子域图案而控制数据驱动电路和维持脉冲驱动电路的驱动操作。进一步地,为了以本领域众所周知的方式实现显示图象的图片质量的增强和功耗减小,执行称作PLE(峰值亮度增强)控制的亮度控制,同时,控制部分还执行用于PLE控制等过程的算术运算处理。
在此情况下,等离子显示设备10还包括作为用于接收并显示电视广播的电视接收器的功能。简而言之,等离子显示设备10具有从所接收广播电波中选择目标频道并对该频道的视频信号/音频信号进行解调的功能。电视接收功能部分13是用于所述功能的功能电路部分。
因而,电视接收功能部分13包括用于接收和选择预定种类广播电波(例如为地波或卫星广播的类型)的调谐器(前端)、在调谐器接收和选择信号中对视频信号/音频信号进行解调的解码器、等等。
电视接收功能部分13执行解调处理所得到的视频信号转换为视频信号数据,并输入到等离子显示板部分12。结果,等离子显示板部分12执行电视广播的图象显示。此时,解调音频信号输入到设置在相同电视接收功能部分13中的音频信号输出电路系统,从而,它例如从扬声器等输出作为声音。
在此情况下,以上述方式从开关电源电路11获得6个DC电源电压Eo、Eo1、Eo2、Eo3、Eo4和Eo5,同时,利用所述DC电压,作为准备用于以下负载条件的电源电压。
首先,从6个DC电源电压Eo、Eo1、Eo2、Eo3、Eo4和Eo5中,向等离子显示板部分12提供DC电源电压Eo、Eo4和Eo5。
由于DC输出电压Eo被称作逻辑电源,因此,它是提供给作为等离子显示板部分12等的控制电路的IC的电源。
此时,DC电源电压Eo4称作数据电源,并且是提供给数据线驱动电路的电源,其中,所述数据线驱动电路用于驱动数据线。
DC电源电压Eo5称作维持电源,并且用作允许输出上述维持脉冲的电源。简而言之,DC电源电压Eo5是提供给维持脉冲驱动电路的电源。
其余的DC电源电压Eo1、Eo2和Eo3提供给电视接收功能部分13。DC电源电压Eo1称作模拟IC驱动电源,并且作为用于IC(集成电路)的电源,所述IC例如包括调谐器等。近年来,电视接收器倾向于例如对所接收和选择的信号执行解调处理,并借助数字信号处理来执行各种视频/音频信号处理,而且,电视接收器包括用于进行数字信号处理的数字信号处理器等的IC。电视接收功能部分13也包括刚刚描述的数字IC,DC电源电压Eo2是提供给数字IC的电源。换句话说,DC电源电压Eo2用作数字IC驱动电源。
DC电源电压Eo3称作音频输出电源,并且是提供给音频输出电路系统的电源,其中,该系统用于输出音频信号。
图2示出本发明第一实施例的开关电源电路的配置实例,该开关电源电路是可应用于图1所示开关电源电路11的开关电源电路。图2所示电源电路采用可用于负载功率Po=600W或更大并能在工业AC电源的AC 100V系统和AC 200V系统中操作的配置,从而,该电源电路适用于大范围。
具体地,根据本实施例的等离子显示设备10具有所谓的全球规范,从而,它可在工业电源的AC 100V系统的区域如日本和美国以及AC 200V系统的区域如欧洲中工作。进一步地,整个等离子显示设备的功率规范一般为600W或更大。
在图2所示的电源电路中,为工业AC电源AC设置由一个共模扼流线圈CMC和两个跨接电容器CL形成的线路滤波器。换句话说,在此情况下,只设置一个用于除去共模噪声的线路噪声滤波器。
进一步地,扼流线圈LN、LN分别串联地插入到线路噪声滤波器下一级的工业AC电源AC的正/负极线路中。在扼流线圈LN、LN与桥式整流电路Di的正极输入端/负极输入端之间节点之间连接两个并联的滤波电容器CN//CN。
普通模式噪声滤波器4由扼流线圈LN、LN和滤波电容器CN//CN形成,并且抑制在工业AC电源的整流电流通路中产生的普通模式噪声。普通模式噪声滤波器4形成功率因数提高电路3的一部分。
本实施例的电源电路具有以下配置形成得包括整流电路系统的功率因数提高电路3连接到工业AC电源AC。如图中所示,功率因数提高电路3包括桥式整流电路Di、平滑电容器Ci1、Ci1、Ci2、Ci2、滤波电容器CN//CN以及松耦合变压器(功率因数提高变压器)VFT-1和VFT-2。与第一变换器部分101相应地设置松耦合变压器VFT-1,并且,与第二变换器部分102相应地设置松耦合变压器VFT-2。
桥式整流电路Di的正极输入端通过松耦合变压器VFT-1和VFT-2的次级绕组YN12的负极连接电路而连接到工业AC电源AC的正极线路。此时,桥式整流电路Di的负极输入端连接到工业AC电源AC的负极线路。
桥式整流电路Di的正极输出端连接到由平滑电容器Ci1、Ci1、Ci2、Ci2形成的平滑电路的正极侧。进一步地,桥式整流电路Di的正极输出端连接到初级侧接地。
在此情况下,由平滑电容器Ci1、Ci1、Ci2、Ci2形成的平滑电路按以下方式形成。具体地,并联连接平滑电容器Ci1-Ci2的两个串联电路。
处于并联关系的平滑电容器Ci1//Ci1的正极端连接到桥式整流电路Di的正极输出端。平滑电容器Ci1//Ci1的负极端与平滑电容器Ci2//Ci2的正极端之间的节点通过继电器开关S连接到桥式整流电路Di的负极输入端。继电器开关S根据连接到整流电路切换模块5的继电器RL的驱动状态而接通/关闭。
设置整流电路切换模块5以驱动继电器RL,以便在AC 100V系统和AC 200V系统之间切换按上述形成的整流电路系统的操作。为此,通过二极管D10和电容器C10对工业AC电源AC进行半波整流而得到的DC电压输入到检测端T14,作为检测电压。从检测端T14输入的DC电压电平根据工业AC电源AC(AC输入电压VAC)的电平而表现出变化。简而言之,整流电路切换模块5检测整流平滑电压Ei的电平,来检测工业AC电源AC的电平。
继电器RL连接在继电器驱动端T12和T13之间。应指出,继电器RL根据继电器RL自身的导通状态而控制继电器开关S的通/断。在这应指出,当继电器RL处于导通状态时,继电器开关S接通,当继电器RL处于非导通状态时,继电器开关S断开。
此时,端子T15是用于使整流电路切换模块5的接地线接地到初级侧接地。
具有上述配置的整流电路系统的切换操作如下所示。
整流电路切换模块5比较输入到检测端T14的AC输入电压VAC的电平与预定的基准电压。当AC输入电压VAC为VAC=150V或更大时,输入到检测端T14的电压电平等于或大于基准电压,而当AC输入电压VAC低于150V时,输入到检测端T14的电压电平低于基准电压。换句话说,基准电压具有与AC输入电压VAC=150V相应的电平。
接着,整流电路切换模块5按以下方式驱动继电器RL当输入的DC电压的电平低于基准电压时,继电器RL接通,而当输入的DC电压的电平等于或大于基准电压时,继电器RL断开。
在这例如假设与AC 200V系统相应地输入与AC输入电压VAC=150V或更大相应的电平。
在此情况下,由于输入到检测端T14的电压电平比基准电压更高,因此,整流电路切换模块5断开继电器RL。作为对此的响应,继电器开关S1也断开(打开)。
当继电器开关S1处于断开状态时,操作如下在AC输入电压VAC为正/负的两个周期内,用桥式整流电路Di对AC输入电压VAC进行整流,使整流电流注入到每一组都串联的两组平滑电容器[Ci1-Ci2]//[Ci1-Ci2]的并联电路中。这是包括桥式整流电路的普通全波整流电路的整流操作。结果,获得等于AC输入电压VAC的整流平滑电压Ei,作为由平滑电容器[Ci1-Ci2]//[Ci1-Ci2]形成的平滑电路两端的电压。
相反,假设与AC 100V系统相应地产生其电平与电压低于AC输入电压VAC=150V相应的整流平滑电压Ei。
