专利名称：高压电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源技术，更准确地说，涉及具有改进的千伏/体积特性的高压电源。
本发明背景一般的电压源(例如，给高压负载提供DC功率的电压源)使用电源电子线路，后者包括提供电压递增和输入与输出之间隔离的变压器以及合理配置的用于从变压器的输出产生所需高压的电压倍增级。由于象绝缘要求、工作频率、电压倍增器的典型输入(例如，25V)所要求的电压倍增器中大量的倍压级、以及电源电子线路中磁性元件(电感器和变压器)的大小这些因素，通常，航空航天应用的高压电源尺寸都很大，一般大于0.5立方英尺。而且，由于连续的倍压级的工作特性的缘故，在负载下常常增大输出电压脉动和电压降。
发明慨述本发明的一个方面针对高压电源。根据一个方面，本发明针对连续可变的高压电源。根据本发明实施例的高压电源包括功率比例换算部分、推挽变换器以及电压倍增器，所述功率比例换算部分接收输入电压信号并将输入电压信号转换成可控DC电压；所述推挽变换器用于将可控DC电压转换成高频波；而所述电压倍增器接收由推挽变换器产生的高频波并执行连续的倍增操作以便产生高压DC输出。本发明的另一方面针对提供高压电源的方法。根据本发明实施例的提供高压电源的方法包括接收输入电压信号，并在功率比例换算部分将输入电压信号转换成可控DC电压；使用推挽变换器将可控DC电压转换成高频波；以及接收由推挽变换器产生的高频波，并执行连续的倍压操作，产生高电压DC输出。
附图的简要说明从以下结合附图所进行的说明，对本发明的更加完整的理解将变得更加清楚，附图中
图1是根据本发明实施例的高压电源系统的功能方框图；图2是根据本发明实施例的电源电子线路模块的功能方框图；图3是根据本发明示范性实现方案的高压电源系统的电源电子线路模块的原理说明图；图4是根据本发明示范性实现方案的高压电源系统的电压倍增器模块的原理说明图；图5是根据本发明实施例的高压电源的电源电子线路控制模块的功能方框图；图6是根据本发明示范性实现方案的高压电源系统的电源电子线路控制模块的原理说明图；图7A-7E图解说明根据本发明示范性实现方案的高压电源的电路板互连配置；图8是根据本发明实现方案的电压倍增器绝缘系统的截面图；以及图9是根据本发明示范性实现方案的高压电源的电压倍增器的倍压级布局的原理说明图。
详细说明参照附图阅读以下详细说明，本发明的其它方面和优点将变得显而易见。
图1说明根据本发明的原理的高压电源(HVPS)10的功能方框图。一般地说，HVPS 10将DC(直流)或AC(交流)电压转换成隔离的、高精度的、连续可调的高DC电压(例如，大约几十千伏(KV))。根据本发明的原理配置的电源10可以具有高达0.6KV/in3(立方英寸)的KV/体积和高达30KV/1b(磅)的KV/重量。可以将电源自然冷却(例如，对流冷却)并在宽的环境条件下(例如，从海平面上到外层空间)工作。
图1中示出的HVPS 10包括三个主要模块电源电子线路模块100；电压倍增器模块200；以及电源电子线路控制模块300。电源电子线路模块100将输入的AC或DC电压转换成可调节的DC电压，然后，将可调节的DC电压转换成高频波，在最佳实施例中所述高频波是方波，其振幅可调。在本发明的一个实现方案中，由电源电子线路模块100产生的高频波具有比大约20KHz更高的频率。在本发明的一个最佳实施例中，由电源电子线路模块100产生的高频波具有大约100KHz的频率。电源电子线路模块100以高频工作，减少了对体积庞大而且沉重的电抗元件的需求。此外，高频工作提高了HVPS 10的功率密度并且由于以下详细讨论的原因而减小了负载条件下输出电压的脉动和电压降。电源电子线路模块100的高频变压器提供了输入和输出之间的隔离。
电压倍增器模块200将电源电子线路模块100输出的高频波转换成高压。在本发明的一个实现方案中，电压倍增器模块200能够输出高达大于大约1KV DC的可调电压。在本发明的一个最佳实施例中，电压倍增器模块能够输出高达大约30KV DC的可调电压。使用更大数目的倍压级，可以进一步提高HVPS 10输出的上限。为电压倍增器模块200提供绝缘系统250。绝缘系统250(下面将详细讨论)允许小体积中的高电压。控制模块300根据模拟或数字指令信号以闭环形式调整电源电子线路模块100的输出波的振幅。
