专利名称：Dc－dc变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种DC-DC变换器，并且更具体地，涉及一种使用电感器和开关元件的DC-DC变换器，用于将从电源装置提供的DC电压升压到期望电平。
背景技术：
在现有技术中，已经知道一类多输出DC-DC变换器，其中，由多个升压变换器共享单个升压电感器。图11是描述在日本专利公开No.2003-164143中所公开的一种常用多输出DC-DC变换器100的电路图。参考图11，DC-DC变换器100包括输入端子105、电感器106、主开关元件110、控制电路111、子开关元件122、整流器电路113和123、平滑电路114和124、以及输出端子115和125。在DC-DC变换器100操作期间，DC电源60连接到输入端子105，以及负载61和62分别连接到输出端子115和125。
参考图11，整流器电路113、平滑电路114和输出端子115一起用作第一输出电路，以及子开关元件122、整流器电路123、平滑电路124以及输出端子125一起用作第二输出电路。DC-DC变换器100利用单个电感器升压从DC电源60提供的DC电压，并且通过输出端子115输出第一输出电压VO1，以及通过输出端子125输出第二输出电压VO2。
DC电源60提供DC电源输入电势VIN给DC-DC变换器100。电感器106接收来自DC电源60的电源以在其中积累能量，并且根据积累的能量产生比电源输入电势VIN高的感应电压。主开关元件110是N沟道MOS晶体管。通过施加到主开关元件10之栅极的控制信号VG0，来接通/断开主开关元件110，以便有选择地在电感器106中积累能量，或者产生在电感器106两端之间的感应电压。
整流器113例如是一个二极管，并且整流进入的电流。平滑电路114从已经流过整流器113的电流中移走脉动(ripple)。已经流过平滑电路114的电流经由输出端子115流入负载61。整流器电路123、平滑电路124以及输出端子125也以同样的方式操作。负载61和62每个可以是从DC-DC变换器100接收电源的任何电路(例如，LCD)。负载61由来自输出端子115的第一输出电压VO1驱动，以及负载62由来自输出端子125的第二输出电压VO2驱动。
子开关元件122是一个N沟道MOS晶体管，设置在整流器电路123和输出端子125之间。通过施加到子开关元件122之栅极的控制信号VO2，接通/断开子开关元件122，用于有选择地使电流流向负载62。
控制电路111接收来自DC电源60的电源，以输出施加到主开关元件110之栅极的控制信号VG0，以及输出施加到子开关元件122之栅极的控制信号VG2。控制信号VG0以预定间隔在高电平(此后称作“H电平”)与低电平(此后称作“L电平”)之间切换，而控制信号VG2仅仅在电流流向负载62期间处于H电平，用于增加第二输出电压VO2。
图12是显示在DC-DC变换器100中电流、电压和开关元件之转变的示意图。在图12中，IMS1表示流过主开关元件110的电流，以及ILX表示流过电感器106的电流。VP表示电感器106的输出侧电势(例如，在电感器106与主开关元件110之间连接点处的电势)。ISW1表示整流器电路113的输出电流，以及ISW2表示子开关元件122的输出电流。在下面的说明中，假设VIN＜VO1＜VO2(例如，VIN＝3V，VO1＝4V和VO2＝8V)。
下面概述DC-DC变换器100的操作。参考图12，以预定间隔在H电平和L电平之间切换的控制信号VG0被施加到主开关元件110的栅极。因此，主开关元件110以预定间隔在接通(ON)状态与断开(OFF)状态之间切换。当主开关元件11处于ON状态时，电感器106从DC电源69接收电源以在其中积累能量。在此，在电感器中积累能量将被称作“充电”，并且电感器被充电的期间将被称作“充电周期”。在充电周期，电势VP保持在0V。
在主开关元件110从ON状态转变到OFF状态的瞬间，由在电感器106中积累的能量在电感器106两端之间产生感应电压，由此明显地增加了电势VP。此后，从电感器106释放积累的能量。在此，从电感器释放能量将被称为“放电”，并且电感器被放电的期间将被称为“放电周期”。
在放电周期，施加到子开关元件122之栅极的控制信号VG2被控制在L电平或者H电平。在放电周期中控制信号VG2处于L电平的情况下，通过从电感器106释放的能量，使得电流流过第一输出电路，由此增加第一输出电压VO1。在放电周期中控制信号VG2处于H电平的情况下，通过从电感器106释放的能量，使得电流不仅流过第一输出电路而且也流过第二输出电路，由此增加第一和第二输出电压VO1和VO2。流过第一输出电路的电流ISW1由整流器电路113整流，并且由平滑电路114进行平滑，由此在放电周期中，第一输出电压VO1平滑地增加。这对于流过第二输出电压的电流ISW2和第二输出电压VO2也同样是真的。
当从电感器106中完全释放了积累的能量时，电势VP减少到电源输入电势VIN。此后，在DC-DC变换器中没有电流或者电压转变发生，直到控制信号VG0再次回到H电平。在此，在该周期的电感器状态将被称为“等待状态(stand-by state)”，以及电感器处于等待状态的期间将被称为“等待周期”。
随着电感器106重复地经历充电、放电和等待周期，第一和第二输出电压VO1和VO2逐步地增加。如果在放电周期中控制信号VG2被控制处于L电平，那么仅仅第一输出电压VO1增加，而如果在放电周期中控制信号VG2被控制处于H电平，那么第一和第二输出电压VO1和都增加。在此，充电周期、随后的放电周期以及随后的等待周期一起将被称为“升压周期”。
