开关电源电路的制作方法

专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种在各种电子设备中作为电源提供的开关电源电路。
背景技术：
广泛公知的各种开关电源电路例如包括回扫转换器型或前向转换器型的开关电源电路。所述类型的开关电源电路在开关噪声抑制方面受到限制，因为开关操作的波形是矩形。此外，已知开关转换器在提高它们的转换效率方面受到它们的操作特性的限制。
因此，依赖于各种谐振类型的转换器的各种开关电源电路已经由本申请的发明人提出。根据这种谐振类型转换器，容易获得高功率转换效率，并且容易实现低噪声，因为开关操作波形是正弦波。此外，谐振类型转换器也具由相对较小的数量的部件形成的特征。
一种由本申请人先前已经申请专利的功率电源电路被构造成它包括电压谐振型转换器作为初级侧开关转换器并在次级侧上产生和输出多个次级侧DC输出电压。
此外，对于次级侧DC输出电压的稳定，例如关于主要的一个初级侧DC输出电压，采用取决于初级侧开关转换器的开关频率的控制的开关频率控制方法。同时，关于所要求的另一个次级侧DC输出电压，正交型控制变压器(饱和感应器)的受控绕组串联插入在整流路径中以产生次级侧DC输出电压。此外，要输送到正交型控制变压器的控制绕组的控制电流的电平根据次级侧DC输出电压的电平变化以改变受控绕组的电感，由此控制输送给整流电流路径的电流电平，以使次级侧DC输出电压恒定(参考日本专利申请公开官方公报No.2000＝0646981)。
作为已有技术的基于上文所描述的电源电路形成的电源电路在附图14中示出。此外，在附图14中示出的电源电路被构造成它包括作为初级侧开关转换器的谐振型转换器和多个次级侧DC输出电压产生在初级侧上。然而，虽然在上文描述的电源电路中的初级侧开关转换器是电压谐振型转换器，但是在附图14中所示的电源电路的初级侧开关转换器是电流谐振型转换器。例如，虽然产生次级侧DC输出电压的整流电路系统采用作为半波整流电路的结构，在这种结构中初级侧开关转换器是电压谐振型转换器，其中初级侧开关转换器是电流谐振型转换器，但是它可以形成全波整流电路作为整流电路系统。这个可以增加电流容量作为开关电源电路。
在附图14中所示的电源电路中，由一个共模扼流线圈CMC和两个交叉电热器CL形成的共模噪声虑波器连接到商用AC电源AC上。共模噪声虑波器抑制例如从开关转换器侧传输到商用AC电源AC的噪声。
此外，由桥路整流电路Di和平滑电容器Ci形成的全波整流电路提供在下一级商用AC电源AC到共模噪声虑波器的线上。具有等于AC输入电压VAC的电平的电平的整流平滑电压Ei通过全波整流电路的整流平滑操作作为在平滑电容器Ci上的电压获得。
在本实例中接收作为DC输入电压的整流平滑电压Ei并使用它工作的开关转换器具有作为复合谐振型转换器的结构，这种谐振型转换器在基本结构中至少包括在初级侧上的部分电压谐振电路作为电流谐振型转换器。
在此，每个都由MOS-EFT形成的两个开关器件Q1(高侧)和Q2(低侧)在如附图14所示的半桥耦合方案中彼此连接。阻尼二极管DD1和DD2在开关器件Q1和Q2的漏极-源极之间如附图14所示的方向上分别彼此并联连接。
此外，部分谐振电容器Cp并联连接在开关器件Q2的漏极-源极之间。并联谐振电路(部分电压谐振电路)由部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的泄漏电感L1形成。部分电压谐振电路执行部分电压谐振操作，其中它仅在切断开关器件Q1和Q2时进行电压谐振。
控制IC2包括以分别激励的方式驱动电流谐振型转换器的振荡电路、控制电路、保护电路等，并且作为在它的里面包括双极型晶体管的通用的模拟IC(集成电路)。
控制IC2以输入到电源输入端子Vcc的DC电压工作。在这个实例中，电源输入端子Vcc经启动电阻Rs连接到整流平滑电压Ei的线路。控制IC2通过启动电阻Rs以整流平滑电压Ei启动并工作。此外，控制IC2通过接地端子E连接到初级侧地端。
此外，控制IC2包括两个驱动信号输出端子VGH和VGL作为将驱动信号(栅极信号)输出到开关元件的端子。
开关驱动高侧开关元件的驱动信号从驱动信号输出端子VGH输出，而开关驱动低侧开关元件的另一驱动信号从驱动信号输出端子VGL输出。
从驱动信号输出端子VGH输出的高侧驱动信号施加给开关器件Q1的栅极。同时，从驱动信号输出端子VGL输出的低侧驱动信号施加给开关元件Q2的栅极。
开关元件Q1和Q2执行开关操作以使分别通过从驱动信号输出端子VGH和VGL输出的驱动信号以所要求的开关频率交替地开关。
隔离转换器变压器PIT将开关元件Q1和Q2的开关输出传输到次级侧，并且在本实例中具有初级绕组N1和缠绕在其上的两个次级绕组N2和N2A。
在本实例中，隔离转换器变压器PIT的初级绕组N1在它的一端上通过串联谐振电容器C1的串联连接而连接到在开关元件Q1的源极和开关元件Q2的漏极之间的节点(开关输出点)。初级绕组N1在它的另一端上连接到初级侧地端。
根据上述的连接方案，串联谐振电容器C1和初级绕组N1的串联电路连接到开关元件Q1和Q2的开关输出点。因此，初级侧串联谐振电路由串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1的隔离转换器变压器PIT的泄漏电感L1形成。由于初级侧串联谐振电路如上文所述地连接到开关输出点，因此开关元件Q1和Q2的开关输出传输到初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路响应输出到其中的开关输出执行谐振操作。因此，初级侧开关转换器的操作成为电流谐振型的操作。
因此，上文所描述的通过次级侧串联谐振电路(C1-L1)进行电流谐振型操作和通过部分电压谐振电路(Cp//L1)进行的部分谐振操作通过在附图14中所示的初级侧开关转换器获得。
换句话说，在附图14中所示的电源电路采用包括使初级侧开关转换器进行谐振型操作的谐振电路与另一谐振电路组合的形式。总之，电源电路采用一种复合谐振型转换器的结构。
响应传输到初级绕组N1的开关输出，在缠绕在隔离转换器变压器PIT的次级侧上的每个次级绕组N2和N2A中感应出交流电压。
次级绕组N2具有如附图14所示提供在其上并连接到次级侧地端的中心抽头和由整流二极管Do1和Do2形成的全波整流电路，并且平滑电容器Co连接到次级绕组N2.因此，次级侧DC输出电压Eo作为在平滑电容器Co上的电压获得。次级侧DC输出电压Eo输送给负载侧(未示)并分流并也作为检测电压输入以控制下文描述的控制电路1。
控制电路1产生其电平响应上文作为控制输出到其中的次级侧DC输出电压的电平调节的电压或电流。控制输出北输出到控制IC2的控制端子Vc。
控制IC2工作以响应输入到控制端子Vc的控制输出电平调节驱动信号的频率以调节从驱动信号输出端子VGH和VGL输出的高侧和低侧的驱动信号的驱动信号的频率，同时驱动信号维持它们交替接通/切断的时序。
因此，开关元件Q1和Q2的开关频率响应输入到控制端子Vc的控制输出电平(即，次级侧DC输出电压电平)可变地控制。
在开关频率变化时，初级侧串联谐振电路的谐振阻抗变化。在谐振阻抗变化时，输送到初级侧串联谐振电路的初级绕组NI的电流量变化，并且输送次级侧的功率也变化。因此，次级侧DC输出电压Eo的电平变化，实施了次级侧DC输出电压Eo的恒压控制。
