专利名称：单端正激电源的复位电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源领域，尤其涉及用于DC/DC变换器的正激电路装置。
背景技术：
开关电源装置在社会各个领域中有着非常广泛的应用，其中较为常见的就是DC/DC变换器，DC/DC变换器用来将一定的DC电压转换成不同输出的DC电压，并提供给负载。单端正激电源是一种应用广泛的DC/DC变换器，通常依靠连接在电压源和变压器原边绕组之间的单个开关在开关接通并导电时向变压器的副绕组提供正向输送的功率。为了让变压器的电感储能释放，在开关断开的期间需要使变压器磁芯“复位”。通常采用附加电路完成磁芯的复位过程。以中国专利CN1332513A(
公开日2002年1月23日)为例，该专利是在正激电路的变压器副边并联一个箝位电路实现变压器的磁芯复位，该箝位电路由一个箝位开关管和箝位电容组成。
图1A是中国专利CN1332513A的原理图。其中Q为原边主开关管，Qc为箝位开关管，C为箝位电容，D、D^分别为输出整流、输出续流管，T^为变压器，Lf为输出滤波电感，Cf为输出滤波电容。该电路的工作原理如下当原边开关管Q关断后，变压器的励磁能量从变压器的副边通过箝位开关管Qc、箝位电容C释放，箝位电容上的电压升高，当剩余能量释放完后，箝位电容C上的能量又通过箝位开关管返回变压器，使励磁电流反向，从而使变压器磁芯复位，同时主开关管Q上的电压下降。
该专利中箝位开关管的驱动采用自驱动或它激驱动控制方式。采用它激驱动时，驱动信号容易满足驱动逻辑要求，但存在成本较高的缺点。而采用自驱动时，则存在驱动信号不满足驱动逻辑要求，电路损耗较大的缺点。图1B是该专利采用自驱动的实施例。从图1B可以看出，箝位开关管的GS极直接跨接在箝位电容上，即箝位开关管的驱动电压始终等于箝位电容电压，这样当原边开关管开通时，由于箝位电容两端电压仍然较高，箝位开关管Qc还要导通一段时间。箝位电容上的电压和变压器副边绕组电压串联通过箝位开关管放电，直到电容上的电压小于箝位开关管Qc的VGS开通阈值，箝位开关管Qc才能够关断。这样箝位电容所储存的能量大部分被损耗在箝位回路和变压器副边绕组上，降低了电源的效率。如果通过降低箝位电容容量来减少这部分损耗，则由于箝位电容和变压器副边电感的谐振周期变短，使得变压器副边绕组上的电压在原边开关管开通前一段时间就提前复位到零，从而使电路不适合采用自驱动同步整流技术。
发明内容
本发明的目的是提供一种可以使单端正激电源变压器磁芯有效复位的电路，并使得在原边的主开关管开通前关断箝位开关管，使得箝位电容储存的能量保持到下一个周期。解决现有技术中箝位开关管采用自驱动控制时箝位电容储能被损耗的问题，同时克服现有技术中箝位开关管用它激控制时成本较高的缺点。
本发明所提出的一种单端正激电源的复位电路，包括一个由原边绕组和副边绕组以及辅助绕组组成的变压器，用于对输入电压进行变压；
一个箝位开关管和一个箝位电容器组成的箝位网络，箝位网络并联于副边绕组两端，箝位开关管的开关由辅助绕组及驱动电路控制，且箝位开关管与原边主开关管导通时间的相位关系是互补的；副边绕组被电连接到一对整流器和一个LC滤波电流，用来对副边绕组上的电压进行整流和滤波后提供给负载。
当原边主开关管导通时，原边绕组导电，并在副边绕组两端感生出一个电压。当原边主开关管关断时，副边绕组和辅助绕组上的电压反向，箝位开关管被开通，使变压器的励磁电感和箝位电容构成谐振回路，变压器的励磁能量被送入箝位电容，在变压器励磁电流复位到零并反向后，这部分能量又被送回输入电源。辅助绕组构成的箝位开关管驱动电路可以保证在原边主开关管导通前能关断箝位开关管。