更准确地说，电源电子线路模块100接收功率信号(例如，28V DC)和表示连续可变高压电源输出电压(例如，在0至30KV范围的DC)的可变指令信号(例如，0-10V DC)。在电源电子线路模块100中，使用所谓”补偿变换器”将输入电压变换成随所需输出电压而变的可控DC电压。然后，推挽变换器用于将所述电压变换成高频波电压(例如，具有振幅大约为0至1KV的方波)。使用电源电子线路模块100和电源电子线路控制模块300之间的反馈信号，闭环控制系统确保HVPS 10的输出电压遵循所述指令。
图2是根据本发明实施例的电源电子线路模块100的功能方框图。正如在图2中所见，电源电子线路模块100包括功率比例换算部分130；推挽变换器140；以及电源部分120。功率比例换算部分130是补偿变换器，它接收输入功率信号(例如，28V DC)和表示所需高压电源输出电压的比例控制信号。功率比例换算部分130包括开关元件Q1，通过从电源电子线路控制模块300接收的开关选通信号来控制开关元件Q1的接通/断开，以便将输入功率信号转换成可控DC电压(例如，0至28V范围内的电压)。
使用下面将更详细讨论的高频变压器配置，推挽变换器140将功率比例换算部分130的输出转换成高频波电压(例如，具有0-1KV峰值的电压)。根据本发明实现方案，由推挽变换器140产生的高频波是方波，从而便于后面的电压倍增并改善了稳定性，包括HVPS 10的低电压降和脉动电平。推挽变换器140提供绝缘以及输入和输出之间的电压递增。由推挽变换器140输出的高压使电压倍增器模块200可以利用较少的倍压级实现所需的输出电压范围。例如，如果HVPS 10的最大所需输出电压为30KV DC，推挽变换器输出0至1KV，那么电压倍增器就可以用16个倍增级来实现。在所述实现方案中，提供额外的倍压级补偿每一个电压倍增级上的二极管两端的电压降，补偿负载的电压降，以便保证在整个输出负载范围内能够获得30KV DC的输出电压，30KV DC的输出电压可能会在电压倍增器模块的每一级上引起损耗。在下面讨论的本发明的一个实现方案中，所述各倍压级被分配到两块电路板(例如，每快电路板8级)。
电源部分120接收输入功率信号，并为电源电子线路控制模块300的各种不同的电路产生电源电压(例如，5V、15V)。电源部分120是任选的组成部分，在这种情况下，电源电压可以由外部提供。
图3图解说明根据本发明实现方案的电源电子线路模块100的示意的细节，包括功率比例换算部分130、推挽变换器140和电源部分120的示范性实现方案细节。正如在图3中可见，功率比例换算部分130的示范性实现方案(通过连接件P、N)连接成接收输入功率信号，所述输入功率信号在图3的示范性实现方案方案中是DC功率信号。功率比例换算部分130包括开关元件Q1(例如，IRF 530 MOSFET)，控制开关元件Q1的占空因数，可以根据从电源电子线路控制模块300接收的开关选通信号G1P来按比例变换输入电压。图3所示的功率比例换算部分130包括将选通信号G1P应用于开关元件Q1的电阻器R1和R2。功率比例换算部分130还包括滤波装置，它包括电感器L1以及电容器C7和C8，用于对按比例变换的输出电压进行平滑/滤波；以及RC配置，它包括电阻器R4、R5和电容器C11，用于产生表示功率比例换算部分130的输出的反馈信号VF，所述反馈信号VF被反馈给电源电子线路控制模块300。电阻器R4、R5起分压器作用，产生反馈信号VF，电容器C11对反馈信号进行滤波。功率比例换算部分130还包括电容器C1、C3和二极管D2，所述电容器C1和C3用于对输入电压进行滤波，以便减小输入电压的噪音，二极管D2是用于图3的补偿变换器装置的续流二极管。