在本例中，由MOS-FE形成的开关元件Q3、整流二极管D3、扼流线圈L10和平滑电容器Co3如附图14所示的方式形成的降压型转换器连接到次级侧输出电压Eo。
降压型转换器通过接收次级侧DC输出电压Eo作为到其中的输入并借助于整流二极管D3和扼流线圈L10对通过开关元件Q3执行开关获得的交流电压进行半波整流产生从次级侧DC输出电压Eo下降的次级侧DC输出电压Eo2以对平滑电容器Co3进行充电。
通过控制电路3执行次级侧DC输出电压Eo2的恒压控制。
控制电路3接收次级侧DC输出电压Eo2作为到其中的输入，并且例如，响应输入到其中的次级侧DC输出电压Eo2的电平改变要输入到开关元件Q3的栅极的驱动信号的一个周期内的脉冲宽度，同时控制开关频率恒定。换句话说，控制电路3执行PWM控制。因此，在一个开关周期内的开关元件Q3的一个角度改变，结果，次级侧DC输出电压Eo2的电平也变化。通过以这种方式可变地控制次级侧DC输出电压Eo2，可以实现次级侧DC输出电压Eo2的稳定。
此外，对于次级侧N2A也提供中心抽头，并将其连接到次级侧地端，此外，全波整流电路由整流二极管Do3和Do4和平滑电容器Co1以如附图15所示的方式形成。在平滑电容器Co1上获得DC电压。
在本实例中，三端调节器4连接到平滑电容器Co1的输出的DC电压以使稳定的次级侧DC输出电压Eo1作为在平滑电容器Co2上的电压获得。
在此，关于在次级侧上如上文所述地获得的次级侧DC输出电压Eo、Eo1和Eo2的负载条件如下Eo5.0V/6A至2AEo112.0V/1A至0.2AEo23.3V/6A至2A根据上文给出的负载条件，最高负载功率施加给次级侧DC输出电压Eo。因此，使用具有最高控制容量并提供相对较低的功率损失的开关频率控制执行次级侧DC输出电压Eo的恒压控制。
将次级侧DC输出电压Eo之下的第二最高负载功率施加给次级侧DC输出电压Eo2。因为相对于次级侧DC输出电压Eo负载电流量也相当大，因此在本实例中降压型转换器作为除了开关频率控制之外的装置提供以实现恒定电压。
通过三端子-调节器4以简单且容易方式稳定其余的次级侧DC输出电压Eo1，因为负载电流量较小。
然而，上文参考附图14的电源电路具有如下问题。
相对于次级侧DC输出电压Eo，在附图14中所示的电源电路的DC/DC功率转换效率(ηDC/DC)是94％，而相对于次级侧DC输出电压Eo1是80％，相对于次级侧DC输出电压Eo2是92％，总共大约是88％。
具体地，虽然附图14中所示的电路采用这样的结构，其中增加串联调节器比如三端子-调节器4和降压型转换器以分别稳定多个次级侧DC输出电压，串联调节器和降压型转换器不可避免地具有高功率损失。因此，作为负载侧的状态，在负载功率变化较大时，功率损失进一步增加，并且因此，它需要给串联调节器和/或降压型转换器提供散热片，这就造成了例如电路规模加大和/或成本增加。
此外，在附图14中所示的电源电路中，在初级侧复合谐振型转换器的开关频率是75KHz至100KHz时，在次级侧上的降压型转换器中的开关元件Q3的开关频率例如固定在100KHz。这样在一个电源电路中包含多个开关频率时，开关频率彼此相互干扰并且噪声产生的电平变得更高。因此，要求抗噪声的措施比如各种类型的噪声虑波器或屏蔽版，并且也在这样方面中，导致了电路规模的扩展和/或成本的增加。
因此，公知的是采用作为稳定次级侧输出的磁性放大器替代上述的串联调节器和/或降压型转换器。
附图15所示为其中在附图14中所示的电源电路的次级侧采用上述的磁性放大器的结构的实例。注意，与附图14中相同的元件通过相同的参考标号表示，因此省去了对它们的描述。
参考附图15，以如下的方式构造产生稳定地次级侧DC输出电压Eo1的电路系统。
首先，次级绕组N2A具有提供在其上并连接到次级侧地端的中心抽头，整流二极管Do3和Do4如附图15所示的方式连接到次级绕组N2A以形成全波整流电路。因此，次级侧DC输出电压Eo1在平滑电容器Co1上作为电压产生。
此外，次级绕组N2A的全波整流电路包括具有磁性放大器的恒压电路(磁性放大器恒压电路)，并且次级侧DC输出电压Eo1通过磁性放大器恒压电路稳定。
磁性放大器恒压电路包括插入在次级绕组N2A的一端部和整流二极管Do3的阳极之间的饱和电感器(扼流线圈)SR1和插入在次级绕组N2A的另一端部和整流二极管Do4的阳极之间的饱和电感器(扼流线圈)SR2。此外，复位电压调节二极管DV1的阴极连接到整流二极管Do3的阳极，以及复位电压调节二极管DV2的阴极连接到整流二极管Do4的阳极。二极管DV1和DV2的阳极连接到晶体管Q4的集电极。晶体管Q4的发射极通过电阻器Rc连接到次级侧DC输出电压Eo1的正线。
在本实例中的控制电路3控制饱和电感器SR1和SR2的磁通量以稳定次级侧DC输出电压Eo1。
控制电路3形成为包括并联调节器等的误差放大器，并响应输入到其中的次级侧DC输出电压Eo1的电平可变地控制晶体管Q4的基极电流电平。晶体管Q4的集电极电流电平通过晶体管Q4的基极电流电平的可变控制进行调节。由于晶体管Q4的集电极连接到复位电压调节二极管DV1和DV2的阳极，因此在调节集电极电流电平时，调节用于调节饱和电感器SR1和SR2的磁通量的复位电压的控制电压。
在此，饱和电感器SR(SR1，SR2)通过例如附图16所示的方式在圆环形铁芯CR上缠绕实线绕匝Ln所要求的匝数形成。
附图17所示为在选择钴性非晶材料作为以上述方式形成的饱和电感器SR的铁芯的材料的B-H图。从该附图中可以看出，饱和电感器SR的B-H图特性具有较高的矩形比的迟滞特性。
包括这种饱和电感器SR的磁性放大器以附图18所示的方式操作。参考附图18，电压V3表示在饱和电感器SR1和次级绕组N2A之间的节点和在次级绕组N2A的中心抽头之间的电压。同时，电压VL1表示在饱和电感器SR1上的电压。电流ID1表示流入整流二极管Do3的整流电流。
在从t0至t1的周期中，电压V3具有正极性状态，这时，饱和电感器SR1处于未饱和状态(B0＞B＞B1).这时，由于在电压V3和VL1之间的关系是V3VL1，因此电流ID1不流入整流二极管Do3.
在从t1至t2的另一周期内，由于饱和电感器SR1具有饱和的状态(B＝B1)，因此电压VL1具有基本0电平。因此，由于在电压V3和VL1之间的关系是V3＞VL1，因此电流ID1开始流入到整流二极管Do3。
然后，在从t2至t3的进一步的周期内，在附图19中等效地示出的输出电压调节电路11工作。这个输出电压调节电路在附图15中是整流二极管Do2输入到其中的控制电路3。正如从附图19中可以看出，控制电路3采用一种结构作为误差放大器。总之，控制电路3比较通过由分压电阻Ro1和Ro2分压的次级侧DC输出电压Eo2的电平和参考电压Vref并通过由运算放大器OP和反馈电路(Ca，Ra)形成的放大器放大在它们之间的误差，然后，通过电阻Rb输出放大的误差。
然后，复位电阻10响应从以上文所述的方式获得的输出电压调节电路11的输出将复位电流输送给饱和电感器SR1。复位电阻10等效地指示了作为由在附图15中所示的电阻Rc、晶体管Q4、二极管DV1和DV2和饱和电感器SR1和SR2形成的复位电路的一种功能。
这时通过复位电阻10输送的复位电流的操作通过响应通过电阻Rc→晶体管Q4→二极管DV1从输出电压调节电路11输出到饱和电感器SR1的电平输送的电平电流执行。通过复位电流，执行饱和电感器SR1的复位以使磁通量密度可以返回到B0。
饱和电感器SR具有未饱和状态的从t0至t9的周期的时间长度通过在从t2至t3的周期内的复位量确定(复位电流电平)。