本发明克服了现有技术中箝位开关用它激控制时成本较高的缺点，同时克服了现有技术中箝位开关采用自驱动控制时箝位电容储能被损耗的缺点，可以减少DC-DC变换器的损耗；同时可以通过选取合适的电路参数，使得采用这种复位方式的正激变换器的变压器副边绕组的电压波形近似为方波，适合应用自驱动同步整流技术，进一步提高电路的效率。本发明已被实验证实，在36～72V直流输入，5V/30A输出的DC-DC电源中，效率达到90％以上。
图1A是中国专利CN1332513A的原理图。
图1B是该专利箝位开关管采用自驱动实施例结构图。
图2是本发明提出的单端正激电源复位电路结构图。
图3是图2中的关键器件Q1、Q2时序和原边主开关管Q1、箝位电容C1的电压波形图。
图4A是作为本发明一个实施例的电路结构图。
图4B是图4A中箝位开关管和箝位电容的位置互换后的等效电路。
图5A是作为本发明另一个实施例的电路结构图。
图5B是图5A中箝位开关管和箝位电容的位置互换后的等效电路。
图6是以图4A所示结构图为基础的实施例结构图。
具体实施例下面结合附图对本发明的实施作进一步的详细描述。
图2是本发明的原理图。图中Q1为原边主开关管，Q2为箝位开关管，C1为箝位电容，D1、D2分别为输出整流管、输出续流管，Lf为滤波电感，Cf为滤波电容，T为变压器。其工作原理是当原边主开关管Q1导通时，变压器T向副边输出能量，副边电流通过输出整流管D1、滤波电感Lf和负载，此时箝位开关管Q2处于关断状态。当主开关管Q1关断后，变压器T副边电压反向升高，受变压器辅助绕组Naux控制的箝位开关管Q2导通，变压器T的剩余能量通过箝位开关管Q2给箝位电容C1充电，箝位电容C1的电压上升；当箝位电容C1上的电压上升到一定值后，变压器T的剩余能量释放完毕，即完成变压器的复位过程；之后箝位电容C1通过箝位开关管Q2向变压器副边进行放电，能量又被送回输入电源。
图3是图2中主开关管Q1、箝位开关管Q2的导通时序图和主开关管Q1、箝位电容C1的电压波形图，图中横轴为时间，纵轴为电压。从图3中可以看出，主开关管Q1和箝位开关管Q2的开关状态是互补的。主开关管Q1关断后，主开关管Q1电压受箝位电容C1的箝位，变化趋势和箝位电容C1完全相同。
图4A为本发明的一个实施例，其中Q1为主开关管，T1为变压器，Q3、Q4分别为输出同步整流管、同步续流管，Lf为输出滤波电感，Cf为输出滤波电容，C1为箝位电容，Q2为箝位开关管。本实施例的箝位开关管Q2采用N沟道MOS管，其开通、关断受变压器的辅助绕组Naux控制。所述箝位开关管Q2的源极与所述变压器T1副边绕组的负同名端相连，并通过电阻R1、二极管D3与所述辅助绕组Naux的正同名端相连；所述箝位开关管Q2的漏极与所述箝位电容C1一端相连；所述箝位开关管Q2的栅极与所述变压器T1辅助绕组Naux的负同名端相连；所述箝位电容C1的另一端和变压器副边绕组的正同名端相连。
当原边主开关管Q1由开通转为关断时，变压器副边电压反向，辅助绕组电压通过电阻R1使箝位开关管Q2开通，使得箝位电容C1和变压器副边绕组构成谐振回路，进行变压器的磁芯复位。在原边主开关管处于关断状态时，在这一端时间内变压器各绕组的正同名端相对于同一绕组另一端电压为负。R1的作用是减小开通过程中的尖峰电压应力，提高电路可靠性。