参考图12，升压周期TX1包括充电周期t1、放电周期t2和等待周期t3，以及升压周期TX2包括充电周期t4、放电周期t5和等待周期t6。所期望的是在升压周期TX1，仅仅第一输出电压VO1增加，而在升压周期TX2，第一和第二输出电压VO1和VO2都增加。在充电周期t1中，仅仅在电感器106中的能量积累发生，第一和第二输出电压VO1和VO2都没有增加。随着充电周期t1结束以及放电周期t2开始，由电感器106两端之间的感应电压使电势VP明显地增加。在放电周期t2，控制信号VG2被控制处于L电平。因此，在放电周期t2，由从电感器106释放的能量使电流流过第一输出电路，由此增加第一输出电压VO1。在该周期中，没有电流流过第二输出电路，并且第二输出电压VO2没有增加。随着放电周期t2结束以及等待周期t3开始，电势VP减少到电源输入电势VIN。在等待周期t3，第一和第二输出电压VO1和VO2都没有增加。这样，在升压周期TX1中，仅仅第一输出电压VO1增加。
除了以下不同之外，DC-DC变换器100在升压周期TX2的操作与在升压周期TX1的操作是相同的。在升压周期TX2的放电周期t5中，控制信号VG2被控制处于H电平。因此，在放电周期t5中，从电感器106释放的能量使电流不仅流过第一输出电路而且也流过第二输出电路，由此同时增加第一和第二输出电压VO1和VO2。
然而，DC-DC变换器100存在以下问题即如下面所讨论的，第二输出电压VO2不能被升压到比电源输入电势VIN高的电平。假设以下情况，即在图12的升压周期TX3中，在第二输出电压VO2已经基本上等于电源输入电势VIN时，DC-DC变换器100企图进一步增加第二输出电压VO2。在这种情况中，随着充电周期t7结束和放电周期t8开始，控制信号VG0从H电平转变到L电平，以及控制信号VG2从L电平转变到H电平。为了使作为子开关元件122的N沟道MOS晶体管回到ON状态，需要使栅极电势高于源极电势。但是，随着第二输出电压VO2基本上等于电源输入电势VIN，即使控制信号VG2被切换到H电平，子开关元件122的栅极电势也基本上等于其源极电势，由此子开关元件122保持在OFF状态。因此，从电感器106释放的能量没有使电流流过第二输出电路，由此第二输出电压VO2没有增加。这样，DC-DC变换器100不能将第二输出电压VO2升压到比电源输入电势VIN高的电平。
图13所描述的DC-DC变换器150是解决此问题的一种方法。DC-DC变换器150与DC-DC变换器100不同之处在于子开关元件152是P沟道MOS晶体管，以及相对于控制电路111输出的控制信号VG2，控制电路152输出具有相反极性的控制信号VG2。
图14是显示在DC-DC变换器150中电流、电压以及开关元件之转变的示意图。在图14所示的例子中，所期望的是在升压周期TY1，仅仅第一输出电压VO1增加，而在升压周期TY2，第一和第二输出电压VO1和VO2都增加。在升压周期TY2的放电周期t5中，控制信号VG2被控制处于L电平。这样，子开关元件152的栅极电势变得低于源极电势，由此作为子开关元件152的P沟道MOS晶体管回到ON状态。因此，在放电周期t5，从电感器106释放的能量使电流不仅流过第一输出电路而且也流过第二输出电路，由此增加第一和第二输出电压VO1和VO2。
即使第二输出电压VO2基本上等于电源输入电势VIN，通过将控制信号VG2控制在L电平，也可以使子开关元件152回到ON状态，由此，增加第二输出电压VO2。原因如下。需要使栅极电势低于源极电势，以便使作为子开关元件152的P沟道MOS晶体管回到ON状态。在放电周期，栅极电势处于L电平，以及源极电势高于电源输入电势VIN。这样，DC-DC变换器150能够将第二输出电压VO2升压到比电源输入电势VIN高的电平。
但是，DC-DC变换器150具有以下问题，即子开关元件152不能准确地接通/断开(ON/OFF)，由此不能使第二输出电压VO2等于期望值(之后称为目标电压)。对于图14中的升压周期RY1，现在讨论上述问题。在升压周期TY1，所期望的是，仅仅第一输出电压VO1增加。因此，需要使子开关元件152在升压周期TY1的放电周期t2中处于OFF状态。为了使作为子开关元件152的P沟道MOS晶体管回到OFF状态，需要使栅极电势等于或者大于源极电势。
而且，在放电周期t2，电势VP明显地高于电源输入电势VIN，这是由于在电感器106两端之间的感应电压所致。因此，即使控制信号VG2保持在H电平(见图14标“E”的部分)，以便使子开关元件152回到OFF状态，子开关元件152也在放电周期t2回到ON状态(见图14中标“E2”的部分)。因此，在放电周期t2，其中仅仅第一输出电压VO1被假设增加，第二输出电压也由于流过子开关元件152的电流ISW2(见图14标有“E3”的部分)而增加。因此，利用DC-DC变换器150，作为子开关元件152的P沟道MOS晶体管不能准确地接通/断开，由此不能使第二输出电压VO2等于目标电压。
在控制子开关元件152的接通时间以便调整第二输出电压VO2之增加的情况中，也会引起类似的问题。图15类似于图14，是显示在DC-DC变换器150中电流、电压和开关元件之转变的示意图。在图15的升压周期TZ2中，所期望的是，第一和第二输出电压VO1和VO2都增加，以及在升压周期TZ2开始时第二输出电压VO2与目标电压之间的差异小于对于单个升压的第二输出电压VO2的增加。
在这种情况中，DC-DC变换器150执行反馈控制，其中当控制信号VG0在预定间隔转变时，改变控制信号VG2，以便使第二输出电压VO2等于目标电压。更具体地，控制电路151利用检测装置(没有示出)检测第二输出电压VO2的电平，以及如果检测的电平接近于目标电压，则减少控制信号VG2的脉冲宽度(见图15中标“E4”的部分)。利用反馈控制，如果第二输出电压VO2接近于目标电压，那么缩短子开关元件152的接通时间，以减小流过第二输出电路的电流。因此，能够以小于正常情况的步幅(step)增加第二输出电压VO2。
但是，同样在升压周期TZ2的放电周期t5，子开关元件152的源极电势明显地高于电源输入电势VIN。因此，即使控制信号VG2转变到H电平，子开关元件152的栅极电势仍保持高于其源极电势。这样，子开关元件152在放电周期t5期间总是处于ON状态，由此，即使减少控制信号VG2的脉冲宽度，也不会改变第二输出电压VO2的增加。正如以上所述，利用DC-DC变换器150，不能使子开关元件152的接通时间比单个放电周期更短，由此，不能使第二输出电压VO2等于目标电压。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种DC-DC变换器，它能够准确地接通/断开子开关元件，以输出与目标电压精确地相等的电压。