推挽变换器140包括高频变压器T1(例如，匝数比为1∶1∶36的变压器)和一对开关Q1和Q2，所述高频变压器提供输入和输出之间的电压隔离和递增，根据接收的电源电子线路控制模块300的开关选通信号G2P和G3P来转换开关Q1和Q2。开关Q1和Q2可以是以高速率(例如，100KHz)转换的MOSFET类型的半导体开关(例如IRF 530)。
这样，与变压器T1的初级绕组连接的开关Q2和Q3就将高频电压提供给变换器，高频电压由变压器T1升压，以便输出给电压倍增器模块200。推挽变换器140还包括以下配置用于向开关Q2提供开关选通信号的电阻器R6、R7和用于向开关Q3提供开关选通信号的电阻器R10、R11。
根据图3的实现方案的电源部分120包括第一电压供给部分122和第二电压供给部分124。如图3中所示，第一电压供给部分122可以使用15V稳压器U1(例如，7815集成电路)来实现。图3中第一电压供给部分122的简图包括用于对输入电压进行滤波的电容器C2；用于对15V稳压器U1的输出电压进行滤波的电容器C4和C5；以及作为旁路二极管的反馈二极管D1。第二电压供给部分124可以使用5V稳压器U2(例如，7805集成电路)来实现。图3中第二电压供给部分124的简图包括用于输入滤波和输出滤波的电容器C6和C9；以及旁路二极管D4。用于图3中说明的示范性实现方案的电源模块120还包括第三电压供给部分126，后者向功率比例换算部分130的开关元件Q1提供15V隔离电压。第三电压供给部分126包括隔离的DC到DC的变换器U3(例如，AA5-15集成电路)和滤波电容器C10、C12、C13。
图4说明电压倍增器200的实施例的电路配置。电压倍增器包括多个倍压级210-1、210-2、...、210-n，其中每一个倍压级包括多个电容器和二极管。如在图4中看到的，每一个倍压级包括两个分路，每一个分路具有一对二极管。本专业的技术人员将明白，倍压级数目和各个元件的值将控制电压倍增。例如，在一种配置中，电容器可以具有0.1微法拉的值，并可以配置16级(例如，分配到两个电路板中)，当输入给电压倍增器模块200的波形最大峰值为1KV时，就允许倍增到30KV DC。本专业的技术人员将明白，将需要根据所需的输出电压电平来选择元件和倍压级数目的其它额定值。
图5是根据本发明实施例的电源电子线路控制模块300的功能方框图。如图5中所见，电源电子线路控制模块300包括用于产生高频时钟信号的时钟发生器310；用于为电源电子线路模块100的推挽变换器140的开关Q2和Q3产生开关选通信号的变换器选通信号发生器320；以及用于产生电源电子线路模块100的功率比例换算部分130的开关Q1的开关选通信号的比例换算部分选通信号发生器330。比例换算部分选通信号发生器330根据表示所需输出电压和功率比例换算部分130的反馈VF信号的指令信号，控制功率比例换算部分130的开关Q1的占空因数，所述反馈VF信号表示输出给推挽变换器140的换算电压幅度。
图6是根据本发明的示范性实现方案的电源电子线路控制模块300的原理说明图。在图6中，利用”或非”门序列U1A、U1B、U1C和U1D(例如，双输入”或非”门CMOS集成电路序列(4001))来实现时钟发生器310，产生门时钟信号Dr2和Dr3。由”或非”门U1C输出的门时钟信号Dr2与”或非”门U1D输出的门时钟信号Dr3的相位相差180度，以便驱动推挽变换器140的开关元件Q2、Q3，使得一次只有一个开关元件接通。时钟发生器310还包括用于按照Dr2、Dr3产生脉冲频率的电路，所述电路包括电容器C1；电阻器R1、R2、R3；以及二极管D1。