当原边主开关管Q1由关断转为导通时，变压器各绕组的正同名端相对于同一绕组另一端的电压由负值逐渐向正值转变。在这个过程中，箝位开关管栅极电容通过二极管D3和辅助绕组Naux放电，当辅助绕组Naux上的电压低于Q2的开通阈值电压时，Q2关断，此后C1上的电压保持不变，直至下周期Q1关断时再次参与变压器复位。二极管D3的作用是为箝位开关管Q2的栅极电容提供快速放电通路。
图4B是图4A中箝位开关管和箝位电容的位置互换后的等效电路。这里箝位开关管Q2的漏极和变压器副边绕组的正同名端相连，源极和箝位电容C1的一端相连，并通过电阻R1、二极管D3和变压器T1辅助绕组Naux的正同名端相连，栅极和变压器T1辅助绕组Naux的负同名端相连，箝位电容C1的另一端和变换器副边绕组的负同名端相连。
图5A中箝位开关管Q2采用P沟道MOSFET。箝位开关管Q2的源极和变压器副边绕组的正同名端相连，并和辅助绕组Naux的负同名端相连；漏极和箝位电容C1的一端相连，栅极通过电阻R1和二极管D3和变压器T3辅助绕组Naux的正同名端相连；箝位电容C1的另一端和变压器副边绕组的负同名端相连。
图5B是图5A中箝位开关管和箝位电容的位置互换后的等效电路。这里箝位开关管Q2的漏极和变压器副边绕组的负同名端相连，源极和箝位电容C1的一端以及辅助绕组Naux的负同名端相连，栅极通过电阻R1和二极管D3和辅助绕组Naux的正同名端相连，箝位电容C1的另一端和变压器副边绕组的正同名端相连。
图6是图4A基础上提出的又一实施例。相对于图4A而言，图6中的电路在箝位开关管Q2的GS极之间加入了一个反偏二极管D4，可以使箝位开关管Q2没有反偏电压，减少驱动损耗。C2可以耦合驱动电压，同时防止辅助绕组Naux电压上正下负时被短路。
本发明提供了一种可以使单端正激变换器变压器磁芯有效复位的电路，变压器励磁能量被送回输入端，可以提高单端正激变换器的效率；同时可以通过选取合适的电路参数，使得采用这种复位方式的正激变换器的变压器副边绕组的电压波形近似为方波，适合应用自驱动同步整流技术，进一步提高电路的效率。
上面已具体地描述了本发明的各个较佳实施例，但是应当理解，上述这些并不是对本发明的范围的限制。例如，图4～图6中同步整流管、同步续流管的驱动还可以用变压器另加的绕组来提供驱动。对于本技术领域的一般人员来说，可以在不脱离本发明精神的情况下，做出种种变化。因此本发明的范围应由所附权利要求书来决定。
权利要求
1.一种单端正激电源复位电路，其特征在于，包括驱动电路，还包括原边主开关管Q1、变压器T、箝位网络、一对整流器、LC滤波电路；所述变压器T包括原边绕组、副边绕组以及辅助绕组，用于对输入电压进行变压；所述箝位网络包括箝位开关管Q2和箝位电容器C1，并联于所述变压器T的副边绕组两端，所述箝位开关管Q2的开关由所述变压器T的辅助绕组及驱动电路控制，且与所述原边主开关管Q2导通时间的相位关系互补；所述整流器和LC滤波电路被电连接到所述变压器T的副边绕组，用于对所述变压器T副边绕组上的电压进行整流和滤波后提供给负载。