因此，随着增加到更高负载的趋势，复位量响应次级侧DC输出电压Eo1的电平的上升增加。因此，由于剩余的磁通量B0成为BOA，如附图17所示，作为未饱和状态的周期的从t0至t1的周期也增加以便成为从t0A至t1A的周期，如附图18所示。随着未饱和状态的周期以这种方式增加，电流ID1不流动的周期也增加，因此，每单位时间到负载的电源周期降低并且次级侧DC输出电压Eo1的电平极大地降低。
然后，也是在饱和电感器SR2侧上但在附图18中所示的波形具有180°的相位差的时序上也执行上文所描述的这种操作。
这样，在附图15中所示的电路实现了通过全波整流获得的次级侧DC输出电压Eo1的稳定。
此外，在附图15中，也是用于在次级绕组N2侧上产生的次级侧DC输出电压Eo2，对于上文所描述的次级侧DC输出电压Eo1类似地采用其中通过磁性放大器恒压电路执行恒压控制的结构。
总之，作为获得次级侧DC输出电压Eo2的基本结构，由整流二极管Do5和Do6和平滑电容器Co1形成的全波整流电路连接到次级绕组N2。
此外，饱和电感器(扼流线圈)SR3和SR4、用于复位电压调节的二极管DV1和DV2、用于复位电流输出的晶体管Q3、电阻Rc和控制电路3如附图15所示地连接到全波整流电路以形成磁性放大器恒压电路。
在采用如上文参考附图15所描述的这种磁性放大器恒压电路时，通过磁性放大器恒压电路进行的恒压控制具有这样的类型其中在饱和电感器SR具有饱和/不饱和状态的周期。从前文的描述中可以认识到，根据在次级绕组中护都扼的电压V3的循环时序执行这种操作。换句话说，形成磁性放大器恒压电路的饱和电感器SR、复位电压调节二极管DV1和DV2和复位电流输出晶体管Q3和Q4的操作保持与初级侧开关转换器的开关频率同步。由此，例如在附图14中所示的电源电路的情况下，消除了通过在不同的开关频率之间的干扰造成噪声产生量增加的问题。
然而，也在附图15所示的电路中，通过形成饱和电感器SR的环形铁芯引起的功率损失和通过形成磁性放大器恒压电路的半导体元件比如复位电压调节二极管DV1和DV2和复位电流输出晶体管Q3和Q4引起的功率损失较高。因此，电源电路的总功率转换效率下降的问题仍然存在。例如，使用如在附图15中所示的电路的总的功率转换效率(ηDC/DC)大致为86％，低于在附图14中所示的电路结构的转换效率。
此外，为了形成磁性放大器恒压电路，要求作为饱和电感器SR的环形铁芯和半导体元件比如复位电压调节的二极管元件和复位电流输出的晶体管。例如，在实际的情况中，肖特基二极管有选择性地用于复位电压调节的二极管元件。同时，50V/2A的晶体管有选择性地用于复位电流输出的晶体管。由于上述的半导体元件相对较昂贵，因此在附图15中所示的电路在成本方面仍然具有缺陷。
在附图14所示的电源电路的结构用作基本结构的地方这个问题特别重要。具体地，如上文所述，在电流谐振型结构用作初级侧开关转换器的结构时，产生次级侧DC输出电压的整流电路系统可作为全波整流电路形成，由此实现可获得更大电流容量的结构。然而，如果试图将磁性放大器恒压电路增加到全波整流电路中，则对应于正/负整流电路要求每组包括饱和电感器SR和用于复位电压调节的二极管元件的两组。
这样，在通过例如包括在初级侧上的电流谐振型转换器的开关电源电路对在次级侧上产生的多个次级侧DC输出电压分别执行恒压控制时，涉及功率转换效率降低和通过增加恒压控制的电路元件造成成本等增加的问题。

发明内容
因此，根据本发明，以考虑上述主题的方式构造开关电源电路。
具体地，一种开关电源电路包括具有接收DC输入电压作为到其中的输入以执行开关操作的开关元件的开关装置和开关驱动该开关元件的开关驱动装置。
开关电源电路进一步包括通过在其上至少缠绕初级绕组和多个次级绕组形成的隔离转换器变压器，其中，通过开关装置的开关操作获得的开关输出输送到所述初级绕组上，在每个次绕组中激励作为在初级绕组中获得的开关输出的交流电压。
开关电源电路进一步包括接收输入到其中的在隔离转换器变压器的多个次级绕组中获得的交流电压以执行整流操作以产生次级侧DC输出电压的多个DC输出电压产生装置和响应从通过多个DC输出电压产生装置产生的多个次级侧DC输出电压中将相对较高的功率输送给负载的次级侧DC输出电压的电平控制开关驱动装置以调节开关装置的开关频率以执行次级侧DC输出电压的恒压控制的频率受控型恒压控制装置。
开关电源电路进一步包括对应于除了通过频率受控型恒压控制装置被控制为恒定电压的次级侧DC输出电压之外的多个次级侧DC输出电压中的每个提供的并包括具有控制绕组和缠绕在其上的受控绕组的作为饱和电感器的控制变压器的电感控制型恒压控制装置，受控绕组插入在次级侧整流电流路径中产生控制对象的次级侧DC输出电压，该电感控制型恒压控制装置响应控制对象的次级侧DC输出电压的电平调节被输送到控制绕组的控制电流的电平以调节受控绕组的电感以执行控制对象的次级侧DC输出电压的恒压控制。
根据上述的结构，本发明的开关电源电路的次级侧产生多个次级侧DC输出电压。
此外，通过响应次级侧DC输出电压的电平可变地控制初级侧开关转换器的开关频率，将相对较高的功率输送给负载的多个次级侧DC输出电压中的一个被控制为恒定电压。
同时，其余的每个次级侧DC输出电压借助于电感受控型恒压控制装置被控制为恒定电压。具体地，电感受控型恒压控制装置包括作为饱和感应器的控制变压器，这种饱和感应器包括控制绕组和受控绕组，受控绕组插入在产生控制变压器的控制对象的次级侧DC输出电压的整流电流路径。然后，输送给控制绕组的控制电流的电平响应控制对象的次级侧DC输出电压的电平被调节以改变受控绕组的电感，由此稳定控制对象的次级侧DC输出电压。
应用具有上文描述的这种结构的电感控制型的恒压控制装置，例如控制绕组的功率损失较低，并且将控制电流输送给控制绕组所要求的控制功率非常低。


附图1所示作为本发明的第一所思路的电源电路的结构的实例的电路图；附图2所示为正交型控制变压器的结构的实例的电路图；附图3所示为受控绕组的电感特性的特征图；附图4所示为最对应于第一实施例的次级上的控制电路的结构的实例的电路图；附图5所示为通过在第一实施例的电源电路中的次级侧上的控制电路进行的恒压控制操作的波形图；附图6所示为在本实施例中的次级侧整流电路的改进方案和受控绕组的插入位置之间的关系的电路图；附图7所示为在本实施例中的次级侧整流电路的另一改进方案和受控绕组的插入位置之间的关系的电路图；附图8所示为在本实施例中的次级侧整流电路的另一改进方案和受控绕组的插入位置之间的关系的电路图；附图9所示为在本实施例中的次级侧整流电路的再一改进方案和受控绕组的插入位置之间的关系的电路图；附图10所示为作为第二实施例的电源电路的结构的实例的电路图；附图11所示为作为第二实施例在次级侧上的控制电路的结构的实例的电路图；附图12所示为在第二实施例中通过在次级侧上的控制电路进行的负载短路保护操作的波形图；附图13所示为在第二实施例中插入用于寄生谐振噪声消除的电阻时次级侧整流电路的操作的波形图；附图14所示为作为已有技术的电源电路的结构的实例的电路图；附图15所示为在作为已有技术的电源电路的次级侧上的结构的另一实例的电路图；附图16所示为饱和感应器的结构的实例的视图；附图17所示为饱和电感器的B-H特性的特征图；附图18所示为通过包括饱和电感器的磁性放大器的恒压控制操作的波形图；和附图19所示为附图15中所示的磁性放大器恒压电路的等效电路图。
具体实施例方式
附图1所示为作为本发明的第一实施例的开关电源电路的结构的实例。