为了实现上述目的，本发明具有以下特征。
本发明的DC-DC变换器包括以下元件，并且升压从电源装置提供的电压。电感器接收来自电源装置的电源电压以在其中积累能量，产生高于提供的电压的感应电压，以及释放积累的能量。主开关连接到电感器的一端，用于有选择地在电感器中积累能量或者从电感器中释放能量。主开关控制电路输出用于在ON状态与OFF状态之间切换主开关的主开关控制信号。输出端子是一端子，当电感器释放能量时，电流流过该输出电子，以输出升压的电压。子开关是用于当电感器释放能量时有选择地使电流流过输出端子的开关。误差检测电路检测从输出端子输出的电压与目标电压之间的电压差。误差/脉冲转换电路根据电压差输出具有脉冲宽度的PWM信号。子开关控制电路根据PWN信号输出用于在ON状态与OFF状态之间切换子开关的子开关控制信号。电压控制电路设置在子开关控制电路和子开关之间，用于根据子开关控制信号控制施加到子开关之控制端的电压。
在优选实施例中，电压控制电路接收电感器的输出侧电势作为电源，以及取决于子开关控制信号，将电感器的输出侧电势或者将相对于输出侧电势更接近接地电势的预定电势施加到子开关的控制端。在更优选的实施例中，如果子开关控制信号指示OFF状态，则电压控制电路将电感器的输出侧电势施加到子开关的控制端，或者如果子开关控制信号指示ON状态，则电压控制电路将相对于电感器的输出侧电势更接近接地电的预定电势施加到子开关的控制端。
在其中子开关是P沟道MOS晶体管的优选实施例中，如果子开关控制信号指示OFF状态，则电压控制电路将电感器的输出侧电势施加到P沟道MOS晶体管的栅极，或者如果子开关控制信号指示ON状态，则电压控制电路将比电感器的输出侧电势低一数量的电压到P沟道MOS晶体管的栅极，该数量等于或者大于P沟道MOS晶体管的阈值电压。在优选的实施例中，其中子开关是N沟道MOS晶体管，如果子开关控制信号指示OFF状态，则电压控制电路将电感器的输出侧电势施加到N沟道MOS晶体管的栅极，或者如果子开关控制信号指示ON状态，则电压控制电路将比电感器的输出侧电势高一数量的电势到N沟道MOS晶体管的栅极，该数量等于或者大于N沟道MOS晶体管的阈值电压。
在优选实施例中，主开关是具有第一极性的晶体管，以及子开关是具有与第一极性相反的第二极性的晶体管。
在优选实施例中，DC-DC变换器包括多组子开关、输出端子、误差检测电路、误差/脉冲转换电路和电压控制电路。在优选实施例中，当电感器释放能量时，子开关控制电路将同时输出的子开关控制信号限制为为至多一个。在优选实施例中，在单个升压操作中，子开关控制电路从由多个误差/脉冲转换电路输出的多个PWM信号中至多选择一个PWM信号，以及仅仅输出选择的PWM信号作为有效的子开关控制信号。在优选实施例中，在单个升压操作中，子开关控制电路从由多个误差/脉冲转换电路输出的多个PWM信号中选择多个PWM信号，以及仅仅输出这些选择的PWM信号作为有效的子开关控制信号。
在优选实施例中，DC-DC变换器进一步包括反向电压输出端子，连接到电感器的输入侧，当电感器释放能量时，电流流过该反向输出端子，以输出在相对于从输出端子输出的电压相反方向上升压的电压；以及在电源和电感器之间设置反向电压开关，用于当电感器释放能量时有选择地使电流流过反向电压输出端子，其中主开关控制电路除了输出主开关控制信号外，也输出用于反向电压开关的控制信号。
利用本发明的DC-DC转换器，根据子开关控制信号，控制施加到子开关之控制端的电势，由此即使电感器的输出侧电势高于(或者低于)电源电压，也可以准确地接通或者断开子开关，以及可以使得输出电压精确地等于目标电压。另外，通过利用子开关控制信号接通/断开子开关，可以使输出电压等于目标电压，其中根据输出电压与目标电压之间的电压差来产生子开关控制信号。
如果将在电感器的输出侧电势与接近于接地电势的预定电势之间切换的控制信号施加到子开关的控制端，那么可以在子开关的输入端与其控制端子之间所施加的控制信号中建立一个期望大小的关系，由此，可以准确地接通/断开子开关。
而且，例如，如果DC-DC变换器包括多组子开关，那么可以提供多输出DC-DC变换器，其中准确地接通/断开多组子开关，以及可以使得多个输出电压精确地等于它们各自的目标电压。在这种情况中，如果同时处于ON状态的子开关的数量被限制为至多一个，那么可以增加(或者减小)仅仅一个期望输出的电压。如果在单个升压操作中，指示ON状态的子开关控制信号的数量被限制为至多一个，那么可以在单个升压操作中增加(或者减小)仅仅一个期望的输出电压。通过重复这种升压操作，能够以期望的顺序使得多个输出电压连续等于它们各自的目标电压。可替换地，如果在单个升压操作中允许多个子开关控制信号指示ON状态，那么在短的时间周期内，可以使得多个输出电压等于它们各自的目标电压。
在DC-DC变换器包括反向电压输出端子和反向电压开关的情况中，可以获得在相反方向中升压的输出电压。
参考附图，通过以下对本发明的详细说明，本发明的这些和其它目的、特征、方面和优点将变得更加清楚。
图1是描述根据本发明第一实施例的DC-DC变换器之结构的示意图；图2是描述包括在图1DC-DC变换器中的电平移位电路之详细结构的电路示意图；图3是显示在图1的DC-DC变换器中电流、电压和开关元件之转变的示意图；图4是描述根据本发明第二实施例的DC-DC变换器之结构的示意图；图5是显示在图4的DC-DC变换器中电流、电压和开关元件之转变的示意图；图6是描述根据本发明第三实施例的DC-DC变换器之结构的示意图；图7是显示在图6的DC-DC变换器中电流、电压和开关元件之转变的示意图；图8A到图8G每个是显示图6DC-DC变换器的输出电压之转变的示意图；图9是描述根据本发明第四实施例的DC-DC变换器之结构的示意图；图10是显示在图9的DC-DC变换器中电流、电压和开关元件之转变的示意图；图11是描述常用DC-DC变换器的第一种结构的示意图；图12是显示在图11的DC-DC变换器中电流、电压和开关元件之转变的示意图；图13是描述常用DC-DC变换器的第二种结构的示意图；图14是显示在图13的DC-DC变换器中电流、电压和开关元件之转变的示意图；图15是显示在图13的DC-DC变换器中电流、电压和开关元件之转变的示意图。