2.根据权利要求1所述的单端正激电源复位电路，其特征在于，所述整流器包括输出整流管D1、输出续流管D2；所述LC滤波电路包括滤波电感Lf和滤波电容Cf；当所述原边主开关管Q1导通时，所述变压器T向副边输出能量，副边电流通过所述输出整流管D1、滤波电感Lf和负载，此时所述箝位开关管Q2处于关断状态；当所述原边主开关管Q1关断后，所述变压器T副边电压反向升高，受所述变压器T辅助绕组控制的箝位开关管Q2导通，所述变压器T的剩余能量通过所述箝位开关管Q2给所述箝位电容器C1充电，所述箝位电容器C1的电压上升；当所述箝位电容器C1上的电压上升到一定值后，所述变压器T的剩余能量释放完毕，完成变压器T的复位过程；之后所述箝位电容器C1通过所述箝位开关管Q2向所述变压器T副边绕组进行放电，能量又被送回输入电源。
3.根据权利要求1或2所述的单端正激电源复位电路，其特征在于，还包括电阻R1、二极管D3；所述箝位开关管Q2采用N沟道MOS管，其开通、关断受所述变压器T的辅助绕组控制；所述箝位开关管Q2的源极与所述变压器T副边绕组的负同名端相连，并通过所述电阻R1、二极管D3与所述变压器T的辅助绕组正同名端相连；所述箝位开关管Q2的漏极与所述箝位电容器C1一端相连；所述箝位开关管Q2的栅极与所述变压器T的辅助绕组负同名端相连；所述箝位电容器C1的另一端和所述变压器T副边绕组的正同名端相连。
4.根据权利要求3所述的单端正激电源复位电路，其特征在于，在所述箝位开关管Q2的源极和栅极之间还包括一个反偏二极管D4，所述电阻R1、二极管D3通过耦合电容C2与所述变压器T的辅助绕组正同名端相连。
5.根据权利要求3所述的单端正激电源复位电路，其特征在于，所述箝位开关管Q2的漏极和所述变压器T副边绕组的正同名端相连；所述箝位开关管Q2源极和所述箝位电容器C1的一端相连，并通过所述电阻R1、二极管D3和所述变压器T辅助绕组的正同名端相连，栅极和变压器T辅助绕组的负同名端相连，所述箝位电容器C1的另一端和所述变换器T副边绕组的负同名端相连。
6.根据权利要求1或2所述的单端正激电源复位电路，其特征在于，还包括电阻R1、二极管D3；所述箝位开关管采用P沟道MOSFET；所述箝位开关管Q2的源极和所述变压器T副边绕组的正同名端相连，并和所述变压器T辅助绕组的负同名端相连；所述箝位开关管Q2的漏极和所述箝位电容器C1的一端相连，栅极通过所述电阻R1和二极管D3和所述变压器T辅助绕组的正同名端相连；所述箝位电容器C1的另一端和所述变压器T副边绕组的负同名端相连。
7.根据权利要求6所述的单端正激电源复位电路，其特征在于，所述箝位开关管Q2的漏极和所述变压器T副边绕组的负同名端相连、源极和所述箝位电容器C1的一端以及所述变压器T辅助绕组的负同名端相连、栅极通过所述电阻R1和二极管D3和所述变压器T辅助绕组的正同名端相连，所述箝位电容器C1的另一端和所述变压器T副边绕组的正同名端相连。
全文摘要
本发明公开了一种电源领域中的单端正激电源复位电路，包括驱动电路、原边主开关管Q1、变压器T、箝位网络、整流器、LC滤波电路；变压器T用于对输入电压进行变压；箝位网络包括箝位开关管Q2和箝位电容器C1，并联于变压器T的副边绕组两端，箝位开关管Q2的开关由辅助绕组及驱动电路控制，且与原边主开关管Q2导通时间的相位关系互补；整流器和LC滤波电路被电连接到变压器T的副边绕组，用于对变压器T副边绕组上的电压进行整流和滤波后提供给负载。本发明克服了现有技术中箝位开关用它激控制时成本较高、以及箝位开关采用自驱动控制时箝位电容器储能被损耗的缺点，可以减少DC－DC变换器的损耗、提高电路的效率。
文档编号H02M3/335GK1773824SQ20041008853
公开日2006年5月17日 申请日期2004年11月8日 优先权日2004年11月8日
发明者张滨 申请人:中兴通讯股份有限公司