在附图1所示的电源电路中，由共模扼流线圈CMC和两个电容器CL形成的共模噪声虑波器连接到商用AC电源AC。共模噪声虑波器抑制了例如要从开关转换器侧发送给商用AC电源AC的噪声。
此外，由桥路整流电路Di和平滑电容器Ci形成的全波整流电路提供在到共模噪声虑波器的下一级的商用AC电源AC的线上。具有等于AC输入电压VAC的电平的整流平滑电压Ei通过全波整流电路进行的整流平滑操作在平滑电容器Ci上作为电压获得。
在本实例中接收作为DC输入电压的整流平滑电压Ei并以其工作的次级侧开关转换器具有作为如下的复合谐振型转换器的结构在作为电流谐振型转换器的基本结构中至少包括在初级侧上的部分电压谐振电路。
在此，每个都由MOS-EFT形成的两个开关器件Q1(高侧)和Q2(低侧)在如附图1所示的半桥耦合方案中彼此连接。阻尼二极管DD1和DD2在开关器件Q1和Q2的漏极-源极之间如附图1所示的方向上分别彼此并联连接。
此外，部分谐振电容器Cp并联连接在开关器件Q2的漏极-源极之间。并联谐振电路(部分电压谐振电路)由部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的泄漏电感L1形成。部分电压谐振电路执行部分电压谐振操作，其中它仅在切断开关器件Q1和Q2时进行电压谐振。
控制IC2包括以分别激励的方式驱动电流谐振型转换器的振荡电路、控制电路、保护电路等，并且作为在它的里面包括双极型晶体管的通用的模拟IC(集成电路)。
控制IC2以输入到电源输入端子Vcc的DC电压工作。在这个实例中，电源输入端子Vcc经启动电阻Rs连接到整流平滑的电压Ei的线路。控制IC2通过启动电阻Rs以整流平滑的电压Ei启动并工作。此外，控制IC2通过接地端子E连接到初级侧地端。
此外，控制IC2包括两个驱动信号输出端子VGH和VGL作为将驱动信号(栅极信号)输出到开关元件的端子。
驱动高侧开关元件的驱动信号从驱动信号输出端子VGH输出，并驱动低侧开关元件的开关的另一驱动信号从驱动信号输出端子VGL输出。
从驱动信号输出端子VGH输出的高侧驱动信号施加给开关元件Q1的栅极。同时，从驱动信号输出端子VGL输出的低侧驱动信号施加给开关元件Q2的栅极。
注意，虽然在附图1中没有示出，但是由外围外部设置的部件形成的自举电路(boot strap circuit)实际连接到控制IC2。自举电路用于平移要施加到高侧的开关元件Q1的驱动信号电平以使它具有适当地驱动开关元件Q1的电平。
此外，虽然作为选通电阻和栅-源电阻的部分元件实际连接到开关元件Q1和Q2，但是它们在附图中被省去。
在控制IC2中，通过其中的振荡电路产生所要求频率的振荡信号。注意，振荡电路响应如下文所述从控制电路1输入到端子Vc的控制输出的电平调节振荡信号的频率。
因此，控制IC2使用提供振荡电路产生的振荡信号以产生用于高侧的驱动信号和用于低侧的另一驱动信号。用于高侧的驱动信号从驱动循环输出端子VGH输出，以及用于低侧的信号从另一驱动循环输出端子VGL输出。
用于高侧的驱动信号和用于低侧的驱动信号具有这样的波形，其中在其内产生正极性的矩形波形的脉冲的接通周期和产生0V的切断周期在一个开关周期内实现。此外，在驱动信号具有如上文所述的普通波形的同时，它们具有彼此180°的相位差的输出时序。
由于具有波形的驱动信号施加给开关元件Q1和Q2，因此开关元件Q1和Q2执行开关操作以使它们以取决于振荡电路的振荡频率的开关频率交替地接通和切断。
注意，在实际的开关操作中，其中开关元件Q1和Q2两者都处于切断状态的无感时间的短周期形成在开关元件Q1切断之后直到开关元件Q2接通的时间周期和在开关元件Q2切断直到开关元件Q1接通的时间周期内。
无感时间是其中开关元件Q1和Q2两者都切断的时间周期。形成无感时间以便在作为部分电压谐振操作开关元件Q1和Q2接通、切断的时序上以时间的短周期内的确定性实现充电和放电操作。如上文所描述的这种无感时间的时间长度例如可以通过控制IC2侧设置。具体地，控制IC2调节要从驱动循环输出端子VGH和VGL输出的驱动信号的脉冲宽度的占空比以使设置时间长度的无感时间周期可以被形成。
提供隔离转换器变压器PIT以便将开关元件Q1和Q2的开关操作传送给次级侧。
在本实例中，隔离转换器变压器PIT的初级绕组N1在它的一端上通过串联谐振电容器C1的串联连接而连接到在开关元件Q1的源极和开关元件Q2的漏极之间的节点(开关输出点)。初级绕组N1在它的另一端上连接到初级侧地端。
根据上述的连接方案，串联谐振电容器C1和初级绕组N1的串联电路连接到开关元件Q1和Q2的开关输出点。因此，初级侧串联谐振电路由串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1的隔离转换器变压器PIT的泄漏电感L1形成。由于初级侧串联谐振电路如上文所述地连接到开关输出点，因此开关元件Q1和Q2的开关输出传输到初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路响应传输到其中的开关输出执行谐振操作。因此，初级侧开关转换器的操作成为电流谐振型的操作。
换句话说，上文所描述的通过次级侧串联谐振电路(C1-L1)进行电流谐振型操作和通过部分电压谐振电路(Cp//L1)进行的部分谐振操作通过在附图1中所示的初级侧开关转换器获得。
换句话说，在附图1中所示的电源电路采用包括使初级侧开关转换器进行谐振型操作的谐振电路与一种不同的谐振电路组合的复合谐振型转换器的结构。注意，在本说明书中所描述的复合谐振型转换器中，不同的谐振电路可以提供在初级侧或其它的次级侧上。在附图1所示的电路的情况下，部分电压谐振电路作为不同的谐振电路提供。
虽然参考附图的描述被省去了，但是隔离转换器变压器PIT被构造成例如它包括由铁氧体材料制成的E型铁芯的组合形成的EE型铁芯。此外，隔离转换器变压器PIT的线路接收部分划分为初级侧和次级侧的绕组接收部分，并且下文要描述的初级绕组N1和次级绕组N2和N2A都缠绕在EE型铁芯的中心磁性腿部上。
此外，在隔离转换器变压器PIT的EE型铁芯的中心磁性腿部形成1.0mm至1.5mm的间隙。因此，实现了具有大约0.7至0.8的耦合系数的近似耦合状态。
附图1中所示的电源电路的次级侧产生了多个次级侧DC输出电压，并且在本实例中输出包括次级侧DC输出电压Eo、Eo1和Eo2的三个次级侧DC输出电压。
为了以这种方式获得次级侧DC输出电压，在附图1所示的电路中，两个次级绕组N2和N2A缠绕在隔离转换器变压器PIT的次级侧上。次级侧DC输出电压Eo和Eo2从次级绕组N2侧产生，并且次级侧DC输出电压Eo1从次级绕组N2A侧产生并输出。此外，本实施例被构造成使对于以这种方式获得的次级侧DC输出电压Eo、Eo和Eo2中的每个分别执行恒压控制。
次级绕组N2具有如附图1所示地提供在其上并连接到次级侧地端的中心抽头，并且由整流二极管Do1和Do2和平滑电容器Co形成的全波整流电路连接到次级绕组N2.因此，次级侧DC输出电压Eo作为在平滑电容器Co上的电压获得。次级侧DC输出电压Eo输送到未示的负载侧，并也分流和输入作为下文描述的控制电路1的检测电压。
在通过包括控制电路1的恒压控制电路系统根据开关频率控制方法进行的恒压控制的执行实施次级侧DC输出电压Eo的稳定的同时，下文描述这些。
产生次级侧DC输出电压Eo的全波整流电路与上文描述的次级侧DC输出电压Eo的全波整流电路并联地连接到次级绕组N2.