具体实施例方式
(第一实施例)图1描述了根据本发明第一实施例的DC-DC变换器的结构。参考图1，DC-DC变换器1包括输入端子5、电感器6、主开关元件10、主开关控制电路11、子开关元件12、整流器电路13、平滑电路14、输出端子15、误差检测电路16、误差/脉冲转换电路17、子开关控制电路18和电平移位电路19。在DC-DC变换器1操作期间，DC电源60连接到输入端子5，以及负载61连接到输出端子15。
DC电源60将DC电源输入电势VIN提供给DC-DC变换器1。DC-DC变换器1将从DC电源60提供的电源输入电势VIN升压到一预定电平(目标电压)，并且通过输出端子15输出一输出电压VO1。负载61可以是连接到输出端子15并由输出电压VO1驱动的任何电路(例如，LCD)。
下面概述DC-DC变换器1的操作。主开关元件10以预定间隔在ON状态和OFF状态之间切换。当主开关元件10处于ON状态时，电感器6从DC电源60接收电源以在其中积累能量(充电操作)。当主开关元件10从ON状态转变为OFF状态时，电感器6释放积累的能量(放电操作)。在放电周期，如果子开关元件12处于ON状态，通过从电感器6释放的能量，使得电流流过子开关元件12的下游电路，由此增加输出电压VO1。误差检测电路16检测在输出电压VO1与目标电压VREF1之间的电压差VE1，以及误差/脉冲转换电路17根据检测的电压差VE1输出具有脉冲宽度的PWM(脉宽调制)信号VCP1。PWM信号VCP1通过子开关控制电路18转换为控制信号VCT1，以及控制信号VCT1通过电平移位电路19转换为控制信号VG1。通过获得的控制信号VG1接通/断开子开关元件12。电感器6重复地经受充电和放电操作，以及如必要的，在放电周期，子开关元件12被控制处于ON状态。这样，输出电压VO1逐步地增加到目标电压VREF1。DC-DC变换器1特有的特征在于它包括用于有选择地执行电平移位操作的电平移位电路19，以及取决于来自子开关控制电路18的控制信号VCT1，将子开关元件12的源极电势或者低于该源极电势一预定量的电势施加到子开关元件12的栅极，这样，接通/断开子开关元件12。
参考图1，电感器6接收来自DC电源60的电源以在其中积累能量，并且根据积累的能量产生比电源输入电势VIN高的感应电压。主开关元件10是N沟道MOS晶体管。通过施加到主开关元件10的栅极的控制信号VG0，接通/断开主开关元件10，以有选择地在电感器6中积累能量或者在电感器6两端之间产生感应电压。
子开关元件12是P沟道MOS晶体管。通过施加到子开关元件12之栅极的控制信号VG1，接通/断开子开关元件12，用于有选择地使电流流到输出电路。整流器电路13例如是一个二极管，并且整流进入的电流。平滑电路14从已经流过整流器电路13的电流中移去脉动。已经流过平滑电路14的电流经由输出端子15流入负载61。
主开关控制电路11接通/断开主开关元件10，以及子开关控制电路经由电平移位电路19接通/断开子开关元件12。更具体地，主开关控制电路11从电源60接收电源，并且将以预定间隔在H电平与L电平之间切换的控制信号VG0输出到主开关元件10。当控制信号VG0处于H电平时，主开关元件10处于ON状态，以及当控制信号VG0处于L电平时，主开关元件10处于OFF状态。子开关控制电路18从DC电源60接收电源，并且根据来自误差/脉冲转换电路17的PWM信号VCP1输出控制信号VCT1。
电平移位电路19使用电感器6的输出侧电势VP(例如，电感器6与主开关元件10之间连接点处的电势)作为它的电源，以及根据来自子开关控制电路18的控制信号VCT1获得施加到子开关元件12的栅极的控制信号VG1。更具体地，当控制信号VCT1处于L电平时，电平移位电路19输出电感器16的输出侧电势VP作为控制信号VG1的H电平，以及当控制信号VCT1处于H电平时，电平移位电路19输出比电势VP低一预定电压(VM)的电势(VP-VM)作为控制信号VCT1的L电平。因此，如果电压VM被设定为等于或者大于子开关元件12的阈值电压，那么当控制信号VCT1处于L电平时，子开关元件12处于OFF状态，这是因为栅极电势等于源极电势，以及当控制信号VCT1处于H电平时，子开关元件12处于ON状态，这是因为栅极电势低于源极电势。
图2是描述电平移位电路19的详细结构的电路示意图。参考图2，电平移位电路19包括恒压电源51、电阻器52、缓冲器53、二极管54和双极性晶体管55。参考图2，电感器6的输出侧端连接到恒压电源51的正极侧端、电阻器52的一端以及缓冲器53的一个电源端，其中较高的电势被施加到缓冲器53的该电源端。恒压电压电源51的负极侧端连接到缓冲器53的一个电源端以及二极管54的阳极，其中较低的电势被施加到缓冲器53的该电源端。电阻器52的另一端连接到缓冲器53的输入端、二极管54的阴极和双极性晶体管55的集电极。双极性晶体管55的发射极接地，以及双极性晶体管55的基极接收来自子开关控制电路18的控制信号VCT1。
恒压电源51是用于产生预定电压VM的恒定电压电路。恒压电源51包括多个晶体管，以及从恒压电源(没有示出)输出的电流中产生预定电压VM。预定电压VM被提供作为缓冲器53电源端之间的电源电压。双极性晶体管55用作根据控制信号VCT1接通/断开的开关。
如果控制信号VCT1处于L电平，那么双极性晶体管55处于OFF状态，由此没有电流流过电阻器52。因此，在电阻器52中没有电压降发生，由此在电阻器52与双极性晶体管55集电极之间连接点处的电势等于电势VP。这样，如果电势VP高于电源输入电势VIN，则缓冲器53的输出处于H电平，由此控制信号VG1的H电平等于从缓冲器53的电源端之一提供的电势VP，其中较高的电势被施加到缓冲器53的该电源端。