可以使用高速功率MOSFET驱动器(例如，IR 2125集成电路)来实现图6中的变换器的选通信号发生器320。第一驱动器322根据时钟信号Dr2产生门开关信号G2P，第二驱动器电路324根据接收的时钟发生器310的时钟信号Dr3产生门开关信号G3P。图6中的比例换算部分选通信号发生器330包括控制电路334，所述控制电路334根据输入的指令电压Vcmd和功率比例换算部分130的反馈信号VF产生比例控制信号Dr1。在图6说明的实现方案中，控制电路334包括产生Dr1的转换模式电源控制器集成电路(例如，TL 494集成电路)。控制电路334包括外部元件，后者包括芯片生产产家推荐的各种电阻器和电容器并用于确定PWM操作的开关频率。高速MOSFET功率驱动器336根据转换控制信号Dr1，为功率比例换算部分130的开关Q1产生开关选通信号G1P。可以使用众所周知的集成电路(例如，IR 2125高速功率MOSFET驱动器)来实现功率驱动器336。图6中说明的电源电子线路控制模块330还包括控制增益元件332，所述控制增益元件包括为控制电路334产生控制信号的电阻器R8-R11和晶体管Q1的配置。控制增益元件332接收外部指令电压Cmd并产生Vcmd，在所述实现方案中，Vcmd是相对于Cmd按比例变换后的电压。作为对功率比例换算部分130的输出电压的闭环控制的一部分，进行所述按比例变换，以便于在指令信号和反馈信号VF之间进行比较。控制增益元件332还设置了控制电路334(Vdtc输入)的空闲时间控制功能。
图3、4和6图解说明了根据本发明示范性实现方案的示意的细节。正如本专业的技术人员将明白的，所示的专用元件和数值可以用相同的功能元件和合适的组合代替，以达到相同的功能结果(例如，晶体管类型可以更换)。而且，几个元件或元件组合的功能可以合并成单个元件(例如，应用专用的集成电路(ASIC)、混合装置等)。另外，方案的功能部分可以由其它系统提供。例如，电源部分120可以由合适的外部电源代替。正如所示电路说明的，本专业的技术人员将明白，各种电路的配置可以用于实现相似的功能。
图7A-7E(总体称作为”图7”)说明根据本发明示范性实现方案的HVPS 10的电路板互连配置。在所述实现方案中，第一电路板(电路板1)安装了与电源电子线路控制模块300相关的电路，第二电路板(电路板2)安装有与电源电子线路模块100相关的电路。与电压倍增器模块200相关的电路被分配在两块附加的电路板(电路板3、电路板4)中。图7中说明的实现方案的电路板使用了多个跳线J1-J6，以便提供各种不同的电路板和外部连接件之间的连接。在图7中说明的电路板配置中，控制板(电路板1)和电源电子线路板(电路板2)设置在电压倍增器板(电路板3、4)的下面。电路板1和电路板2之间的间距可以大大小于电路板3和电路板4之间的间距(例如，与电路板3和电路板4之间的大约2.0cm的间距相比约为0.5cm间距)。电路板2和电路板3之间的间距至少应该尽可能大于电路板3和电路板4之间的间距。
图8图解说明用于为根据本发明实现方案的电压倍增器模块200的电路板提供改进的绝缘的绝缘系统250。绝缘系统250通过控制多层绝缘系统中的电场来提高击穿电压的幅度。绝缘系统250由n个绝缘层252-1、...、252-n和m个置于连续的绝缘层之间的非常薄(例如，小于约1mm)的导电带254-1、...、254-m构成。252-1、...、252-n中的每一层都由合适的绝缘材料(例如，聚合绝缘材料)构成。导电带254-1、...、254-m中的每一个的宽度用Ka表示，每一个绝缘层的厚度用b表示，复合的绝缘系统250的宽度用A表示，复合绝缘系统的厚度用B表示。在本发明的一个实施例中，在电压倍增器板(例如，图7中的电路板3和4)的两面都设置有倍增器绝缘复合层。
在每一层252中，导电带254-1、...、254-m都相对于相邻层的导电带对称地移动恒定距离，所述距离由使绝缘层耐压最高的移动因数确定。复合绝缘体中的电位分布可以根据不同设计参数的Laplace方程的解来确定，以便降低电场。绝缘系统250的基本原理在标题为”Design of Field-Controlled Multilayer InsulationSystem”，IEEE Transactions on Electrical Insulation，Vol.E1-21，No.2，April 1986，的论文中作了详细说明，并通过引用全部结合在本说明书中。应该明白，绝缘系统250的参数(例如，n和m)将取决于具体的应用和HVPS 10的特性。