具体地，整流二极管Do5的阳极通过下文描述的正交控制变压器PRT-2的受控绕组NR1的串联连接被连接到次级绕组N2的相对的端部部分中的一端。同时，次级侧DC输出电压Eo6的阳极通过正交控制变压器PRT-2的受控绕组NR1的串联连接被连接到次级绕组N2的另一端部部分。整流二极管Do5和Do6的阴极连接到平滑电容器Co2的正端子。平滑电容器Co2的负端子连接到次级侧地端。在此，正交控制变压器PRT-2的受控绕组NR1在它的绕组结束端部分连接到次级绕组N2侧并且在它的绕组开始端部分上连接到整流二极管Do5侧。相反，另一受控绕组NR2的在它的绕组开始端部分连接到次级绕组N2侧并在它的绕组结束端部分连接到整流二极管Do5侧。
通过以这种方式形成的全波整流电路，次级侧DC输出电压Eo2获得作为在平滑电容器Co2上的电压。
虽然下文给出了描述，但是通过由控制电路3-2和正交控制变压器PRT-2形成的恒压控制电路系统执行次级侧DC输出电压Eo2的稳定。
中心抽头提供给不同的次级绕组的次级绕组N2A并连接到次级侧地端，由整流二极管Do3和Do4和平滑电容器Co1形成的全波整流电路以与上文描述的次级侧DC输出电压Eo2的方式类似的连接方式连接到次级绕组N2A。全波整流电路产生次级侧DC输出电压Eo1作为在平滑电容器Co1的电压。也是在本实例中，正交控制变压器PRT-1的受控绕组NR1和NR2分别串联地插入在整流二极管Do3和Do4的阳极和次级绕组N2A的端部部分之间。
通过控制电路3-1和正交控制变压器PRT-1形成的恒压控制电路系统执行次级侧DC输出电压Eo1的稳定。
关于在附图1中所示的电源电路中的次级侧DC输出电压Eo、Eo1和Eo2的负载条件如下Eo＝5.0/6A至2AEo1＝12.0/1A至0.2AEo2＝3.3/6A至2A现在，描述稳定上文描述的次级侧DC输出电压Eo、Eo1和Eo2的结构。
首先，最高负载功率施加到其中的次级侧DC输出电压Eo的稳定以下面的方式执行。
为了使次级侧DC输出电压Eo成为恒定的电压，次级侧DC输出电压Eo作为检测电压输入到控制电路1。控制电路1产生电流或电压作为控制输出，它的电平响应次级侧DC输出电压Eo的电平调节。控制输出输出到控制IC2的控制端子Vc。
控制IC2响应输入到控制端子Vc的控制输出电平工作以改变要分别从驱动循环输出端子VGH和VGL输出的具有彼此保持同步的驱动信号的频率的高侧的驱动信号和的测定驱动信号，同时维持驱动信号交替接通/切断的时序。具体地，控制IC2改变内部振荡电流的振荡频率。
因此，开关元件Q1和Q2的开关频率响应输入到控制端子Vc的控制输出电平(即，次级侧DC输出电压电平)可调节地控制。
在调节开关频率时，初级侧串联谐振电路的谐振阻抗变化。在谐振阻抗以这种方式改变时，施加给初级绕组N1的电流量变化，并且传输到次级侧的功率也变化。因此，次级侧DC输出电压Eo的电平变化，由此实现了次级侧DC输出电压Eo的恒压控制。
现在，描述稳定次级侧DC输出电压Eo2的结构。
从前文的描述也可以认识到，次级侧DC输出电压Eo2的恒压控制电流系统包括正交控制变压器PRT-2和控制电路3-2。
在此，参考附图2描述正交控制变压器PRT-2的结构。注意，用于次级侧DC输出电压Eo2提供的正交控制变压器PRT-1也具有类似的结构。
如附图2所示，正交控制变压器PRT(PRT-1，PRT-2)包括例如由铁氧体制成的两个双通道形铁芯21和22。每个双通道形铁芯21和22具有如附图2所示的四个磁性腿部。实铁芯20通过彼此连接两个双通道形铁芯21和22的磁性腿部的端部部分形成。
在本实例中，两个双通道形铁芯21和22的磁性腿部的连接部分在其中没有形成间隙。
此外，受控绕组NR(NR1，NR2)缠绕在双通道形铁芯21的两个磁性腿部上，同时控制绕组NC缠绕在双通道形铁芯21的两个磁性腿部上，如附图2所示。在本实例中，受控绕组NR和控制绕组NC的缠绕方向为使控制绕组NC与受控绕组NR正交，如附图2所示。因此，在受控绕组NR和控制绕组NC之间不提供变压器耦合。因此，实现了具有受控绕组NR的电感响应流经受控绕组NR的DC电流的电平变化的特性的饱和电感器的结构。
在本实施例中的隔离转换器变压器PIT中，受控绕组NR(NR1，NR2)通过60μm/80股的聚亚安酯涂敷的铜线4T(匝)形成。同时，控制绕组NC通过例如60μm的聚亚安酯涂敷的铜线1,000T(匝)形成。
在所述的绕组规范下，受控绕组NR的电感LR具有如附图3所示的这种DC叠加特性。在附图3中，纵坐标轴指示电感LR，而横坐标轴指示流到受控绕组NR的电流IR。
从附图3可以看出，相对于控制电流Ic＝10mA至40mA的变化范围，电感LR指示LR＝20μH至1.5μH的变化范围。
控制电路3-2响应作为输入到其中的检测电压的次级侧DC输出电压Eo2的电平的误差调节要输送给控制绕组NC的控制电流的DC电流电平并输出经调节的DC电流电平。
在以这种方式调节流到正交控制变压器PRT-2的控制绕组NC的控制电流的电平时，受控绕组NR的电感LR以如附图3所示的方式变化。
在此，在通过次级侧DC输出电压Eo2所基于的交流电压产生的次级绕组N2的电感以L2表示并且在正交控制变压器PRT-2的次级绕组N2和受控绕组NR2之间的节点和次级侧地端之间的电位通过V2表示时，在形成次级侧DC输出电压Eo的整流电路系统的整流二极管Do6的阳极和次级侧地端之间的电位V3如下表示V3＝V2×(L2(L2+LR))＝V2×(1+(LR/L2))…(表达式1)从表达式1中可以看出，通过调节电感LR改变电位V3的电平。在电位V3的电平变化时，次级侧DC输出电压Eo2的电平也响应它的变化而变化。因此，在受控绕组NR的电感LR响应次级侧DC输出电压Eo2的电平误差如上文所述方式进行调节时，次级侧DC输出电压Eo2的电平被控制为稳定。
控制电路3-2的内部结构的实例在附图4中示出。
在附图4所示的控制电路3-2中，次级侧DC输出电压Eo2通过分压电阻R11-R12分压，所分压的电压电平输入到并联调节器Q3的控制端子中。通过并联调节器Q3，对应于输入到控制端子的分压电平(次级侧DC输出电压Eo2的电平)的误差的电平的电流通过电阻R13从12V的电源线流动。注意，12V的电源线例如从次级侧DC输出电压Eo1引出。
晶体管Q4的基极连接到在彼此并联的电阻R114-R115的串联电路和并联调节器Q3之间的节点。同时，晶体管Q4的集电极通过正交控制变压器PRT-2的控制绕组NC的串联连接而被连接到12V电源线。晶体管Q4的发射极连接到次级侧地端，并且电阻R16与晶体管Q4的发射极并联连接。
在使用上述的连接方案时，响应流到并联调节器Q3的电流电平放大的电平的DC电流流到晶体管Q4的集电极。DC电流成为控制绕组NC的控制电流。
这样，控制电路3-2借助于并联调节器Q3检测次级侧DC输出电压Eo2的电平误差并将其电平响应检测误差被调节的晶体管Q4的集电极电流作为控制电流输送给控制绕组NC。换句话说，控制电路3-2被构造成将其电平响应次级侧DC输出电压Eo2的电平误差被调节的DC电流作为控制电流输送给控制绕组NC。
注意，基于附图4的电路结构形成的控制电路3-2实际被构造成正交控制变压器PRT-2的控制绕组NC的电阻值被设置为20Ω，以使控制电路Ic具有Ic＝10mA至30mA的控制范围。通过设置这种刚刚描述的控制范围，实施了用于次级侧DC输出电压Eo2的实际负载变化的恒压控制。
附图5的波形图显示了上文所述的次级侧DC输出电压Eo2的恒压控制电路系统的操作。附图5中所示的操作指示了次级侧DC输出电压Eo2是Eo2＝3.3V/6的操作。
首先，对于电位V2，响应如附图5所示的方式通过次级绕组N2获得的交流电压的循环，获得在每一个循环的正负极性之间反向的波形。正负极性的峰值电平是6Vp。
电位V3也具有在循环时序上正负极性之间反向的波形，它与电位V2的波形相同。然而，在整流二极管Do6的一个周期内的电位V3的正极性的波形下降到4V。这是因为下述事实电位V3被控制为通过受控绕组NR2的电感LR2的可变控制的影响如上文所给出的表达式1所示地从6V改变到4V。换句话说，在附图5中在电位V3和电位V2之间的比较指示实现了控制电路3-2和正交控制变压器PRT-2极性的恒压控制操作。