如果控制信号VCT1处于H电平，则双极性晶体管55处于ON状态，由此电流流过电阻器52。因此，在电阻器52中发生电压降，由此在电阻器52与双极性晶体管55之间连接点处的电势处于比电势VP低的电平，并且接近于0V。这样，即使电势VP高于电源输入电势VIN，缓冲器53的输出也处于L电平，由此控制信号VG1的L电平等于从缓冲器53的电源端之一提供的电势(VP-VM)，其中较低的电势被施加到缓冲器53的电源端。
正如以上所述，如果控制信号VCT1处于L电平，那么电平移位电路19输出电感器16的输出侧电势VP本身，而如果控制信号VCT1处于H电平，那么电平移位电路19执行电平移位操作，以输出比电势VP低一预定数量(VM)的电势(VP-VM)。因此，如果控制信号VCT1处于L电平，则控制信号VG1的电平等于电势VP，以及如果控制信号VCT1处于H电平，那么控制信号VG1的电平比电势VP低一预定数量(VM)。
电平移位电路19使用电感器6的输出侧电势VP而不是从DC电源69提供的电源输入电势VIN作为它的电源，原因如下。子开关元件12是P沟道MOS晶体管，通过在栅极电势基本上等于源极电势的情况(子开关元件12处于OFF状态的情况)与栅极电势比电源电势低一等于或者大于阈值电压的数量的另一情况(子开关元件12处于ON状态的情况)之间切换，来接通/断开子开关元件12。
为了比较起见，考虑如其它电路中电平移位电路19使用从DC电源60提供的电源输入电势VIN作为其电源的情况。一般地，控制信号VG1的H电平由提供到电平移位电路19的功率所控制，并且如果电平移位电路19使用电源输入电势VIN作为它的电源，那么控制信号VG1的H电平等于电源输入电势VIN。因此，如果电感器6的输出侧电势VP高于电源输入电势VIN，则子开关元件12的栅极电势低于其源极电势，由此子开关元件12没有转变到OFF状态。
相比较，如果电平移位电路19使用电感器16的输出侧电势VP作为其电源，则控制信号VG1的H电平等于电感器6的输出侧电势VP。因此，如果控制信号VCT1处于L电平，那么子开关元件12的栅极电势基本上等于其源极电势，由此子开关元件12处于OFF状态，即使电感器6的输出侧电势VP高于电源输入电势VIN。这样，如果电平移位电路19使用电感器6的输出侧电势VP作为其电源，则当必要时子开关元件12可以回到OFF状态，即使电感器6的输出侧电势VP高于电源输入电势VIN。
图3是显示DC-DC变换器1中电流、电压和开关元件之转变的示意图。在图3中，IMS1表示流过主开关元件10的电流，ILX表示流过电感器6的电流，以及ISW1表示整流器电路13的输出电流。下面将说明DC-DC变换器1在升压周期TA1和TA2中的操作，其中VIN＜VO1(例如，VIN＝3V以及VO1＝8V)。
升压周期TA1的充电周期t1在充电周期，主开关控制电路11输出在H电平处的控制信号VG1。因此，主开关元件10处于ON状态。这样，在充电周期，流过电感器6的电流ILX增加，由此在电感器6中积累能量。请注意在充电周期，电势VP保持在0V。而且，在充电周期，子开关控制电路18输出处于L电平的控制信号VCT1。因此，电平移位电路19没有执行电平移位操作，并且子开关元件12的栅极电势等于其源极电势，由此子开关元件12处于OFF状态。
而且，在充电周期，误差检测电路16检测输出电压VO1与目标电压VREF1之间的电压差，以及误差/脉冲转换电路17根据电压差VE1产生具有脉冲宽度的PWM信号。但是，请注意，PWM信号VCP1的脉冲宽度被限制小于或者等于放电周期的持续时间。在图3的充电周期t1，输出电压VO1与目标电压VREF1之间的电压差足够大，使得PWM信号VCP1的脉冲宽度等于放电周期t2的持续时间。
升压周期TA1的放电周期t2在主开关元件10从ON状态转变为OFF状态的瞬间，由在电感器6中积累的能量在电感器6两端之间产生感应电压，由此明显地增加电势VP。此后在放电周期中，电感器6释放积累的能量。而且，通过用于主开关元件10的控制信号VG0的下降沿(例如，始于放电周期t2开始)来触发子开关控制电路18，子开关控制电路18在与PWM信号VCP1之脉冲宽度相同的持续时间内输出处于H电平的控制信号VCT1。
由于电平移位电路19的功能，当控制信号VCT1处于L电平时，控制信号VG1的电平等于电势VP，以及当控制信号VCT处于H电平时，控制信号VG1的电平等于电势(VP-VM)。子开关元件12是P沟道MOS晶体管，当栅极电势比源极电势低一等于或者大于阈值电压的数量时，它处于ON状态。因此，当控制信号VCT1处于L电平时，子开关元件12处于OFF状态，因为其栅极电势和源极电势都等于电势VP。当控制信号VCT1处于H电平时，子控制元件12处于ON状态，因为其源极电势等于电势VP，而其栅极电势等于比源极电势低的电势(VP-VM)。
因此，当在放电周期中控制信号VCT1处于H电平时，由从电感器6释放的能量使电流流过输出电路，由此增加输出电压VO1。已经流过子开关元件12的电流ISW1被整流器电路13整流，并且被平滑电路14平滑，由此在放电周期中输出电压VO1平滑地增加。
正如以上所述，在图3充电周期t1中获得的PWM信号VCP1的脉冲宽度等于放电周期t2的持续时间。因此，在整个放电周期t2期间，控制信号VCT1处于H电平，以及子开关元件12处于ON状态。这样，从电感器6释放的能量使预定电流量流过输出电路，由此使输出电压VO1增了预定量(Vd1)。
升压周期TA1的等待周期t3当从电感器6完全释放积累的能量时，电势VP减小到电源输入电势VIN。此后，在DC-DC变换器1中没有电流和电压转变发生，直到控制信号VG0再次回到H电平。在等待周期，主开关控制电路11输出处于H电平的控制信号VG0，以及子开关控制电路18输出处于L电平的控制信号VCT1。因此，主开关元件10和子开关元件12都处于OFF状态。这样，在升压周期TA1中，输出电压VO1增加Vd1。
升压周期TA2的充电周期t4在充电周期t4，DC-DC变换器1执行与充电周期t1中相同的操作。但是，请注意，在充电周期t4，输出电压VO1与目标电压VREF1之间的电压差小于对于单个升压的输出电压VO1的增加Vd1。在这种情况中，PWM信号VCP1的脉冲宽度短于放电周期t5的持续时间。