在此情况下,由于输入到检测端T14的电压电平比基准电压更低并且整流电路切换模块5驱动继电器RL接通,因此,控制继电器开关S1接通(闭合)。
当继电器开关S1处于接通状态时,在AC输入电压VAC为正的周期内,形成以下整流电流通路,沿着此通路,桥式整流电路Di的整流输出用于仅对平滑电容器Ci1//Ci1的并联电路进行充电。另一方面,在AC输入电压VAC为负的另一周期内,形成另一整流通路,沿着此通路,桥式整流电路Di的整流输出用于仅对平滑电容器Ci2//Ci2的并联电路进行充电。
由于以此方式执行整流操作,因此,产生与AC输入电压VAC相等的电平,作为平滑电容器Ci1//Ci1和Ci2//Ci2的并联谐振电路两端的电压。相应地,获得等于两倍AC输入电压VAC的电平,作为平滑电容器Ci1//Ci1和Ci2//Ci2的并联电路两端的电压。换句话说,形成所谓的倍压整流电路。
以此方式,当工业AC电源AC为AC 100V系统时,图2所示电路执行倍压整流操作,以产生等于两倍AC输入电压VAC的整流平滑电压Ei,但是,当工业AC电源AC为AC 200V系统时,图2所示电路例如通过全波整流电路执行等压整流操作,以产生等于AC输入电压VAC的整流平滑电压Ei。换句话说,与工业AC电源AC是AC100V系统或AC 200V系统无关地,获得相同电平的整流平滑电压Ei,并且,这使图2所示电路可用于大范围。向下一级的开关变换器输入整流平滑电压Ei,作为DC输入电压。
应指出,如果仅试图在倍压整流操作和全波整流操作之间执行切换,那么,就有可能例如利用平滑电容器Ci1-Ci2的一个并联电路。
在此实施例中,平滑电容器Ci1-Ci2的两个并联电路并联连接的理由是此实施例的电源电路准备用于负载功率Po=600W或更大的重载条件。随着负载条件变得更重,流入用于形成整流电路系统中平滑电路的电容器内的电流增加。从而,在与此实施例中一样并联平滑电容器的情况下,流向平滑电容器的整流电流被分支。简而言之,抑制流向一个平滑电容器的电流电平,并且,减小每个平滑电容器上的负担。
应指出,形成得包括上述整流电路系统的本实施例功率因数提高电路3的功率因数提高操作在下面描述。
图2所示电路包括两个开关变换器,即,图2所示的第一变换器部分101和第二变换器部分102,所述两个开关变换器接收输入的上述DC输入电压(整流平滑电压Ei),该电压是平滑电路(平滑电容器[Ci1-Ci2]//[Ci1-Ci2])两端的电压。第一变换器部分101和第二变换器部分102互相并联连接到DC输入电压(整流平滑电压Ei)。
进一步地,第一变换器部分101和第二变换器部分102分别具有组合谐振型电容器的配置,其中,除了单独激励半桥型电流谐振型变换器之外,所述组合谐振型电容器还包括初级侧部分电压谐振电路。进一步地,第一变换器部分101和第二变换器部分102还配置为它们包括松耦合变压器VFT-1和VFT-2,所述变压器形成电压反馈型的功率因数提高电路3,以实现功率因数提高。
在这,描述第一变换器部分101的配置。
第一变换器部分101具有上述电流谐振型变换器的基本配置。进一步地,如图2所示,每个都为MOS-FET形式的两个开关元件Q1(高端)和Q2(低端)由图2所示半桥连接互相连接。采用半桥连接的开关元件Q1和Q2的电路并联到整流平滑电压Ei。
进一步地,阻尼二极管DD1和DD2以图2所示方向并联在开关元件Q1和Q2的漏极-源极之间。
部分谐振电容器Cp并联在开关元件Q2的漏极-源极之间。部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L2一起形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。接着,获得只在开关元件Q1和Q2接通时才发生电压谐振的部分电压谐振操作。
控制IC 2包括以单独激励方式驱动电流谐振型变换器的振荡电路以及控制电路、保护电路等,并且形成为其中包括双极性晶体管的通用模拟IC(集成电路)。控制IC 2以输入到电源输入端Vcc的DC电压进行工作。在此情况下,整流平滑电压Ei通过电阻器Rs输入到电源输入端Vcc。
进一步地,控制IC 2通过接地端E接地到初级侧接地。
进一步地,控制IC 2包括两个驱动信号输出端VGH和VGL,所述驱动信号输出端VGH和VGL是用于向开关元件输出驱动信号(栅极信号)的端子。
从驱动信号输出端VGH输出用于开关驱动高端开关元件的驱动信号,并且,从驱动信号输出端VGL输出用于开关驱动低端开关元件的另一驱动信号。
在此情况下,从驱动信号输出端VGH输出的驱动信号施加到高端开关元件Q1的栅极。同时,从驱动信号输出端VGL输出的驱动信号施加到低端开关元件Q2的栅极。
进一步地,尽管未在图2中示出,但设置自举电路作为用于控制IC 2的外部设置电路。从驱动信号输出端VGH输出的高端驱动信号是由自举电路偏移的电平,从而,该信号具有可适当驱动开关元件Q1的电平。
在控制IC 2中,所需频率的振荡信号由控制IC 2中的振荡电路产生。应指出,振荡电路根据从控制电路1输入到后述端子Vc的控制输出的电平而调节振荡信号的频率。
因而,控制IC 2利用振荡电路产生的振荡信号来产生高端驱动信号和另一低端驱动信号。从驱动信号输出端VGH输出高端驱动信号,并且,从驱动信号输出端VGL输出低端驱动信号。
根据以上描述,从驱动信号输出端VGH输出的高端驱动信号施加到开关元件Q1。结果,以适于高端驱动信号的波形获得开关元件Q1的栅极-源极电压VGH1。
简而言之,如图3(a)所示,在一个开关周期内获得产生正极性矩形波脉冲的周期和产生0V的另一周期。
接着,利用图3(a)所示栅极-源极电压VGH1,在一个开关周期内获得正极性矩形波脉冲的时刻,首先把开关元件Q1置于接通状态。具体地,为了把开关元件Q1置于接通状态,必需施加等于或大于栅极阈值电压(5V)的适当电平电压。由于作为上述正极性脉冲的栅极-源极电压VGH1设定为10V,因此,与施加正极性脉冲的周期相应地,获得开关元件Q1接通的状态。接着,当栅极-源极电压VGH1变为0V并且低于栅极阈值电压时,开关元件Q1切换为断开状态。开关元件Q1通过在上述的此时刻接通/断开而执行开关操作。
另一方面,从驱动信号输出端VGL输出的低端驱动信号施加到开关元件Q2。为响应此驱动信号,获得具有图3(b)所示波形的开关元件Q2的栅极-源极电压VGL1。
具体地,栅极-源极电压VGL1具有与图3(a)所示开关元件Q1的栅极-源极电压VGH1相同的波形,但是,对于定时,栅极-源极电压VGL1与栅极-源极电压VGH1有180°的相位差。从这,开关元件Q2在开关元件Q1交替接通/断开的时刻被开关驱动。
根据图3的(a)和(b),在断开开关元件Q1之后直到接通开关元件Q2为止的周期与在断开开关元件Q2之后直到接通开关元件Q1为止的另一周期之间形成周期td。
周期td是开关元件Q1和Q2都断开的停滞时间。形成作为停滞时间的周期td是为了有可能在开关元件Q1和Q2接通/断开的时间之间的短周期内确实获得部分谐振电容器Cp的充电和放电操作,所述充电和放电操作是部分电压谐振操作。周期td的时间长度例如可由控制IC 2一侧设定。控制IC 2调节与从驱动信号输出端VGH和VGL输出的驱动信号有关的脉冲宽度的占空因数,从而,可形成设定时间长度的周期td。
绝缘换流变压器PIT-1向次级侧发送开关元件Q1和Q2的开关输出,并且具有预定匝数的初级绕组N1和次级绕组。
在此情况下,绝缘变压器PIT-1的初级绕组N1在其一端通过初级侧DC谐振电容器C1与松耦合变压器VFT-1的初级绕N11的串联而连接到开关元件Q1的源极与开关元件Q2的漏极之间的节点(开关输出点)。初级绕组N1在其另一端连接到初级侧接地。