然后，在电位V3具有正极性的周期内，整流电流I2通过整流二极管Do6流动以对平滑电容器Co2进行充电。
此外，虽然在附图5中没有示出，在电位V3具有如附图5负极性的周期内，在整流二极管Do5的整流电流路径系统中获得类似的操作，因为受控绕组NR1的电感LR1可变地控制。
作为上文以这种方式获得的操作结果，实现了作为例如固定的3.3V的恒压电压形成的次级侧DC输出电压Eo2。
注意，也是在连接到次级绕组N2A的次级侧DC输出电压Eo1的恒压控制电路系统中，正交控制变压器PRT-1和控制电路3-1与上文的正交控制变压器PRT-2和控制电路3-2分别类似地操作。因此，次级侧DC输出电压Eo1也与次级侧DC输出电压Eo2类似地稳定。
注意，通过考虑次级侧DC输出电压Eo1的实际负载变化等，任意地设定在控制电路3-1中的控制电流Ic的控制范围等。
这样，在附图1中的电源电路产生了多个次级侧DC输出电压。然后，对于施加最高的负载功率的次级侧DC输出电压Eo，执行通过开关频率控制方法进行恒压控制，对于其它的其余的次级侧DC输出电压Eo1和Eo2，提供正交控制变压器PRT以通过调节插入在整流电流路径中的正交控制变压器PRT的受控绕组NR的电感实现稳定。
在此，通过正交控制变压器PRT的受控绕组NR的功率损失较低，以及通过控制电路3-1和3-2等为进行受控绕组NR的电感的调节而要求的控制功率大致为0.4W。
结果，在附图1中所示的电源电路的功率转换效率(HDC/DC)相对于次级侧DC输出电压Eo是94％，而相对于次级侧DC输出电压Eo1是95％，相对于次级侧DC输出电压Eo2是94％，总共大约是90％。
相反，例如，在附图14和15中所示的电路的DC/DC转换效率大约是88％或86％，可以看出，在附图1中所示的电路在功率转换效率方面增强了。注意，如果附图1的电源电路的功率损失和附图14的电源电路的功率损失彼此进行比较，则这附图1的电源电路的功率损失比附图14的电源电路的功率损失大约减小了1.5W。此外，附图1的电源电路的功率损失比附图15的电源电路的功率损失减小了3.2W。因此，附图1所示的电路可以不需要用于次级侧恒压控制电路系统的散热片等。在不需要散热片时，可以实现极大地减小电路的尺寸和重量。
此外，在附图1所示的次级侧上的恒压控制电路系统的情况下，即使整流电路是全波整流电路，恒压控制电路系统仍然可以由作为可变电感元件的正交控制变压器PRT和一个控制电路3形成。
例如，如果与形成磁性放大器的饱和电感器进行比较，正交控制变压器PRT要求非常低的成本。此外，在控制电路3中提供的半导体元件仅仅是50V/0.1的晶体管Q4和更加低廉的并联调节器Q3，如附图4所示。
结果，在与例如包括附图15所示的磁性放大器恒压电路的电路结构进行比较时，可以以大约降低1/2的成本生产在附图1中所示的电路。
这样，与附图14或15中所示的电源电路进行比较时，本实施例的电源电路在功率转换效率方面增强并且可以以非常低的成本制造。此外，在本实施例中的电源电路的次级侧上的恒压控制电路执行正交控制变压器PRT的受控绕组NR的电感的调节时，它执行调节要输送到控制绕组NC的控制电流(DC电路电平)的DC控制，并且不涉及开关操作。因此，本实施例的电源电路不存在不同的开关频率之间的干扰的问题，而这是附图14的电路的一个问题。
因此，在附图1中所示的次级侧采用其中次级侧DC输出电压Eo、Eo1和Eo2通过相应的全波整流电路产生的结构。然而，在次级侧上的整流电路的结构不限于全波整流电路，而是根据实际所要求的次级侧DC输出电压的电平、实际所要求的负载电流量等可以使用不同类型的整流电路。
因此，关于用于一个次级侧DC输出电压的整流电路系统的结构的四种不同改进方案参考附图6至9进行描述。注意，从在这些附图中所示的整流电路中获得的次级侧DC输出电压在附图1的情况下是通过正交控制变压器PRT稳定的次级侧DC输出电压Eo1或Eo2。
首先，在附图6中所示的整流电路系统包括由单个整流二极管Do和单个平滑电容器Co形成的并连接到次级绕组N2的半波整流电路。
在此，例如，在执行通过正交控制变压器PRT进行恒压控制时，在附图1所示的全波整流电路情况下，在次级绕组N2的交流电压具有正和负极性的周期内，需要将正交控制变压器PRT的受控绕组NR插入在每个整流电流路径中。
相反，在附图6所示的半波整流电路的情况下，在执行整流操作的一半波周期内，整流电流流到在次级绕组N2的端部部分和整流二极管Do5的阳极之间的节点而不会失败。换句话说，在次级绕组N2的交流电压在一个循环内具有正和负极性的不同的周期内，整流电流不沿着彼此不同的整流电流路径流动，就象在全波整流电路的情况下一样。
因此，在如附图6所示的方式形成半波整流电路的情况下，仅仅需要将正交控制变压器PRT的单个受控绕组NR串联插入在次级绕组N2端部部分和整流二极管Do5的阳极的节点之间。换句话说，在附图6所示的整流电路的情况下，要缠绕在正交控制变压器PRT上的受控绕组NR的数量比在全波整流电路的情况更少。通过以这种方式减小要缠绕在正交控制变压器PRT上的绕组的数量，例如，可预计到减少数量的绕组的所要求的成本的降低，并且提高了正交控制变压器PRT的制造效率。此外，还可以进一步使正交控制变压器PRT微型化。
附图7所示为其中由桥式整流电路DBR和平滑电容器Co形成的全波整流电路连接到次级绕组N2的实例。
在刚刚所描述的这种全波的情况下，在次级绕组N2的交流电压具有正和负极性的两个周期内，整流电流例如沿着在桥式整流电路DBR的正输入端子和次级绕组N2的端部部分之间的线路流动而不会失败。
因此，也是在本实例中，仅需要将正交控制变压器PRT的单个受控绕组NR插入到桥式整流电路DBR的正输入端子和次级绕组N2的端部部分之间的线路中。注意，即使受控绕组NR插入到另一线路中，例如，在桥式整流电路DBR的负输入端子和次级绕组N2的另一端部部分之间的另一线路中，仍然可以实现等效地恒压控制操作。
附图8所示为其中电压倍增器整流电路连接到次级绕组N2的情况。
在本实例中的电压倍增器电路通过以附图8所示的连接方案串联连接整流二极管Do1和Do2和两个平滑电容器CoA-CoB形成。
也是在本实例中，正交控制变压器PRT包括串联插入在次级绕组N2的端部部分和在串联连接的平滑电容器CoA-CoB之间的节点之间的单个受控绕组NR。
在此，描述在附图8中所示的电压倍增器整流电路的整流操作。首先，在次级绕组N2的交流电压具有正极性的周期内，整流电流沿次级绕组N2→整流二极管Do1→平滑电容器CoA→受控绕组NR→次级绕组N2的路径流动以对平滑电容器CoA进行充电。因此，在平滑电容器CoA上获得了等于通过次级绕组N2获得的交流电压的电平的电平的整流平滑的电压。
在另一方面，在次级绕组N2的交流电压具有负极性的另一周期内，整流电流沿次级绕组N2→受控绕组NR→平滑电容器CoB→整流二极管Do2→次级绕组N2的路径流动以对平滑电容器CoB进行充电。因此，在平滑电容器CoB上获得了等于通过次级绕组N2获得的交流电压的电平的电平的整流平滑的电压。
由于在每一个循环之后重复上文所述的这种整流操作，因此在平滑电容器CoA-CoB的串联电路上作为电压获得了等于次级绕组N2的交流电压的电平的两倍电平的整流平滑的电压。这个整流的平滑电压成为次级侧DC输出电压。这样获得了进行电压倍增器整流操作的次级侧DC输出电压。
根据所述的整流操作，整流电流通过单个受控绕组NR流动，在次级绕组N2的交流电压具有正和负极性的两个周期内，这个单个受控绕组NR插入在次级绕组N2的端部部分和在平滑电容器CoA-CoB之间的节点之间。换句话说，也在本实例中，在次级绕组N2的交流电压具有正和负极性的两个周期内，受控绕组NR插入整流电流流动的路径中。因此，也是本实例中，仅仅要求一个受控绕组NR。
附图9中所示的整流电路形成了电压四倍器整流电路。在这种电压四倍器整流电路中，电压倍增器整流操作通过由整流二极管Do1和Do2和平滑电容器CoA和CoC形成的整流电路部分执行，并在平滑电容器CoA上作为电压获得了等于次级绕组N2的交流电压的电平的两倍电平的整流平滑电压。
同时，也通过由整流二极管Do3和Do4和平滑电容器CoB和CoD形成的另一整流电路部分执行电压倍增器整流操作，并在平滑电容器CoB上作为电压获得了等于次级绕组N2的交流电压的电平的两倍电平的整流平滑电压。