升压周期TA2的放电周期t5因为PWM信号VCP1的脉冲宽度短于放电周期t5的持续时间，所以在放电周期t5，通过用于主开关元件10的控制信号VG0的下降沿来触发子开关控制电路18，以在与PWM信号VCP1的脉冲宽度相同的持续时间内，输出处于H电平的控制信号VCT1，此后，子开关控制电路18输出处于L电平的控制信号VCT1。在此之后，其中控制信号VCT1处于H电平的一部分放电周期t5将被称作“第一半”，而放电周期t5的其余部分将被称作“第二半”。
在放电周期t5的第一半，DC-DC变换器1的操作与放电周期t2的操作相同。因此，在第一半，子开关元件12处于ON状态，以及从电感器6释放的能量使预定电流量流过输出电路，由此使输出电压VO1增加一预定量(Vd2)。但是，请注意因为在第一半中流过输出电路的电流量小于在在放电周期t2中流过输出电路的电流量，所以在第一半中输出电压VO1的增加Vd2小于在放电周期t2中输出电压VO1的增加Vd1。
随着控制信号VCT从H电平转变到L电平，电平移位电路19停止执行电平移位操作。因此，随着控制信号VCT1从H电平转变到L电平，控制信号VG1的电平从电势(VP-VM)转变到电势VP。因此，在放电周期t5的第二半，子开关元件12处于OFF状态，因为其栅极电势等于其源极电势，由此输出电压VO1没有变化。此后，当从电感器6完全释放积累的能量时，电势VP减小到电源输入电势VIN。
升压周期TA2的等待周期t6在等待周期t6中DC-DC变换器1的操作与在等待周期t3中DC-DC变换器1的操作相同。这样，在升压周期TA2，输出电压VO1增加了数量Vd2，该数量Vd2小于输出电压VO1在升压周期TA1中增加的数量Vd1。因此，利用DC-DC变换器1，通过调整输出电压VO1的增加，可以使得输出电压VO1精确地等于目标电压。
现在，与常用DC-DC变换器150(图13)相比较，讨论DC-DC变换器1的优势效果。利用DC-DC变换器150，在图15所示的升压周期TZ2之放电周期t5的第二半，施加到子开关元件152的控制信号VG2被控制处于H电平(电源输入电势VIN)，从而断开子开关元件152。但是，在放电周期，子开关元件152的源极电势明显地高于电源输入电势VIN，这是由于电感器6的感应电压所致。因此，即使控制信号VG2被控制处于H电平，但子开关元件122在放电周期总是处于ON状态，这是因为子开关元件152的栅极电势低于其源极电势。这样，利用常用的DC-DC变换器150，因为子开关元件152的NO/OFF功能被禁止，所以不能使输出电压VO1等于目标电压。
相比较，DC-DC变换器1包括用于有选择地执行电平移位操作的电平移位电路19，并且根据来自子开关控制电路18的控制信号VCT1将子开关元件12的源极电势VP或者低于该源极电势的电势(VP-VM)施加到子开关元件12的栅极。因此，如果在放电周期的第二半中控制信号VCT1被控制处于L电平，那么可以使得子开关元件12的栅极电势等于其源极电势，即使子开关元件12的源极电势明显地高于电源输入电势VIN。因此，在放电周期的第二半中，子开关元件12处于OFF状态，以及输出电压没有增加。这样，利用DC-DC转换器1，子开关元件12可以准确地被接通/断开，并且使输出电压VO1精确地等于目标电压。
第二实施例图4描述了根据本发明第二实施例的DC-DC变换器的结构。参考图4，DC-DC变换器2包括输入端子5、电感器6、主开关元件10、主开关控制电路11、子开关元件12和22、整流器电路13和23、平滑电路14和24、输出端子15和25、误差检测电路16和26、误差/脉冲转换电路17和27、子开关控制电路28和电平移位电路19和29。在DC-DC变换器2操作期间，DC电源60连接到输入端子5，以及负载61和62分别连接到输出端子15和25。在本实施例中，与第一实施例相同的元件通过相同的参考数字表示，并且在下面没有进一步被说明。
参考图4，子开关元件12、整流器电路13、平滑电路14、输出端子15和电平移位电路19一起用作第一输出电路，以及子开关元件22、整流器电路23、平滑电路24、输出端子25和电平移位电路29一起用作第二输出电路。第二输出电路具有与第一输出电路相同的结构和功能。DC-DC变换器2利用单个电感器6将从DC电源60提供的电源输入电势VIN升压，并且通过输出端子15输出第一输出电压VO1，以及通过输出端子25输出第二输出电压VO2。
误差检测电路26和误差/脉冲转换电路27在操作上分别与误差检测电路16和误差/脉冲转换电路17相类似。具体地，误差检测电路26检测来自输出端子25的第二输出电压VO2与目标电压VERF2之间的电压差VE2，以及误差/脉冲转换电路27根据电压差VE2输出具有脉冲宽度的PWM信号VCP2。负载62可以是连接到输出端子25并由第二输出电压VO2驱动的任何电路。
子开关控制电路28接收来自DC电源60的电源，以根据PWM信号VCP1和VCP2输出控制信号VCT1和VCT2以及来自主开关控制电路11的控制信号VG0。但是，请注意，子开关控制电路28操作，使得同时处于H电平的控制信号(在控制信号VCT1和VCT2中)的数目被限制为至多一个。具体地，当控制信号VCT1处于H电平时，控制信号VCT2被控制处于L电平，以及当控制信号VCT2处于H电平时，控制信号VCT1被控制处于L电平。
电平移位电路29在操作上与电平移位电路19相类似。具体地，当控制信号VCT2处于L电平时，电平移位电路29输出电势VP作为控制信号VG2，以及当控制信号VCT2处于H电平时，电平移位电路29输出电势(VP-VM)作为控制信号VG2。因此，当控制信号VCT2处于L电平时，子开关元件22处于OFF状态，以及当控制信号VCT2处于H电平时，子开关元件22处于ON状态。
根据与第一实施例的DC-DC变换器1相类似的原理，DC-DC变换器2增加第一和第二输出电压VO1和VO2。但是，请注意，在每个升压周期，DC-DC变换器2优先地增加第一和第二输出电压VO1和VO2其中之一。在本实施例中，第一输出电压VO1优先地被增加的升压周期将被称为“类型1升压周期”，以及第二输出电压VO2优先地被增加的升压周期将被称为“类型2升压周期”。在DC-DC变换器2中，类型1和类型2升压周期相互交替。