进一步地,由初级侧DC谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1的绝缘换流变压器PIT-1的漏电感L1形成初级侧串联谐振电路。由于初级侧串联谐振电路按上述方式连接到开关输出点,因此,开关元件Q1和Q2的开关输出传送到初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路为响应传送来的开关输出而执行谐振操作。从而,初级侧开关变换器的操作变为电流谐振型的操作。
根据以上描述,通过图2所示初级侧开关变换器获得初级侧串联谐振电路(L1-C1)的电流谐振型操作和部分电压谐振(Cp//L1)的部分谐振操作。
换句话说,图2所示第一变换器部分101采用组合谐振型变换器的配置,其中,所述组合谐振型变换器包括与另一谐振电路结合的用于形成谐振型初级侧开关变换器的谐振电路。
尽管省略结合附图的描述,但绝缘换流变压器PIT-1构造成例如包括EE型磁心,其中,EE型磁心是通过对由铁氧体材料制成的E型磁心进行组合而形成。进一步地,绝缘换流变压器PIT-1的配线接收部分划分为用于初级侧和次级侧的绕组接收部分,并且,初级绕组N1和次级绕组缠绕在EE型磁心的中心磁柱上。
在此情况下,在绝缘换流变压器PIT中,互相独立地缠绕包括次级绕组N2、N2A和N2B的三个绕组。
首先,从次级绕组N2产生次级侧DC输出电压Eo、Eo1和Eo2。用于从次级侧DC输出电压Eo、Eo1和Eo2中产生次级侧DC输出电压Eo的电路系统具有以下配置。
具体地,在次级绕组N2上形成的抽头输出接地到次级侧接地,并且,在距被确定为抽头输出的中心位置预定匝数的次级绕组N2位置上一个接一个地引出相反端抽头。接着,整流二极管Do1和Do2分别通过正交控制变压器PRT-1的受控绕组NR1和NR2的串联而连接到相反端抽头,并且,进一步连接平滑电容器Co,以形成全波整流电路。从全波整流电路获得次级侧DC输出电压Eo,作为平滑电容器Co两端的电压。
这里,次级侧DC输出电压Eo被分支,并输入到用于稳定的控制电路7。
正交控制变压器PRT-1配置为控制绕组Nc以及受控绕组NR1和NR2缠绕在磁心上,从而,例如,受控绕组NR1和NR2的缠绕方向与控制绕组Nc的正交。以此方式形成的正交控制变压器PRT-1变为饱和电抗器。
在此情况下,控制电路7输出其电平根据次级侧DC输出电压Eo的电平相应变化的DC电流,作为控制电流。在作为饱和电抗器的正交控制变压器PRT-1中,受控绕组NR1和NR2的电感随着控制电流电平的变化而相应变化。由于受控绕组NR1和NR2串联插入到用于次级侧DC输出电压Eo的整流电路系统中,因此,如果受控绕组NR1和NR2的电感改变,那么流入平滑电容器Co的整流电流量就改变,从而,次级侧DC输出电压Eo的电平改变。以此方式,通过可变地控制次级侧DC输出电压Eo的电平而执行恒压控制此时,通过把受控绕组NR-正交控制变压器PRT-2的整流二极管Do3串联到从图2所示次级绕组N2的一端引出的线路并且连接平滑电容器Co1,而形成用于次级侧DC输出电压Eo1的整流电路系统,作为半波整流电路。
而且,用于次级侧DC输出电压Eo1的整流电路系统包括正交控制变压器PRT-2和控制电路7,以便按所述方式控制次级侧DC输出电压Eo1为恒定电压。
另外,通过把受控绕组NR-正交控制变压器PRT-3的整流二极管Do4串联到从次级绕组N2的一端引出的线路并且连接平滑电容器Co2,而形成用于次级侧DC输出电压Eo2的整流电路系统,作为半波整流电路。
而且,用于次级侧DC输出电压Eo2的整流电路系统包括正交控制变压器PRT-3和控制电路7,以便控制次级侧DC输出电压Eo2为恒定电压。
进一步地,从为次级侧绕组N2A形成的全波整流电路获得次级侧DC输出电压Eo3。由整流二极管Do5和Do6以及平滑电容器Co3形成全波整流电路,同时,次级侧绕组N2A的中心抽头连接到零电势。
在全波整流电路中,如图2所示,串联地插入正交控制变压器PRT-4的受控绕组NR1和NR2,并且,控制电路7向正交控制变压器PRT-4的控制绕组Nc输出其电平与次级侧DC输出电压Eo3相应的控制电流。简而言之,控制次级侧DC输出电压Eo3为恒定电压。
进一步地,从为次级侧绕组N2B形成的全波整流电路获得次级侧DC输出电压Eo4。由整流二极管Do7和Do8以及平滑电容器Co5形成全波整流电路,同时,次级侧绕组N2B的中心抽头连接到次级侧接地,从而,首先获得DC电压E4。进一步地,DC开关电路6的晶体管Q5串联地插入到DC电压E4线路和平滑电容器Co6之间。获得次级侧DC输出电压Eo4,其中,Eo4是平滑电容器Co6两端的电压。
通过开关频率控制方法来执行次级侧DC输出电压Eo4的稳定。简而言之,次级侧DC输出电压Eo4被分支,并且作为检测电压输入到控制电路1中。控制电路1向第一变换器部分101中的控制IC 2的控制输入端Vc输出电压或电流,作为控制输出,其电平根据次级侧DC输出电压Eo4的电平而调节。例如,控制IC 2根据输入到端子Vc的控制输出而调节振荡信号的频率,以调节从驱动信号输出端VGH和VGL输出的驱动信号的频率。从而,可调节地控制开关元件Q1和Q2的开关频率。结果,执行恒压控制,从而,可固定次级侧DC输出电压Eo4的电平。
设置DC开关电路(开关装置)6,以根据从微机输出的起动信号Vt3而控制次级侧DC输出电压Eo4的起动时刻,其中,所述微机设置在包括图2所示电源电路的设备中。
通过按图2所示方式连接MOS-FET晶体管Q5、双极性晶体管Q6、齐纳二极管DZ和电阻器R1、R2、R3和R4而形成DC开关电路6。具体地,晶体管Q5的漏极连接到平滑电容器Co5的正极端,并且,晶体管Q5的源极连接到平滑电容器Co6的正极端。晶体管Q5的栅极通过电阻器R2连接到晶体管Q6的集电极。进一步地,在晶体管Q5的栅极-漏极之间连接电阻器R1//齐纳二极管DZ的并联电路。这里,齐纳二极管DZ的阳极连接到晶体管Q5的栅极侧,并且,齐纳二极管DZ的阴极连接到晶体管Q5的漏极侧。
起动信号Vt3作为接通/断开控制信号,通过电阻器R4输入到晶体管Q6的基极。此时,电阻器R3插入到双极性晶体管Q6的基极-发射极之间。双极性晶体管Q6的发射极连接到次级侧接地。
如以下所述,起动信号Vt3是在L电平和H电平之间之间切换的信号。当起动信号Vt3具有L电平(0电平)时,双极性晶体管Q6保持断开状态。此时,由于晶体管Q5的栅极-源极之间电压不满足阈值,因此,晶体管Q5也表现为断开状态。从而,平滑电容器Co5的正极端和平滑电容器Co6的正极端互相不连接,因此,不执行整流电流对平滑电容器Co6的充电。从而,即使在平滑电容器Co5的相反端之间获得DC电压E4,次级侧DC输出电压Eo4也保持为0电平,其中,Eo4是平滑电容器Co6两端的电压。
相反,如果在获得预定正电平之前起动信号Vt3增加到H电平,晶体管Q6就切换为接通状态,并且在电阻器R2的相反端之间出现电势差。结果,齐纳二极管DZ的阳极通过集电极-发射极连接到次级侧接地,从而,齐纳二极管DZ因DC电压E4而变为导通的。由于齐纳二极管DZ导通,因此在晶体管Q5的栅极上施加其电平满足阈值的栅电压,而且晶体管Q5接通。结果,平滑电容器Co5的正极端和平滑电容器Co6的正极端互相连接,从而,向平滑电容器Co6充入整流电流,并从平滑电容器Co6放电。相应地,产生次级侧DC输出电压Eo4。