结果，作为在串联连接的平滑电容器CoA-CoB上的电压获得的次级侧DC输出电压，实现了次级绕组N2的交流电压的电平的四倍电平的整流平滑电压。
也是在本实例中，对于正交控制变压器PRT仅仅要求一个受控绕组NR，并将正交控制变压器PRT串联地插入在次级绕组N2的端部部分和平滑电容器CoA-CoB之间的节点之间。
首先，由整流二极管Do1和Do2和平滑电容器CoA和CoC形成的整流电路部分的电压倍增器整流操作如下。
在次级绕组N2的交流电压具有负极性的周期内，整流电流沿次级绕组N2→受控绕组NR→整流二极管Do2→平滑电容器CoC→次级绕组N2的路径流动以对平滑电容器CoC进行充电。因此，在平滑电容器CoC上作为电压获得了等于通过次级绕组N2获得的交流电压的电平的电平的DC电压。
另一方面，在次级绕组N2的交流电压具有正极性的周期内，整流电流沿次级绕组N2→平滑电容器CoC→整流二极管Do1→平滑电容器CoA→受控绕组NR→次级绕组N2的路径流动。这时，由于执行对平滑电容器CoA进行充电以使在平滑电容器CoC上获得的电压叠加，因此在平滑电容器CoA上作为电压获得了等于通过次级绕组N2获得的交流电压的两倍电平的DC电压。这样执行了电压倍增器的整流操作。
在另一方面，在由整流二极管Do3和Do4和平滑电容器CoB和CoD形成的整流电路部分中，首先在次级绕组N2的交流电压具有正极性的周期内，整流电流沿次级绕组N2→平滑电容器CoD→整流二极管Do3→受控绕组NR→次级绕组N2的路径流动。因此，在平滑电容器CoD上作为电压获得了等于次级绕组N2的交流电压的电平的电平的DC电压。
在另一方面，在次级绕组N2的交流电压具有负极性的周期内，整流电流沿次级绕组N2→受控绕组NR→平滑电容器CoB→整流二极管Do4→平滑电容器CoD→次级绕组N2的路径流动。这时，由于执行对平滑电容器CoB进行充电以使在平滑电容器CoC上获得的电压叠加，因此在平滑电容器CoA上作为电压获得了等于通过次级绕组N2获得的交流电压的两倍电平的DC电压。这样执行了电压倍增器的整流操作。
根据上文所述的这种整流操作，在两个整流电路部分的任何整流操作中，在次级绕组N2的交流电压具有正和负电压的两个周期内，整流电流通过受控绕组NR普通地流动。总之，也是在本实例中，在附图9中所示的位置上受控绕组NR的插入仅仅要求一个受控绕组NR。
附图10所示为作为第二实施例的电源电路的结构的实例。注意，在附图10中，与附图1中的元件类似的元件以相似的参考标号表示，在此省去对它们的描述。
在附图10中所示的正交控制变压器PRT(正交控制变压器PRT-1和PRT-2)具有类似于上述的附图2的结构。
在附图10所示的电源电路中，在控制次级侧上的正交控制变压器PRT(PRT-1，PRT-2)的受控绕组NR(NR1，NR2)的电感的次级侧上的控制电路3-2被如附图11所示地构造。注意，在附图11中，与附图4相似的元件以相似的参考符号表示，并省去对它们的描述。
在附图11所示的控制电路3-2中，电容器C2以附图11所示的极性插入在作为12V的电源线的次级侧DC输出电压Eo1和正交控制变压器PRT的控制绕组NC之间。在本实例中的电容器C2是电解电容器，电容器C2的正电极连接到次级侧DC输出电压Eo1的线路，同时电容器C2的负电极连接控制绕组NC的端部部分。
此外，晶体管Q5的发射极连接到电容器C2的正电极，晶体管Q5的集电极连接到电容器C2的负电极。电阻R17是晶体管Q5的基极-发射极电阻。
晶体管Q5的基极通过电阻R18连接到晶体管Q6的集电极。晶体管Q6的发射极连接到次级侧地端。晶体管Q6的基极通过电阻R20连接到次级侧DC输出电压Eo2的线路。电阻R19是晶体管Q6的基极-发射极电阻。
根据上述的控制电路3-2的结构，例如，如果商用AC电源AC可用并且次级侧DC输出电压Eo达到预定的电平，则控制电流Ic通过电容器C2首先从次级侧DC输出电压Eo的线路流到控制绕组NC。
次级侧DC输出电压Eo2由此响应次级侧DC输出电压Eo2的启动也累计起来。然而，如果次级侧DC输出电压Eo2上升到比预定的电平(例如2V)更高，则实现了足够使晶体管Q6导通的基极发射极电压，并将晶体管Q6置于导通状态。响应这种状态，晶体管Q5被置于导通状态。
在晶体管Q5置于导通状态之后，控制电流Ic的路径从次级侧DC输出电压Eo1的线路改变到包括晶体管Q5的发射极-集电极的线路，并且控制电流Ic沿着新的路径流动。此后，响应如上文参考附图4所描述的次级侧DC输出电压Eo2的电平，控制电路Ic的电平通过由并联调节器Q3和晶体管Q4形成的误差放大器的操作控制。因此，将次级侧DC输出电压Eo2例如稳定在3.3V。
在此假设次级侧DC输出电压Eo2发生了负载短路。在本实例中，次级侧DC输出电压Eo2下降到零电平，并且晶体管Q6被控制为响应次级侧DC输出电压Eo2的下降从接通状态改变到切断状态。至此，晶体管Q5也改变到切断状态。
在晶体管Q5以这种方式置于切断状态之后，由于沿其输送控制电流IC的路径从次级侧DC输出电压Eo1的线路释放，因此控制电流IC降低到0电平。因此，受控绕组NR1和NR2的电感增加，如上文参考附图3所述。
这时次级侧DC输出电压Eo2和通过整流二极管Do5和Do6流动的整流电流12的波形如附图12所示。
如上文所述，在负载短路发生时，次级侧DC输出电压Eo2继续具有0电平。
然后，虽然由于负载短路的结果整流电流I2最初增加到非常高的电平，但是由于控制电流Ic被抑制到0电平并且受控绕组NR1和NR2具有增加的电感，因此根据开关周期以高频流动的整流电流I2的电平被抑制。例如，在整流电流I2在备用状态下以附图5中可见的1SAp的电平流动的同时，可以看出，根据显示一旦负载短路时的波形的附图12的波形图，将整流电流I2抑制到1.2Ap。
换句话说，在附图11中所示的控制电路3-2也配备有用于次级侧DC输出电压Eo2的负载短路保护电路功能。这种刚刚描述的负载短路保护功能可以简单且低成本地实施，除了作为主要部件提供的晶体管Q5和Q6和电容器C2之外，它包括几个电阻元件等。
例如，在附图14和15中所示的结构中，如果试图提供一种防止负载短路的保护功能，则需要形成并连接一个更加复杂的复杂短路保护电路。因此，与本实施例相比，将导致电路规模增加和成本增加。
此外，在作为如附图10所示的第二实施例的电源电路中，电阻R1以附图10所示的方式例如连接到用于次级侧DC输出电压Eo1的恒压控制电路系统中。电阻R1插入在整流二极管侧上的两个受控绕组NR1和NR2的端部部分之间。
电阻R2以类似的方式也连接到对应于次级侧DC输出电压Eo2的恒压控制电路系统。
例如，在电阻R1或R2没有以上文所述的方式插入时，在整流二极管切断的时刻，通过寄生振荡引起的噪声产生在整流二极管和受控绕组NR之间的节点和次级侧地端之间的电位V3上。
因此，在电阻R1和R2以这种如附图10所示的方式插入时，这种如上文所述的寄生振荡的噪声如从附图13的电位V3中清除。注意，在附图13中所示的电流IQ2是流经开关元件Q2的开关电流。电流IQ2在附图13中示出以便指示电位V3的变化对应于该开关周期。
例如，作为在12V线路上的次级侧DC输出电压Eo1上产生的寄生振荡的电压的峰值电平是45Vp，与其相对应，对于整流二极管Do3和Do4，需要选择具有60V的抗压稳定特性的整流二极管部件。
相反，在本实施例的情况下连接电阻R1以清除寄生振荡时，对于整流二极管Do3和Do4，仅仅要求40V的电压耐压特性，并且整流二极管的成本可以极大地降低。此外，由于以其耐压特性较低的部件可以实现更好的特性，因此增强了电路的可靠性。
注意，不需要综合地采用在如第二实施例描述的次级侧上的控制电路3-2的负载短路保护电路(参考附图11)和用于寄生振荡清除的电阻(R1，R2)。例如，具体地，可以仅仅将包括在附图11中所示的负载短路保护电路的控制电路3-2增加到作为基本电路的如附图1中所示的第一实施例的电源电路中，或者可以采用仅仅包括寄生振荡清除的电阻的结构。
也是第二实施例的电源电路中，可以应用产生如附图6至9中所示的次级侧DC输出电压的整流电路系统。
此外，本发明并不限于上文所述的电源电路的结构。
例如，对于开关元件，除了MOS-FET之外的元件比如IGBT(绝缘栅双极型晶体管)也可采用，只要它可被以分离地激发的方式使用即可。此外，上文描述的部件元件的常数可以根据实际的条件等改变。