在包含于类型1升压周期的放电周期中，通过用于主开关元件10的控制信号VG0的下降沿来触发子开关控制电路18，以便根据PWM信号VCP1来输出处于H电平的控制信号VCT1，以及在放电周期的其余部分中根据PWM信号VCP2输出处于H电平的控制信号VCT2。因此，在包含于类型1升压周期的放电周期中，如果PWM信号VCP1的脉冲宽度等于放电周期的持续时间，那么控制信号VCP1处于H电平以及控制信号VCP2处于L电平。如果PWM信号VCP1的脉冲宽度短于放电周期的持续时间，那么在放电周期中，首先控制信号VCP1处于H电平以及控制信号VCP2处于L电平，然后在控制信号VCT1转变到L电平之后，控制信号VCT2转变到H电平。
在包含于类型2升压周期的放电周期中，操作与上述相反。具体地，通过用于主开关元件10的控制信号VG0的下降沿来触发子开关控制电路18，以便根据PWM信号VCP2来输出处于H电平的控制信号VCT2，以及在放电周期的其余部分中根据PWM信号VCP1输出处于H电平的控制信号VCT1。因此，在包含于类型2升压周期的放电周期中，如果PWM信号VCP2的脉冲宽度等于放电周期的持续时间，那么控制信号VCP2处于H电平以及控制信号VCP1处于L电平。如果PWM信号VCP2的脉冲宽度短于放电周期的持续时间，那么首先控制信号VCP2处于H电平以及控制信号VCP1处于L电平，然后在控制信号VCT2转变到L电平之后，控制信号VCT1转变到H电平。在任何一种情况中，控制信号VCT1处于H电平的周期的总时间等于或者短于放电周期的持续时间。
图5是显示DC-DC变换器2中电流、电压和开关元件之转变的示意图。在图5中，ISW2表示整流器电路23的输出电流。下面将说明DC-DC变换器2在升压周期TB1到TB4中的操作，假设VIN＜VO1＜VO2(例如，VIN＝3V，VO1＝4V以及VO2＝8V)，升压周期TB1和TB3是类型1升压周期，以及升压周期TB2和TB4是类型2升压周期。
升压周期TB1的充电周期t1在充电周期，除了以下不同之外，DC-DC变换器2的操作与第一实施例中DC-DC变换器1的操作相同。利用DC-DC变换器2，误差检测电路16和误差/脉冲转换电路17根据第一输出电压VO1与目标电压VERF1之间的电压差VE1产生具有脉冲宽度的PWM信号VCP1，以及误差检测电路26和误差/脉冲转换电路27根据第二输出电压VO2与目标电压VERF2之间的电压差VE2产生具有脉冲宽度的PWM信号VCP2。
假设在充电周期t1，电压差VE1和VE2都足够大，以及PWM信号VCP1和VCP2的脉冲宽度都等于放电周期t2的持续时间。
升压周期TB1的放电周期t2在放电周期，除了以下不同之外，DC-DC变换器2的操作与第一实施例中DC-DC变换器1的操作相同。利用DC-DC变换器2，在包含于类型1升压周期的放电周期中，通过用于主开关元件10的控制信号VG0的下降沿来触发子开关电路28，以根据PWM信号VCP1输出处于H电平的控制信号VCT1，以及在放电周期的其余部分，根据PWM信号VCP2输出处于H电平的控制信号VCT2。在包含于类型2升压周期的放电周期中，通过用于主开关元件10的控制信号VG0的下降沿来触发子开关电路28，以根据PWM信号VCP2输出处于H电平的控制信号VCT2，以及在放电周期的其余部分，根据PWM信号VCP1输出处于H电平的控制信号VCT1。
升压周期TB1是类型1升压周期，以及在充电周期t1获得的PWM信号VCP1的脉冲宽度等于放电周期t2的持续时间。因此，在整个放电周期t2期间，控制信号VCT1处于H电平，控制信号VCT2处于L电平，子开关元件12处于ON状态，以及子开关元件22处于OFF状态。这样，从电感器6释放的能量使电流流过第一输出电路，由此，使第一输出电压VO1增加一预定量。期间，没有电流流过第二输出电路，以及第二输出电压VO2没有变化。
升压周期TB1的等待周期t3在等待周期，DC-DC变换器2的操作与第一实施例中DC-DC变换器1的操作相同。这样，在升压周期TB1，仅仅第一输出电压VO1增加。请注意，对于所有的等待周期，DC-DC变换器2的操作是同样的，并且在下面不作进一步说明。
升压周期TA2的充电周期t4假设在充电周期t4中，电压差VE2足够大，而电压差VE1是0V。在这种情况中，虽然PWM信号VCP2的脉冲宽度等于充电周期t5的持续时间，但PWM信号VCP1其中将没有脉冲。
升压周期TB2的放电周期t5
升压周期TB2是类型2升压周期，以及在充电周期t4获得的PWM信号VCP2的脉冲宽度等于放电周期t5的持续时间。因此，在整个放电周期t5期间，控制信号VCT1处于L电平，控制信号VCT2处于H电平，子开关元件12处于OFF状态，以及子开关元件22处于ON状态。这样，从电感器6释放的能量使电流流过第二输出电路，由此使第二输出电压VO2增加一预定量。期间，没有电流流过第一输出电路，以及第一输出电压VO1没有变化。这样，在升压期间TB2，仅仅第二输出电压VO2增加。
升压周期TB3的充电周期t7假设在升压周期TB3开始，第一和第二输出电压稍微低于它们各自的目标电压，并且在充电周期t7获得的电压差VE1小于对于单个升压的第一输出电压VO1的增加。在这种情况中，PWM信号VCP1的脉冲宽度短于放电周期t8的持续时间。
升压周期TB3的放电周期t8升压周期TB3是类型1升压周期，以及在充电周期t7获得的PWM信号VCP1的脉冲宽度短于放电周期t8的持续时间。因此，在放电周期t8的开始，在与PWM信号的脉冲宽度相同的持续时间内控制信号VCT1处于H电平，以及子开关元件12处于ON状态。然后在控制信号VCT1转变到L电平之后，在与PWM信号VCP2的脉冲宽度相同的持续时间内，控制信号VCT2处于H电平，以及子开关元件22处于ON状态。因此，在放电周期t8，首先使第一输出电压VO1增加与PWM信号VCP1的脉冲宽度相对应的数量，然后使第二输出电压VO2增加与PWM信号VCP2的脉冲宽度相对应的数量。这样，在升压周期TB3，第一和第二输出电压VO1和VO2都增加。