第二变换器部分102包括以半桥连接形式连接的开关元件Q3和Q4;箝位二极管DD3和DD4;部分谐振电容器Cp;控制IC 2;绝缘换流变压器PIT-2(初级绕组N1和次级绕组N2);初级侧DC谐振电容器C1;以及松耦合变压器VFT-2,它们全都以与第一变换器部分101中相似的方式连接。从而,初级侧开关变换器形成组合谐振型变换器,其中,所述组合谐振型变换器包括单独激励半桥连接型式的电流谐振型变换器、以及部分电压谐振电路。
进一步地,在第二变换器部分202的次级侧上,为绝缘换流变压器PIT-2的次级绕组N2设置的中心抽头接地到次级侧接地,并且,整流二极管Do9和Do10、除噪电阻器R5以及平滑电容器Co7和Co8以图2所示方式连接,以形成全波整流电路。因而,通过全波整流电路的整流操作而获得次级侧DC输出电压Eo5,作为平滑电容器Co两端的电压。
从第二变换器部分202包括控制电路1的事实可认识到,借助用于控制初级侧开关变换器的开关频率的开关频率控制方法而执行次级侧DC输出电压Eo5的固定电压控制。
现在,描述用于提高图2所示电源电路的功率因数的配置,其中,所述电源电路按上述方式进行配置。
图2所示电路包括用于提高功率因数的功率因数提高电路3。功率因数提高电路3配置为初级侧变换器的开关输出电压反馈回整流电路系统,其中,该系统对工业AC电源AC进行整流和平滑。在此情况下,图2所示电路包括松耦合变压器VFT-1和VFT-2,作为用于反馈开关输出电压的装置。
在图4中示出松耦合变压器VFT-1和VFT-2的结构实例。
如图4所示,松耦合变压器VFT包括EE型磁心,其中,EE型磁心包括由铁氧体材料制成的E型磁心CR1和CR2,E型磁心CR1和CR2以磁柱互相相对的方式组合。
松耦合变压器VFT进一步包括例如由树脂材料制成的线轴B,并且,线轴B分开地形成,从而,初级侧绕组部分和次级侧绕组部分互相独立。初级绕组N11缠绕在线轴B的一个绕组部分上,同时,次级绕组N12缠绕在另一绕组部分上。当其上以此方式缠绕初级绕组和次级绕组的线轴B连接到EE型磁心(CR1、CR2)时,初级侧绕组和次级侧绕组缠绕在EE型磁心的中心磁柱上互不相同的缠绕区域中。按此方式获得整个松耦合变压器VFT的结构。
在此情况下,在中心磁柱的接合部分中形成具有所需间隙长度的间隙G。通过间隙G,耦合系数设定为例如获得k=0.75或更小的松耦合状态。
功率因数提高电路3的功率因数提高操作如下所示。
首先,为了有可能更容易地理解描述,只描述第一变换器部分101的功率因数提高操作。
在设置在第一变换器部分101内的松耦合变压器VFT-1中,第一变换器部分101的初级侧开关变换器的开关输出传送到初级绕组N11。作为对此的响应,在松耦合变压器VFT-1的次级绕组N12中激励交流电压。
这里,在工业AC电源AC的正极线中,松耦合变压器VFT-1的次级绕组N12插入到扼流线圈LN和桥式整流电路Di的正输入端之间。简而言之,松耦合变压器VFT-1的次级绕组N12插入到整流电流通路中。根据松耦合变压器VFT-1,得到向整流电流通路反馈初级侧开关变换器的开关输出电压的操作。
由于按上述方式向整流电流通路反馈开关输出的电压,因此,当整流电流流向形成桥式整流电路Di的高速恢复型整流二极管(Da-Dd)时,驱动整流二极管,通过在松耦合变压器VFT-1的次级绕组N12中激励的交流电压而执行开关操作。从而,流经整流二极管的整流电流接通和断开,并且因此,整流电流具有交流波形。简而言之,在从作为电源的AC输入电流IAC的整流电流上叠加高频分量。
上述整流电流中的高频分量首先按以下方式流动,这里,工业AC电源AC是200V类型,并且形成全波整流电路。
在AC输入电压VAC为正的周期内,高频分量从滤波电容器CN经过工业AC电源AC的正极线沿以下整流电流通路流动次级绕组N12→桥式整流电路Di的整流二极管Da→平滑电容器[Ci1//Ci1]-[Ci2//Ci2]→初级侧接地→整流二极管Dd→工业AC电源AC的负极线。
进一步地,在AC输入电压VAC为负的周期内,高频分量从滤波电容器CN经过工业AC电源AC的负极线沿以下整流电流通路流动整流二极管Dc→平滑电容器[Ci1//Ci1]-[Ci2//Ci2]→初级侧接地→整流二极管Db→次级绕组N12。
另一方面,高频分量按以下方式流动,这里,工业AC电源AC是100V类型,并且形成倍压整流电路。
在AC输入电压VAC为正的周期内,高频分量从滤波电容器CN经过工业AC电源AC的正极线沿以下整流电流通路流动次级绕组N12→桥式整流电路Di的整流二极管Da→平滑电容器[Ci1//Ci1]→工业AC电源AC的负极线。
进一步地,在AC输入电压VAC为负的周期内,高频分量从滤波电容器CN经过工业AC电源AC的负极线沿以下整流电流通路流动平滑电容器[Ci2//Ci2]→初级侧接地→整流二极管Db→次级绕组N12→工业AC电源AC的正极线。
从上述整流电流通路可认识到,在AC输入电压VAC为正/负的两个周期内,整流电流流经高速恢复型整流二极管(Da-Dd)之一。简而言之,可认识到,整流电流接通和断开,从而,借助高速恢复型整流二极管对整流电流进行开关。接着由于整流电流以此方式接通和断开,因此,在整流输出电压电平比整流平滑电压Ei的电平更低的周期内,注入平滑电容器Ci的充电电流也流动。
结果,由于AC输入电流的平均波形接近AC输入电压的波形,因此,扩大AC输入电流IAC的导通角。由于AC输入电流IAC的导通角以此方式扩大,因此,实现功率因数的提高。
接着,图2所示功率因数提高电路3实际上还包括第二变换器部分102的松耦合变压器VFT-2。
这里,松耦合变压器VFT-2的次级绕组N12并联到第一变换器部分101中松耦合变压器VFT-1的次级绕组N12。相应地,在上述整流电流通路中,整流电流实际上流经松耦合变压器VFT-1和VFT-2的次级绕组N12//N12的并联电路。从而,次级绕组N12//N12的并联电路包括在整流电流通路中。
这意味着功率因数提高电路3配置为第一变换器部分101和第二变换器部分102两者的开关输出电压通过松耦合变压器VFT-1和VFT-2而反馈回整流电流通路。
简而言之,本实施例具有以下配置电压借助松耦合变压器VFT-1反馈回第一变换器部分101,同时,电压借助松耦合变压器VFT-2反馈回第二变换器部分102,以实现功率因数提高。应指出,选择每个松耦合变压器VFT-1和VFT-2的初级绕组N11和次级绕组N12的电感值,以便获得例如PF≈0.8的功率因数。
进一步地,根据图2所示电源电路的配置,第一变换器部分101产生次级侧DC输出电压Eo和Eo1-Eo4的五个次级侧DC输出电压,并且,第二变换器部分102产生次级侧DC输出电压Eo5。
具体地,同样在本实施例中,与以上结合图11描述的相关技术情形相似地获得Eo逻辑电源,5V/6A-2AEo1模拟IC驱动电源,12V/0.4AEo2数字IC驱动电源,3.3V/1.5AEo3声音输出电源,26V/1.3A-0.1AEo4数据电源,70V/2.5A-0.35AEo5维持电源,200V/1.75A-0.1A。
然而,在本实施例中,从第一变换器部分101和第二变换器部分102两个变换器部分提供6个负载(次级侧DC输出电压)。相应地,变换器部分应该可用的最大负载功率为第一变换器部分101250W第二变换器部分102350W,从而,总共需要600W。
接着,在按上述方式产生次级侧DC输出电压Eo和Eo1-Eo5并提供给负载的配置下,当电源按上述方式激活时,次级侧DC输出电压必需按预定的次序升高。具体地,要求起动作为逻辑电源的次级侧DC输出电压Eo,并接着依次起动作为维持电源的次级侧DC输出电压Eo5和作为数据电源的次级侧DC输出电压Eo4。