如图9所示，为了改善热耗散并且能够在给定区域布置更多的电压倍增器电容器，本发明的一种实现方案将级联的倍压级电容器410布置成与二极管420有关的锯齿形图案。通过把绝缘和这里说明的热控制技术相结合，可以减小电压倍增器板之间的元件的空间和间隙，从而减小HVPS 10的尺寸。
已经对本发明的实施例和示范性实现方案进行了详细的说明，下面将说明这些实施例和示范性实现方案的特征和优点。正常情况下，在高压电源的应用中，正弦波用作电压倍增器的输入。不能直接产生高频正弦波，而产生高频方波则没有问题。而且，如上所述，输入到电压倍增器模块200的方波便于电压倍增并提高负载下的HVPS10的稳定性。这样，在最佳实施例中，HVPS 10使用高频方波作为电压倍增器模块200的输入。
正常情况下，由于绝缘的需要和需要许多倍压级，高压电源的尺寸是大的。如果试图使用高压方波作为通常电源的电压倍增器的输入，那么，出现在电压倍增器的各级中的高压方波往往在彼此相对地具有高的电压差元件端子之间引起飞弧(火花)。因此，试图使用高压方波的高压电源不可能使尺寸做得很小。本发明的HVPS 10在一块小板上使用高压电平的高频方波。
使用高频工作的一个优点是减小磁性元件(即，推挽变换器中的绝缘/升压变压器和补偿变换器中的电感器)。正如从下面的讨论中将看到的，使用高频工作的另一个原因是减小输出电压的脉动和负载的电压降。
输出电压的脉动由以下公式给定δV=IfCn(n+1)4=q2(1C1+2C2+···+nCn)]]>(公式1)其中，n为电压倍增器中的倍压级数目，q为每个周期中从电容器转移到负载的电荷。设C1＝C2＝...＝Cn，则输出电压的脉动变为δV=qCn(n+1)4=IfCn(n+1)4]]>(公式2)正如所见，随f的增加，δV将减小。这就是高频工作的一个优点。
由从电容器吸取并转移到负载上的电流引起的负载的输出电压降(ΔV0)由下式给出ΔV0=IfC(2n33+2n22+···-n3)]]>(公式3)对于n＞5的条件下，上述关系可以简化为ΔV0≅IfC2n33(n>5)]]>(公式4)或ΔV0≅qC2n33(n>5)]]>(公式5)正如从公式可看到的，随f的增加，ΔV0将减小，结果，最大输出电压将增大。最大输出电压由下述方程给出V0，max＝n(2Vmax，noload)-ΔV0(公式6)在本发明的HVPS 10中，通过印刷电路板和绝缘设计的实现方案来解决由使用高频方波引起的飞弧的电压问题。关于绝缘来说，可以使用利用绝缘材料的整体而不是其表面的磁场可控型介质材料。已知所述绝缘体具有所述表面的绝缘强度的至少10倍的绝缘强度。因此，可以奇迹般地减小装有电压倍增器的电路板的尺寸。利用绝缘层的专门设计，就可以强制电场穿透绝缘强度很高的材料，而不是停留在表面上。
电源电子线路控制模块300具有两个主要任务。第一个主要任务是根据指令信号(例如0至10V DC之间的模拟指令信号)，控制所述补偿变换器从源电压产生按比例变换的电压。闭环控制通过调节MOSFET开关的占空因数来调节补偿变换器输出电压幅度，以便根据指令信号把电源的高压输出控制在0至30KV之间。电源电子线路控制模块300的第二个主要任务是产生推挽变换器的MOSFET开关的门脉冲。在一个实现方案中，这些开关以50％的占空比和100KHz的转换频率工作。在一个最佳实施例中，选择模拟控制来控制补偿变换器，以便利用它的高速特性的优点(即在输入指令的毫秒级范围内实现稳定的输出电压)。为了实现在100KHz的转换率下使用数字控制的参考跟综，需要一个大的且昂贵的微控制器或DSP板。模拟控制可以在合理的尺寸和成本上保证十分良好的结果。
本发明的HVPS 10的特征在于小尺寸和重量(尺寸5cm×10cm×15cm，重量＜500克)。由于在电压倍增器模块200中使用了绝缘系统250，所以可以奇迹般地减小安装有倍压级的印刷电路板的尺寸和间隙。由于有限的绝缘强度和传统的绝缘设计不允许使用小尺寸的电路板和间隙，所以现有使用由电容器和二极管构成的电压倍增器的高压电源的尺寸很大。而且，由于工作在高转换频率的缘故，磁性部件的尺寸和重量(补偿变换器的电感和推挽变换器的变压器)也大大地减小了。为高压电源尺寸和重量的减小作出贡献的第三因素是电源可以自然冷却，除了开关元件使用的散热片以外，不需要任何附加的冷却机构(例如，风扇)。