此外，根据本发明，可以构造包括具有自激发型的并且使用半桥耦合系统的电流谐振型转换器的电源电路。在本实例中，例如，双极型晶体管可有选择性地用于开关元件。
此外，例如，对于在隔离转换器变压器PIT的次级侧上产生次级侧DC输出电压的电路结构，也可以采用与在附图中所示的结构不同的结构。
此外，例如根据电源电路将要准备用于的负载功率、所要求的DC电源的数量等，通过根据本发明的电源电路产生的次级侧DC输出电压的数量可以适当地改变。根据次级侧DC输出电压的数量也可以改变要缠绕在隔离转换器变压器PIT的次级侧上的次级绕组的数量。
工业实用性如上文所述，本发明的开关电源电路包括电路谐振型转换器作为初级侧开关转换器的基本结构。此外，在次级侧上产生多个次级侧DC输出电压。
根据次级侧DC输出电压的电平通过适当地控制初级侧开关转换器的开关频率，控制多个次级侧DC输出电压中的特定的一个为恒定电压。
此外，为了控制要求稳定到固定电压的其余次级侧DC输出电压中的任何一个，作为包括控制绕组和受控绕组的饱和电感器的控制变压器对应于次级侧DC输出电压提供。然后，将控制绕组插入到产生控制对象的次级侧DC输出电压的整流电路路径中。然后，响应控制对象的次级侧DC输出电压的电平，调节要输送给控制绕组的控制电流的电平以实现控制对象的次级侧DC输出电压的稳定。
应用上述的结构，由于在与其中次级侧DC输出电压例如借助于串联调节器、降压型转换器或磁性放大器稳定的变型情况相比时功率损失降低了，因此提高了电源电路的功率转换效率。
此外，作为实际电路，仅需要提供一种控制变压器作为饱和的电感器和用于响应控制对象的次级侧DC输出电压电平调节要输送给控制变压器的控制绕组的DC电流(控制电流)的电平的电路。因此，在类似地与其中次级侧DC输出电压通过串联调节器、降压型转换器或磁性放大器稳定的变型情况相比时，可以以非常低的成本实现稳定化的结构。
此外，利用控制变压器的恒压控制是可变地控制要输送到控制变压器的控制绕组的DC电流(控制电流)的电平的控制，独立于初级侧开关转换器的开关操作不涉及。因此，在如其中采用降压型转换器的情况下在不同的开关频率之间的这种干扰不会发生，并且在电源电路中可能产生的噪声量也极大地降低。
权利要求
1.一种开关电源电路，包括包括用于接收DC输入电压作为到其中的输入以执行开关操作的开关元件的开关装置；开关驱动所说的开关元件的开关驱动装置；通过在其上至少缠绕初级绕组和多个次级绕组形成的转换器变压器，其中，通过所说的开关装置的开关操作获得的开关输出输送到所述初级绕组，在所述次级绕组的每个中激励作为所说的初级绕组中获得的开关输出的交流电压；接收在所说的转换器变压器的所说的多个次级绕组中的一个中获得的交流电压作为到其中的输入以执行整流操作以产生第一次级侧DC输出电压的第一DC输出电压产生装置；接收在所说的多个次级绕组中的不同的一个中获得的交流电压作为到其中的输入以执行整流操作以产生第二次级侧DC输出电压的第二DC输出电压产生装置，所说的第二DC输出电压产生装置给负载输送比通过所说的第一DC输出电压产生装置输送的功率更低的功率；响应通过所说的第一DC输出电压产生装置产生的第一次级侧DC输出电压的电平控制所说的开关驱动装置以调节所说的开关装置的开关频率以执行第一DC输出电压的恒压控制的频率受控型恒压控制装置；包括作为具有缠绕在其上的控制绕组和受控绕组的饱和电感器的控制变压器的电感控制型恒压控制装置，所说的受控绕组插入在不同的次级绕组和所说的次级侧DC输出电压产生装置之间，所说的电感控制型恒压控制装置响应来自所说的第二DC输出电压产生装置的的第二DC输出电压的电平调节要输送到所说的控制绕组的控制电流的电平以调节所说的受控绕组的电感以执行对第二DC输出电压的恒压控制。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中所说的转换器变压器是一种包括具有中央磁性腿部的铁芯和具有在所说的中央磁性腿部上提供的间隙的变压器，其中所说的初级绕组和所说的多个次级绕组缠绕在所说的中央磁性腿部上以使所说的变压器具有表示近似耦合的耦合系数。
3.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中所说的开关装置是一种包括连接在DC输入电压和参考电位之间并通过节点彼此串联连接的两个开关元件的开关装置，和所说的开关电源电路进一步包括由所说的转换器变压器的所说的初级绕组的漏电电感部件和与所说的初级绕组串联连接的并在两个开关元件的节点和参考电位之间连接的初级侧串联谐振电容器的电容形成的串联谐振电路，所说的串联谐振电路使通过所说的开关装置获得的开关输出谐振。
4.根据权利要求3所述的开关电源电路，进一步包括并联谐振电路以与所说的转换器变压器的所说的初级绕组的漏电电感部件一起执行部分谐振操作，该并联谐振电路包括与所说的两个开关元件中的连接到参考电位的一个开关元件并联连接的并联谐振电容器。
5.根据权利要求3所述的开关电源电路，其中多个次级绕组中的每个通过连接到参考电位的中心抽头划分为两个分部绕组部分以使交流电压被感应在分部绕组部分内，该交流电压的时间周期彼此不同，在该时间周期内交流电压具有正极性或负极性，和所说的第一和第二DC输出电压产生装置中的每个都是全波整流和平滑电路，该全波整流和平滑电路包括在其一端部部分上分别连接到通过中心抽头划分的两个分部绕组部分并在其另一端上公共地连接以对感应的交流电压进行整流的两个整流器和连接在两个整流器的另一端和参考电位之间的平滑电容器。
6.根据权利要求5所述的开关电源电路，进一步包括在每个所说的多个次级绕组的两个分部绕组部分之间连接的电阻。
7.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中所说的电感受控型恒压控制装置包括用于产生对应于次级DC输出电压的电平的误差的电平的输出的并联调节器；和在第一DC输出电压作为电源输送给所说的控制绕组的一端的同时连接到所说的控制绕组的另一端以放大所说的并联调节器的输出并作为控制电流输出给所说的控制绕组的放大电路。
8.根据权利要求7所述的开关电源电路，其中关于次级DC输出电压，所说的电感受控型恒压控制装置响应负载短路的发生停止给所说的放大电路的功率输送，并且所说的开关电源电路进一步包括开关电路，该开关电路包括所要求数量的晶体管元件。
9.根据权利要求5所述的开关电源电路，其中所说的控制变压器是一种正交控制型变压器，该正交控制型变压器包括其电感响应要输送给所说的控制绕组的控制电流的电平的调节而调节的一对受控绕组，并且在其上设置所说的控制绕组以便与该对受控绕组正交。
10.根据权利要求5所述的开关电源电路，进一步包括与所说的第一DC输出电压产生装置并联提供的并包括两个整流器和平滑电容器的全波整流和平滑电路，该两个整流器在其一端部分上分别连接到两个分部绕组部分以对感应的交流电压进行整流，该平滑电容器连接在公共地连接的两个整流器的另一端和参考电位之间以输送第三DC输出电压；包括分别串联连接在两个分部绕组部分和两个整流器之间的一对控制绕组和一对受控绕组的控制变压器；和响应来自所说的全波整流和平滑电路的第三DC输出电压的电平调节要输送给所说的控制绕组的控制电流的电平以调节所说的受控绕组的电感以执行第三DC输出电压的恒压控制的第二电感受控型恒压控制装置。
全文摘要
本发明涉及开关电源电路，实现了电源电路的功率转换效率的提高和开关噪声的降低。电源电路在初级侧上包括由电流谐振型转换器和部分电压谐振电路组合形成的复合谐振型转换器，并且被构造成产生多个次级侧DC输出电压。通过可变控制初级侧开关转换器的开关频率将多个次级侧DC输出电压中的特定的一个被控制为恒定电压。响应次级侧DC输出电压的电平通过调节要输送给控制变压器的控制绕组的控制电流的电平将其余的每个次级侧DC输出电压控制为恒定电压以调节在整流电流路径中插入的控制变压器的控制绕组的电感。
文档编号H02M3/28GK1732614SQ200380107748
公开日2006年2月8日 申请日期2003年11月13日 优先权日2002年12月27日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社