在图2所示电源电路中,按以下方式执行上述次级侧DC输出电压的此依次起动。
首先,对于次级侧DC输出电压的依次起动控制,可从图2未示出的微机输出起动信号Vt1、Vt2和Vt3,其中,起动信号Vt1、Vt2和Vt3最初是用于控制所述控制IC的激活的信号(激活控制信号)。
应指出,在这,微机设置在包含图2所示电源电路的设备中。进一步地,图2所示电源电路是主电源,并且,当主电源关闭时,微机用图2未示出的备用电源工作。相应地,即使主电源不操作,由于微机用备用电源工作,因此,也有可能输出起动信号Vt1、Vt2和Vt3。
应指出,对于图1所示的等离子显示设备10,只示出基于作为主电源的开关电源电路11、等离子显示板部分12和电视接收功能部分13之间关系的配置,并且省略微机和备用电源。
起动信号Vt1输入到第一变换器部分101的控制IC 2的起动端Vt。起动信号Vt2输入到第二变换器部分102的起动端Vt。输入起动信号Vt3,作为用于控制DC开关电路的晶体管Q6的接通/断开控制信号,其中,DC开关电路设置在上述第一变换器部分101的次级侧上的次级侧DC输出电压Eo4的整流电路中。
这里,分别如图5中的(a)、(d)和(f)所示,起动信号Vt1、Vt2和Vt3在时间t1、t2和t3的时刻分别依次从L电平切换为H电平。进一步地,在所有起动信号Vt1、Vt2和Vt3具有L电平的时间t1之前,第一变换器部分101和第二变换器部分102处于它们不被激活的状态。
例如,如果接通主电源并且微机识别整流平滑电压Ei升高到规定电平,那么,微机就在时间t1规定的预定时刻把起动信号Vt1从L电平切换为H电平,并输出H电平的起动信号Vt1,如图5(a)所示。
从而,在时间t1,激活第一变换器部分101的控制IC 2。换句话说,第一变换器部分101开始激活。作为对激活的响应,在第一变换器部分101的次级侧上得到的次级侧DC输出电压升高。简而言之,尽管次级侧DC输出电压Eo在图5(b)所示时间t1之前具有0电平,但是在时间t1之后,次级侧DC输出电压Eo按以下方式升高Eo随着平滑电容器Co的充电量的增加而升高。接着,在达到规定电平之后,保持次级侧DC输出电压Eo被固定控制在规定电平的状态。
然而,应指出,尽管如图5(c)所示DC电压Eo4在时间t1升高,但是,次级侧DC输出电压Eo4不与图5(g)所示相似地升高。这是因为在时间t1的时刻,DC开关电路6中的晶体管Q5处于断开状态,其中,DC开关电路6被控制接通/断开。如上所述,DC开关电路6按如下操作当作为接通/断开控制信号的起动信号Vt3具有L电平时,控制晶体管Q5被控制为断开状态。当晶体管Q5处于断开状态时,整流电流不注入平滑电容器Co6,并且,不产生次级侧DC输出电压Eo4。
接着,图5(d)所示起动信号Vt2在起动信号Vt1改变为H电平的时间t1之后的时间t2切换为H电平,并且输出作为H电平信号。应指出,例如,时间t2的时刻设定为比保证开始电路部分操作的时刻更晚,其中,电路部分使用次级侧DC输出电压Eo作为电源,这是因为次级侧DC输出电压Eo完全升高到规定电平,以响应例如在时间t1切换到H电平的起动信号Vt1。
接着,为响应起动信号Vt切换到H电平,激活第二变换器部分102的控制IC 2。从而,次级侧DC输出电压Eo5从时间t2开始以图5(e)所示方式升高。
接着,如图5(f)所示,在获得次级侧DC输出电压Eo5完全升高到规定电平并为固定电压的状态的时刻t3,最后的起动信号Vt3切换为H电平。
在此情况下,为响应起动信号Vt3切换到H电平,DC开关电路6的晶体管Q5切换为接通状态。为响应此切换,DC电压E4通过晶体管Q5的漏极-源极而对平滑电容器Co6充电,于是,次级侧DC输出电压Eo4如图5(g)所示地升高。
以此方式,本实施例控制在电源激活时次级侧DC输出电压的升高次序,从而,该次序是与图11情形相同的适当次序。
应指出,作为参考,设置在图2所示电源电路中的变压器的磁心的形状和尺寸如下所示。
PIT-1EER-40PIT-2EER-42VFT-1,VFT-2EE-28PRT铁氧体磁心(15mm×15mm×20mm)进一步地,描述对图2所示电源电路进行的有关实验的结果。
在负载功率Po=600W并且AC输入电压VAC=100V的条件下,综合功率变换效率ηAC→DC=92.5%,并且这表现出从图11所示相关技术电源电路的特性提高3.2%。
进一步地,在负载功率Po=600W并且AC输入电压VAC=200V的条件下,综合功率变换效率ηAC→DC=94.0%,并且,获得从图11所示电源电路的特性提高2.3%的结果。
此时,对于功率因数特性,在负载功率Po=600W并且AC输入电压VAC=100V的条件下,获得功率因数PF=0.83。接着,当AC输入电压VAC=100V时,在负载功率Po=600W-25W的范围内,获得PF>0.75。
进一步地,在负载功率Po=600W并且AC输入电压VAC=230V的条件下,获得功率因数PF=0.78。进一步地,当AC输入电压VAC=230V时,在负载功率Po=600W-300W的范围内,获得比规定值更高的功率因数,并且,成功地满足IEC(国际电工委员会)的谐波畸变调整值。
在互相比较图2所示并按上述方式配置的本实施例电源电路与图1所示相关技术电路时,结果如下。
首先,在图2所示电路中,由于配置成包括根据电压反馈类型的功率因数提高电路3,因此省略有源滤波器。有源滤波器构成变换器,并且,可从结合图11的描述中认识到,有源滤波器实际上由包括多个开关元件和用于驱动开关元件的IC的大量部件形成。
相反,设置在图2所示电源电路中的功率因数提高电路3只在整流电流通路上增加松耦合变压器VFT-1和VFT-2,并且,松耦合变压器VFT-1和VFT-2是包括上述小尺寸EE-28型磁心的组成元件。相应地,与有源滤波器相比,功率因数提高电路3包括相当少数量的部件,而且,组成元件的板安装面积减小。
从而,与图11所示电路相比,能以低很多的成本生产图2所示电源电路,作为用于包括功率因数提高功能的大范围的电源电路。而且,可有效实现电路板的尺寸和重量减小。
进一步地,可认识到,在图2所示电源电路中,省略有源滤波器和递降型变换器,并且,取消执行硬开关操作的变换器。这里,由于本实施例配置为包括正交控制变压器PRT和控制电路7,从而,通过提供诸如DC电流的控制电流而实现次级侧DC输出电压Eo、Eo1、Eo2等的稳定,因此,有可能省略递降型变换器。
接着,由于形成图2所示电源电路的第一变换器部分101、第二变换器部分102和功率因数提高电路3的操作只涉及软开关操作,因此,当与图11所示有源滤波器相比时,明显降低开关噪声级。
进一步地,虽然在图11所示电源电路中组合谐振型变换器部分的数量为3,但在图2所示电源电路中组合谐振型变换器部分的数量减小为2,包括第一和第二变换器部分101和102。而且,在以此方式减小组合谐振型变换器部分的数量的情况下,促进上述电路的尺寸和重量减小。进一步地,由于开关操作是软开关操作,因此,尽管开关噪声最开始是小数量的,但如果组合谐振型变换器部分的数量减小,开关噪声就同样多地下降。而且,实现此方面的优点。
从而,在图2所示电路中,如果该电路包括由一个共模扼流线圈CMC和两个跨接电容器CL形成的一级线路滤波器,就足以清除电源干扰规定值。
另外,通过以此方式减小噪声滤波器的组成元件数量,就促进降低电源电路的成本和减小电路板的尺寸和重量。