如上所述，HVPS可以安装在各种各样的环境中，例如，MIL-E-5400要求的环境，它确定设备在所述环境条件下必须工作的环境条件(包括设备可能遇到的环境温度和压力范围)，或者环境温度高达70℃的不加压的环境。工作的海拔高度可以从海平面至16000米变化。
权利要求
1.一种高压电源(10)，它包括功率比例换算部分(130)，它接收输入电压信号，并将所述输入电压信号转换成可控DC电压；推挽变换器(140)，用于将所述可控DC电压转换成高频波；以及电压倍增器(200)，它接收由所述推挽变换器(140)产生的所述高频波，并执行连续的倍压操作以便产生高压DC输出。
2.如权利要求1所述的高压电源(10)，其中还包括控制模块(300)，用于控制所述功率比例换算部分(130)和所述推挽变换器(140)。
3.如权利要求2所述的高压电源(10)，其中，所述功率比例换算部分(130)包括开关元件(Q1)、所述开关元件(Q1)的占空因数控制所述可控DC电压幅度，以及所述控制模块(300)将门转换信号作为所述高压电源(10)的所需输出电压的函数，输出给所述功率比例换算部分(130)的所述开关元件(Q1)。
4.如权利要求3所述的高压电源(10)，其中，所述控制模块(300)接收基于所述功率比例换算部分(130)的输出的反馈信号，以便调节所述门转换信号。
5.如权利要求1所述的高压电源(10)，其中，所述高频波是方波。
6.如权利要求1所述的高压电源(10)，其中，所述高频波的频率是大约100KHz。
7.如权利要求1所述的高压电源(10)，其中，所述可控DC电压处于大约0至28KV的范围内。
8.如权利要求1所述的高压电源(10)，其中，所述电源产生在大约0至30KV范围内的DC输出电压。
9.如权利要求2所述的高压电源(10)，其中，所述控制模块(300)是模拟控制器。
10.如权利要求1所述的高压电源(10)，其中，所述电压倍增器(200)包括电路板上的多个倍压级(210-1、...、210-n)，并且所述高压电源(10)还包括与所述电路板相关联的绝缘系统(250)。
11.如权利要求10所述的高压电源，其中，所述绝缘系统(250)是具有n个绝缘层和设置在个连续的绝缘层之间的m个导电带的多层系统。
12.如权利要求10所述的高压电源，其中，所述绝缘系统(250)是控制电场的多层绝缘系统。
13.如权利要求10所述的高压电源(10)，其中，所述多个倍压级(210-1、...、210-n)被分配在与所述功率比例换算部分(130)和所述推挽变换器(140)分离的多个电路板中。
14.如权利要求10所述的高压电源(10)，其中，所述多个倍压级(210-1、...、210-n)包括布置成锯齿形图案的电容器(410)。
15.一种提供高压电源的方法，所述方法包括接收输入电压信号并且将所述输入电压信号按比例变换为可控DC电压；将所述可控DC电压转换为高频波；以及对由所述转换步骤产生的所述高频波执行电压倍增以便产生高压DC输出。
全文摘要
一种高压电源(10)包括功率比例换算部分(130)、推挽变换器(140)和电压倍增器(200)，功率比例换算部分接收输入电压信号并将输入电压信号转换为可控DC电压；所述推挽变换器用于将可控DC电压转换为高频波；所述电压倍增器接收由推挽变换器(140)产生的高频波并执行连续的倍压操作，产生高压DC输出。在一种实现方案中，电压倍增器(200)接收频率大约为100KHz的方波并输出大约为0至30KV的可调节DC电压。在一种实现方案中，高压电源(10)包括电压倍增器模块(200)的绝缘系统(250)，所述绝缘系统形成在n个绝缘层和设置在循序的各绝缘层之间的m个导电带上。
文档编号H02M7/10GK1732615SQ200380107667
公开日2006年2月8日 申请日期2003年10月28日 优先权日2002年11月1日
发明者M·萨拉马, C·H·林, M·卡泽拉尼 申请人:霍尼韦尔国际公司