进一步地,通过前一级中有源滤波器的AC-DC功率变换效率(ηAC/DC)和随后级中电流谐振型变换器的DC-DC功率变换效率(ηDC/DC)而确定图11所示电源电路的总功率变换效率。相反,由于图2所示电源电路不包括前一级的有源滤波器,因此,综合功率变换效率被认为是电流谐振型变换器的AC-DC功率变换效率(ηAC→DC)的总计值。进而知道当与本实施例中一样设置电压反馈型功率因数提高电路时,所述电路的功率变换效率基本上等于不包括功率因数提高电路的组合谐振型变换器的功率变换效率。
从而,当与上述图11所示电源电路相比时,图2所示电源电路在功率变换效率方面有明显提高。
进一步地,图11所示电源电路配置为有源滤波器电路8、三个变换器部分201、202和203以及两个递降型变换器以互不相同的开关频率工作。
相反,在本实施例中,只有两个第一和第二变换器部分101和102以互不相同的开关频率互相独立地执行开关操作。第一和第二变换器部分101和102的开关频率随着例如在70KHz-150KHz范围内的次级侧DC输出电压Eo4和Eo5的电平而改变,以实现电压固定。
以此方式,在减小以互不相同开关频率进行开关操作的变换器的数量时,由于初级侧和次级侧的接地电势之间的干扰同样减小,因此,电源电路的操作进一步稳定。
顺便提一下,在图11所示电路中设置三个变换器部分201、202和203作为组合谐振型变换器的原因是如以上结合图12描述的,在此情况下,次级侧DC输出电压的上升时间必须控制在时间t1、t2和t3的三个阶段中。
具体地,如果试图起动与在时间t1、t2和t3输出的起动信号Vt1、Vt2和Vt3相应的次级侧DC输出电压,那么,在此以前已经采用以下结构,该结构包括三个组合谐振型变换器并用起动信号Vt1、Vt2和Vt3控制每个组合谐振型变换器的控制IC 2的激活。
相反,在图2所示电路中,设置DC开关电路6,从而用起动信号Vt3控制DC开关电路6的接通/断开状态,以控制次级侧DC输出电压Eo4的升高。从而,控制次级侧DC输出电压升高所需的控制IC的数量减小一个。换句话说,有可能减少一个变换器部分。
在减少变换器部分时,也可预期减少同样数量的部件。进一步地,形成初级侧开关变换器的开关元件的开关损耗也同样减小。
图6示出作为第二实施例的开关电源电路的配置实例。应指出,在图6中,与图2中相同的元件用相同的参考符号表示,并且在此省略其描述。
在图6所示电源电路中,首先,设置在第一变换器部分101上的DC开关电路(开关部分)6的内部配置与图2的情形不同。具体地,DC开关电路6包括时间常数电容器C3。在此情况下,功率因数提高电路3例如由电解电容器形成,并且,在其正极端连接到双极性晶体管Q6的基极,在其负极端连接到次级侧接地。
进一步地,在此情况下,作为输入到DC开关电路6的接通/断开控制信号,输入第二变换器部分102的次级侧DC输出电压Eo5,以取代起动信号Vt3。
在上述的此配置中,对在例如开始输入预定电平的正极性接通/断开控制信号之后直至晶体管Q6完全处于接通状态的时刻作用根据电阻器R4和时间常数电容器C3的时间常数的预定延迟时间。从而,也对在开始输入接通/断开控制信号之后直至晶体管Q5完全处于接通状态之前的时间周期作用根据电阻器R4和时间常数电容器C3的时间常数的延迟。
进一步地,在图6所示电路中,同样在第二变换器部分102的次级侧上,设置DC开关电路6A以取代图2所示除噪电阻器R5。而且,DC开关电路6A(开关部分)由以与DC开关电路6情形基本相似的方式连接的晶体管Q7、双极性晶体管Q8、齐纳二极管DZ、电阻器R8、R9、R10和时间常数电容器C8形成。相应地,另外,通过DC开关电路6A,对在开始输入接通/断开信号之后直至晶体管Q7完全处于接通状态之前的时间周期作用根据电阻器R8和时间常数电容器C8的时间常数的延迟。接着,向DC开关电路6A输入第一变换器部分101一侧产生的次级侧DC输出电压Eo,作为接通/断开控制信号。
进一步地,在此电源电路中,只有起动信号Vt1从微机输出,并输入到第一变换器部分101的控制IC 2的起动端Vt。
结合图7的时间图描述图6所示电路中依次起动次级侧DC输出电压的控制操作。
另外,在此情况下,当微机识别主电源接通时,在图7(a)所示时间t1的预定时刻,微机把起动信号Vt1从L电平切换为H电平,并且输出H电平的起动信号Vt1。为响应起动信号Vt1,在时间t1激活第一变换器部分101,并且,如图7(b)所示,次级侧DC输出电压Eo上升。
进一步地,与时间t1相应地,在第一变换器部分101的次级侧上获得的次级侧DC输出电压上升。然而,还是在此情况下,如图7(h)所示,次级侧DC输出电压Eo4在时间t1不上升。如图7(c)所示,为响应第一变换器部分101的激活,前一级的次级侧DC输出电压Eo4在时间t1上升。
起动信号Vt1切换为H电平的时间t1与主电源接通的时间基本相对应。图6所示第二变换器部分102的激活端是打开的,没有起动信号输入。在此情况下,控制IC 2开始操作,并且根据从电源输入端Vcc输入的激活电压而被激活。
因此,第二变换器部分102被激活,从而,它在与时间t1基本相同的时刻开始开关操作。接着为响应第二变换器部分102的激活,如图7(d)所示,DC电压E5大致在时间t1上升,其中,DC电压E5是设置在第二变换器部分102的次级侧上的平滑电容器Co7两端的电压。然而,由于在此时刻DC开关电路6A的晶体管Q7处于断开状态,因此,如图7(f)所示,次级侧DC输出电压Eo5不上升,其中,Eo5是平滑电容器Co8两端的电压。
这里,在从时间t1开始经过一定的时间间隔之后的时间t1A,次级侧DC输出电压Eo置于达到规定电平的状态。作为对此的响应,输入次级侧DC输出电压Eo,作为接通/断开控制信号。在第二变换器部分102的DC开关电路6A中,按图7(e)所示的方式,例如,在此时间t1A的时刻,晶体管Q8的基极电压缓慢上升。通过电阻器R8和时间常数电容器C8的时间常数而确定基极电压的上升斜角。
接着,如果晶体管Q8的基极电压例如在时间t2达到预定电平,那么,晶体管Q8就完全置于接通状态。接着,此时,获得晶体管Q7完全接通的状态,并且,通过晶体管Q7向平滑电容器Co8提供图7(d)所示的DC电压E5,其中,DC电压E5是平滑电容器Co7两端的电压。从而,以图7(f)所示方式,次级侧DC输出电压Eo5从时间t2开始上升,其中,Eo5是平滑电容器Co8两端的电压。
接着,向第一变换器部分101一侧的DC开关电路6输入按上述方式在时间t2上升的次级侧DC输出电压Eo5,作为接通/断开控制信号。
作为对此的响应,利用DC开关电路6获得以下操作在图7(g)所示由电阻器R4和时间常数电容器C3的时间常数确定的时间周期内,双极性晶体管Q6的基极电压上升。
接着,如果在双极性晶体管Q6完全处于接通状态之前,例如在时间t3,双极性晶体管Q6的基极电压达到预定电平,那么,就获得晶体管Q5也完全接通的状态。结果,通过晶体管Q5向平滑电容器Co6提供图7(c)所示DC电压E4。从而,以图7(h)所示方式,次级侧DC输出电压Eo4从时间t3开始上升,其中,Eo4是平滑电容器Co6两端的电压。
以此方式,同样在图6所示电源电路中,获得与图11所示电路相似的次级侧DC输出电压的上升时间。
接着,利用此第二实施例的电源电路,基于与第一实施例的电源电路相似的理由,获得以下效果如提高功率变换效率,减小电路尺寸和重量,并通过减小具有功率因数提高功能的电源电路的接地之间的干涉而增强稳定性。
进一步地,可预期通过减少变换器部分而减少部件数量并减小开关损耗。
这里,如果本发明开关变换器的配置用作基本配置,变换器部分的数量就可减少为一。如果涉及图6所示第二实施例的配置,这就容易认识到。具体地,在图6所示配置中,在用起动信号Vt1起动第一变换器部分101之后,次级侧DC输出电压Eo5和Eo输入到每个都包括时间常数电路的DC开关电路6和6A,从而,根据图7所示的规定次序而起动次级侧DC输出电压。在此情况下,由于起动信号不输入到第二变换器部分102的控制IC 2的起动端Vt,因此,有可能采用以下配置,其中,省略第二变换器部分102,并且,只有第一变换器部分101产生和输出必要的次级侧DC输出电压Eo和Eo1-Eo6。这在技术上容易实现。
然而,在本实施例中,开关电源电路包括如图1和6所示的两个变换器部分,并且,考虑到以下原因,没有只包括一个变换器部分的配置。
具体地,引入图1和6所示本发明电源电路,作为图1所示等离子显示设备10的开关电源电路11。众所周知,在作为显示装置的结构方面,例如与CRT(阴极射线管)相比,等离子显示设备10可形成为相当小的尺寸,并且在深度方向的厚度很小。例如在等离子显示设备的安装等方面,等离子显示设备10如此薄的事实是一个显著的优点。简而言之,考虑优选以尽可能减小的厚度来形成等离子显示设备。
从刚刚描述的情况看,还要求包含在等离子显示设备中的电源电路板的尺寸和形状不妨碍等离子显示设备厚度的减小。为了实现此目的,对于电源电路板的尺寸和形状,要求其高度制作得更低一些。然而,由于在形成电源电路的部件中绝缘换流变压器PIT具有相当大的高度,因此,电源电路板的高度取决于绝缘换流变压器PIT的高度。
如上所述,在图1所示第一实施例的电源电路中,EER-40和EER-42的磁心(线轴)分别用于上述绝缘换流变压器PIT-1和PIT-2。利用这些尺寸的磁心,在它们用于垂直姿态时,高度在从大约41mm到46mm的范围内,但当它们用于水平姿态时,高度在从大约30mm到35mm的另一范围内。相应地,电源电路板的高度也与此尺寸相对应。
应指出,同样对于图6所示第二实施例的电源电路,由于绝缘换流变压器PIT-1和PIT-2使用相似尺寸和形状的磁心(线轴),因此,电源电路板的高度与以上描述的基本相同。
在目前条件下,使用内部部件的以下布局、结构等,其中,上述电源电路板的高度不妨碍实现较薄配置的等离子显示设备。
然而,如果变换器部分的数量减少为一且同时满足与图1和6所示电源电路相同的总负载条件(负载功率600W),那么,所用绝缘换流变压器PIT的数量就也减少为一。从而,根据上述600W负载条件从初级侧到次级侧的功率传送只依赖于单个绝缘换流变压器PIT。
从而,当与图1或6所示实施例的电源电路相比时,必需增加绝缘换流变压器PIT的磁心(线轴)尺寸。换句话说,如果在负载条件保持相等的同时试图减少变换器部分的数量,就必须同样多地增加绝缘换流变压器PIT的磁心(线轴)尺寸。在变换器部分的数量减少为一且同时使用图1和6所示配置作为基本配置的情况下,实际上最小必须选择EER-49。
当EER-49用于垂直姿态时其高度大约为50mm,并且,在EER-49用于水平姿态时,其高度甚至大约为37mm。如果EER-49与EER-40或EER-42相比,就导致尺寸以厘米为单位地增加。这出现以下情形等离子显示设备不以使厚度尺寸减小所要求量而形成。
从而,在本实施例中,变换器部分的数量不减少为一,而是设定为2。换句话说,本实施例配置为只从包括三个变换器部分的相关技术配置(图11)中删除一个变换器部分,因而,本实施例包括两个变换器部分。从而,实现通过取消变换器部分而减小部件数量并降低损耗以及不干扰等离子显示设备厚度减小的优点。
简而言之,可以说,本实施例电源电路的变换器数量应该根据减少变换器部分的效果以及电源电路板所需尺寸和形状的平衡来决定。
进一步地,本发明不局限于上述电源电路的配置。
例如,对于开关元件,可采用除MOS-FET之外的任何元件,只要它可用于诸如IGBT(绝缘栅双极晶体管)的单独激励方案就行。进一步地,上述组成元件的常数可根据实际条件等而变化。
进一步地,根据本发明,电源电路可构造为包括自激励半桥连接型的电流谐振型变换器。在此情况下,例如,开关元件可选择双极性晶体管。
进而,例如,还可适当地改变用于在绝缘变流变压PIT的次级侧上产生次级侧DC输出电压的电路配置。
进一步地,功率因数提高电路3的配置不局限于以上实施例中所公布的,只要是可应用,就可采用本发明受让人提出的根据各种电压反馈系统的任何电路配置。
进一步地,从前面描述可认识到,在基于本发明的电源电路中,开关变换器的级数不必局限于例如在实施例中公布的两级。级数应该根据减小变换器部分数量获得的效果以及电源电路板所需尺寸和形状的平衡来决定,并且,例如根据将要实现的负载功率、所需次级侧DC输出电压的数量等来适当地改变。进一步地,由于不具体限制将由变换器部分产生的次级侧DC输出电压的数量。另外,根据本发明,如果采用设置DC开关电路6和6A(开关部分)的配置,那么,与基于相关技术而配置具有相同负载条件和相同次级侧DC输出电压数量的电源电路的替代情形相比,就有可能减少开关变换器部分的数量,这要求获得相同数量的次级侧DC输出电压。
进而,本发明的开关电源电路可包含在除等离子显示设备之外的其它设备中。具体地,开关电源电路可包含在以下各种设备中,所述各种设备根据相当大数量的不同负载条件而要求产生多个DC输出电压(次级侧DC输出电压),并且除此之外还要求在预定时刻依次起动DC输出电压。
权利要求
1.一种开关电源电路,所述开关电源电路包括用于对AC输入电压进行整流的整流部分、用于使来自所述整流部分的整流电压变平滑的平滑部分、以及用于接收和操作来自所述平滑部分的平滑电压的第一变换器部分和第二变换器部分,其中,所述平滑电压是DC输入电压,当所述第一和第二变换器部分被激活时在互不相同的时刻被激活,其中,多个开关变换器部分的每一个都包括用于接收DC输入电压以执行开关操作的开关部分,所述开关部分由以半桥连接形式连接的高端开关元件和低端开关元件形成;用于开关驱动所述开关元件的开关驱动部分;通过缠绕至少一个初级绕组和次级绕组而形成的绝缘换流变压器,其中,向所述初级绕组提供通过所述开关部分的开关操作而获得的开关输出,在所述次级绕组中激励交流电压,其中,交流电压作为所述初级绕组中获得的开关输出;初级侧串联谐振电路,所述初级侧串联谐振电路至少由所述绝缘换流变压器的所述初级绕组的漏电感分量和串联到所述初级绕组的初级侧串联谐振电容器的电容形成,用于进行所述电流谐振型开关部分的操作;初级侧部分电压谐振电路,所述初级侧部分电压谐振电路由并联到两个开关元件之一的部分电压谐振电容器的电容和所述绝缘换流变压器的所述初级绕组的漏电感分量形成,其中,所述开关元件每一个都形成半桥连接,并且,只根据每个所述开关元件接通和断开的每个时刻而获得所述初级侧部分电压谐振电路的电压谐振操作;DC输出电压产生部分,所述DC输出电压产生部分用于接收由所述绝缘换流变压器的所述次级绕组获得的次级侧AC电压,并执行所接收次级侧AC电压的整流操作,以产生多个次级侧DC输出电压;频率控制型固定电压控制部分,所述频率控制型固定电压控制部分根据多个次级侧DC输出电压的所需一个的电平而控制所述开关驱动部分,改变所述开关部分的开关频率,对所需一个次级侧DC输出电压执行固定电压控制;为所需多个次级侧DC输出电压的每一个设置的电感控制型固定电压控制部分,其中,除了所需一个次级侧DC输出电压之外,所需多个次级侧DC输出电压被要求是固定电压,所需一个次级侧DC输出电压是所述频率控制型固定电压控制部分的固定电压控制的目标,所述电感控制型固定电压控制部分配置为作为饱和电抗器形式的控制变压器的受控绕组插入到用于产生次级侧DC输出电压的次级侧整流电流通路中,所述控制变压器具有控制绕组和缠绕在其上的所述受控绕组,并且,将要提供给所述控制绕组的控制电流电平根据输入的次级侧DC输出电压电平而改变,以改变受控绕组的电感,由此对次级侧DC输出电压执行固定电压控制;以及功率因数提高电路,所述功率因数提高电路包括功率因数提高变压器和插入到所述整流电流通路的所需位置中的整流元件,其中,所述功率因数提高变压器通过缠绕串联插入到所述初级侧串联谐振电路中的功率因数提高初级绕组以及插入到整流电流通路中的功率因数提高次级绕组而形成,所述整流电流通路形成为所述整流平滑部分,通过所述功率因数提高初级绕组,基于在所述功率因数提高次级绕组中激励的激励电压而执行开关操作,以中断整流电流,用于提高功率因数;所述第一开关变换器部分包括第一开关部分,在预定次级侧DC输出电压升高之后过去预定时间之后的时刻,所述第一开关部分进行操作,以便把用于产生另一预定次级侧DC输出电压的次级侧整流电流通路从断开状态切换到接通状态。
2.如权利要求1所述的开关电源电路,其中,所述第一开关部分为响应在经过预定时间之后的时刻输入的激活控制信号而把次级侧整流电流通路从断开状态切换到接通状态。
3.如权利要求1所述的开关电源电路,其中,所述整流部分是在桥式连接中连接的二极管,并且具有两个被提供AC输入电压的端子、连接到基准电势的基准电势端、以及输出整流电压的整流电压输出端;所述平滑部分是在所述整流电压输出端和所述基准电势端之间通过它们之间节点串联的两个平滑电容器;以及所述开关电源电路进一步包括设置在两个被提供AC输入电压的端子之一与所述节点之间用于执行切换的第二开关部分,从而,当AC输入电压低于基准电压时,执行倍压整流操作,在此操作中,所述第二开关部分置于接通状态以产生其电平等于两倍AC输入电压电平的整流平滑电压,但是,当AC输入电压高于基准电压时,执行等压整流操作,在此操作中,所述第二开关部分置于断开状态,以产生其电平与AC输入电压电平相等的另一整流平滑电压。
4.第一开关电源电路和另一开关电源电路,它们两者都包括用于对AC输入电压进行整流的整流部分、用于使来自所述整流部分的整流电压变平滑的平滑部分、以及用于接收和操作来自所述平滑部分的平滑电压的多个变换器部分,其中,所述平滑电压是DC输入电压,所述多个变换器部分之一在事先确定的时刻被激活,其中,多个开关变换器部分的每一个都包括用于接收DC输入电压以执行开关操作的开关部分,所述开关部分由以半桥连接形式连接的高端开关元件和低端开关元件形成;用于开关驱动所述开关元件的开关驱动部分;通过缠绕至少一个初级绕组和次级绕组而形成的绝缘换流变压器,其中,向所述初级绕组提供通过所述开关部分的开关操作而获得的开关输出,在所述次级绕组中激励交流电压,其中,交流电压作为所述初级绕组中获得的开关输出;初级侧串联谐振电路,所述初级侧串联谐振电路至少由所述绝缘换流变压器的所述初级绕组的漏电感分量和串联到所述初级绕组的初级侧串联谐振电容器的电容形成,用于进行所述电流谐振型开关部分的操作;初级侧部分电压谐振电路,所述初级侧部分电压谐振电路由并联到两个开关元件之一的部分电压谐振电容器的电容和所述绝缘换流变压器的所述初级绕组的漏电感分量形成,其中,所述开关元件每一个都形成半桥连接,并且,只根据每个所述开关元件接通和断开的每个时刻而获得所述初级侧部分电压谐振电路的电压谐振操作;DC输出电压产生部分,所述DC输出电压产生部分用于接收由所述绝缘换流变压器的所述次级绕组获得的次级侧AC电压,并执行所接收次级侧AC电压的整流操作,以产生多个次级侧DC输出电压;频率控制型固定电压控制部分,所述频率控制型固定电压控制部分根据多个次级侧DC输出电压的所需一个的电平而控制所述开关驱动部分,改变所述开关部分的开关频率,对所需一个次级侧DC输出电压执行固定电压控制;为所需多个次级侧DC输出电压的每一个设置的电感控制型固定电压控制部分,其中,除了所需一个次级侧DC输出电压之外,所需多个次级侧DC输出电压被要求是固定电压,所需一个次级侧DC输出电压是所述频率控制型固定电压控制部分的固定电压控制的目标,所述电感控制型固定电压控制部分配置为作为饱和电抗器形式的控制变压器的受控绕组插入到用于产生次级侧DC输出电压的次级侧整流电流通路中,所述控制变压器具有控制绕组和缠绕在其上的所述受控绕组,并且,将要提供给所述控制绕组的控制电流电平根据输入的次级侧DC输出电压电平而改变,以改变受控绕组的电感,由此对次级侧DC输出电压执行固定电压控制;以及第一开关部分,所述第一开关部分在预定次级侧DC输出电压升高之后过去预定时间之后的时刻,把用于产生另一预定次级侧DC输出电压的次级侧整流电流通路从断开状态切换到接通状态;以及用于提高功率因数的功率因数提高电路;所述功率因数提高电路包括功率因数提高变压器和插入到整流电流通路的所需位置中的整流元件,其中,所述功率因数提高变压器通过缠绕串联插入到所述初级侧串联谐振电路中的功率因数提高初级绕组以及插入到整流电流通路中的功率因数提高次级绕组而形成,所述整流电流通路形成为所述整流平滑部分,通过所述功率因数提高初级绕组,基于在所述功率因数提高次级绕组中激励的激励电压而执行开关操作,以中断整流电流。
5.如权利要求1所述的开关电源电路,其中设置在所述第一开关变换器部分中的所述第一开关部分和设置在其它开关变换器部分中的所述第一开关部分每一个都接收由所述第一开关变换器部分的所述DC输出电压产生部分产生的多个次级侧DC输出电压中的预定一个,并且,在所接收次级侧DC输出电压升高之后,在延迟由时间常数电路获得的时间之后,把次级侧整流电流通路从断开状态切换为接通状态。
6.如权利要求1所述的开关电源电路,其中所述整流部分是在桥式连接中连接的二极管,并且具有两个被提供AC输入电压的端子、连接到基准电势的基准电势端、以及输出整流电压的整流电压输出端;所述平滑部分是在所述整流电压输出端和所述基准电势端之间通过它们之间节点串联的两个平滑电容器;以及所述开关电源电路进一步包括设置在两个被提供AC输入电压的端子之一与所述节点之间用于执行切换的第二开关部分,从而,当AC输入电压低于基准电压时,执行倍压整流操作,在此操作中,所述第二开关部分置于接通状态以产生其电平等于两倍AC输入电压电平的整流平滑电压,但是,当AC输入电压高于基准电压时,执行等压整流操作,在此操作中,所述第二开关部分置于断开状态,以产生其电平与AC输入电压电平相等的另一整流平滑电压。
7.一种等离子显示设备,包括如权利要求1或4所述的开关电源电路,向所述等离子显示设备提供次级侧DC输出电压,作为驱动电源。
全文摘要
一种用于大范围并包括功率因数提高功能的开关电源电路,其中,根据次级侧DC输出电压的起动次序中的级数而减少变换器部分的数量,从而实现成本下降、电路的尺寸和重量减小以及功率损失减小。多个开关变换器(101、102)是通过结合部分谐振电压电路和由半桥耦合方法准备的电流谐振型而获得的组合谐振型。根据开关控制,整流电路配置为当AC电压小于150V时,所述整流电路用作倍压整流电路,而当AC电压大于150V时,所述整流电路用作全波整流电路。通过使用功率因数提高变压器(VFT)向整流电流通路反馈变换器的输出电压,并进一步通过使用整流二极管间歇性地流动整流电流,由此扩大AC输入电流的导通角,从而实现功率因数提高。根据预定起动信号的输入,通过接通和断开插入到整流电流通路中的DC开关电路(6)而执行次级侧DC输出电压的起动次序控制。
文档编号H02M3/24GK1729611SQ200380107208
公开日2006年2月1日 申请日期2003年12月19日 优先权日2002年12月27日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社
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