升压周期TB4的充电周期t10假设在升压周期TB4开始，第一和第二输出电压稍微低于它们各自的目标电压，并且在充电周期t10获得的电压差VE2小于对于单个升压的第一输出电压VO2的增加。在这种情况中，PWM信号VCP2的脉冲宽度短于放电周期t11的持续时间。
升压周期TB4的放电周期t11在放电周期t11中DC-DC变换器2的操作相对于在放电周期t8中DC-DC变换器2的操作反向。具体地，在放电周期t11的开始，在与PWM信号VCP2的脉冲宽度相同的持续时间内，控制信号VCT2处于H电平，以及子开关元件22处于ON状态。然后在控制信号VCT2转变到L电平之后，在与PWM信号VCP1的脉冲宽度相同的持续时间内，控制信号VCT1处于H电平，以及子开关元件12处于ON状态。因此，在放电周期t11，首先使第二输出电压VO2增加与PWM信号VCP2的脉冲宽度相对应的数量，然后使第一输出电压VO1增加与PWM信号VCP1的脉冲宽度相对应的数量。这样，在升压周期TB4，第一和第二输出电压VO1和VO2都增加。
正如以上所述，利用DC-DC变换器2，通过独立地调整第一和第二输出电压VO1和VO2每个的增加，可以使第一和第一输出电压VO1和VO2精确地等于它们各自的目标电压。这样，利用多输出DC-DC变换器也可以实现与第一实施例之DC-DC变换器相类似的优势效果。
请注意虽然在DC-DC变换器2中，两类升压周期彼此交替，但是在其它实施例中，它们也可以其它合适的顺序出现，只要在预定时间数量内可以将第一和第二输出电压VO1和VO2增加到它们各自的目标电压就行了。例如，可以使用其中单个类型1升压周期之后接着两个连续的类型2升压周期的模式，或者类型1升压周期重复多次之后接着类型2升压周期重复多次的模式。
虽然上述的DC-DC变换器2在类型1升压周期的其余部分增加第二输出电压VO2，以及在类型2升压周期的其余部分增加第一输出电压VO1，但是DC-DC变换器可以在其它的实施例中在整个类型1升压周期期间仅仅增加第一输出电压VO1，以及在整个类型2升压周期期间仅仅增加第二输出电压。
虽然上述DC-DC变换器2输出两个电压，但是，如必要，通过使用多个子开关元件和输出电路以及通过选择三个或多个子开关元件之一，DC-DC变换器2可以在其它实施例中输出三个或者多个电压，第三实施例图6描述了根据本发明第三实施例的DC-DC变换器的结构。参考图6，DC-DC变换器3包括输入端子5、电感器6、主开关元件10和30、主开关控制电路31、子开关元件12和22、整流器电路13、23和33、平滑电路14、24和34、输出端子15、25和35、误差检测电路16和26、误差/脉冲转换电路17和27、子开关控制电路28和电平移位电路19和29。在DC-DC变换器3操作期间，DC电源60连接到输入端子5，以及负载61到63分别连接到输出端子15、25和35。在本实施例中，与第一和第二实施例相同的元件通过相同的参考数字表示，并且在下面没有进一步被说明。
在DC-DC转换器3中，第一和第二输出电路包括与第二实施例的DC-DC变换器中相同的元件。另外，整流器电路33、平滑电路34、输出端子35一起用作第三输出电路。DC-DC变换器3利用单个电感器将从DC电源60提供的电源输入电势VIN升压，并且从第一到第三输出电路中分别输出第一到第三输出电压VO1到VO3。但是，请注意，虽然第一和第二输出电压VO1和VO2是正电压，但第三输出电压VO3是负电压。
主开关元件30设置在输入端子5与电感器6之间，并且用作第二主开关元件。主开关元件30是P沟道MOS晶体管。主开关元件通过施加到其栅极上的控制信号VG3而被接通/断开，用于可选择地输出功率至其下游电路，以及用于有选择使电流流过第三输出电路。
不像第一和第二输出电路，设置第三输出电路，使其相对于电感器6更接近于主开关元件30。整流器33、平滑电路34和输出端子35在作用上分别于整流器13、平面电路14和输出端子15相同。但是，请注意，整流器33仅仅在从输出端子35到电感器6与主开关元件30之间连接点的方向(图6箭头所示)上流过电流ISW3。负载63可以是连接到输出端子35并由第二输出电压VO3驱动的任何电路。
主开关控制电路31接通/断开主开关元件10和30。更具体地，主开关控制电路31接收来自DC电源60的电源，以输出两个控制信号VG0和VG3，它们每个以预定间隔在H电平和L电平之间切换。当控制信号VG0处于H电平时，主开关元件10处于ON状态，而当控制信号VG0处于L电平时，主开关元件10处于OFF状态。当控制信号VG3处于H电平时，主开关元件30处于OFF状态，而当控制信号VG3处于L电平时，主开关元件30处于ON状态。
根据与对于第二实施例的DC-DC变换器2相类似的原理，DC-DC变换器3逐步地增加第一和第二输出电压VO1和VO2。另外，DC-DC变换器3逐步地减小第三输出电压VO3。在本实施例中，第一输出电压VO1优先地被增加的升压周期将被称为“类型1升压周期”，第二输出电压VO2优先地被增加的升压周期将被称为“类型2升压周期”，以及仅仅第三输出电压被减小的升压周期被称为“类型3升压周期”。在DC-DC变换器3中，例如，类型1到类型3升压周期可以相互交替。
图7是显示DC-DC变换器3中电流、电压以及开关元件之转变的示意图。在图7中，IMS2表示流过主开关元件30的电流，以及ISW3表示整流器电路33的输出电流。VQ表示电感器6的输入侧电势(例如，在电感器6与主开关元件30之间连接点处的电势)。现在，将描述在升压周期TC1到TC3中DC-DC变换器3的操作，假设VO2＜0V＜VIN＜VO1＜VO2(例如，VIN＝3V，VO1＝4V，VO2＝8V以及VO3＝-2V)，升压周期TC1到TC3分别是类型1到类型3升压周期。
升压周期TC1和TC2在类型1和类型2升压周期，主开关控制电路31输出处于L电平的控制信号VG3。因此，在类型1或类型2升压周期中，主开关元件30处于ON状态，以及DC-DC变换器30的操作与第二实施的DC-DC变换器2的操作相同。因此，在类型1升压周期的放电周期，首先第一输出电压VO1增加一与PWM信号VCP1的脉冲宽度相对应的数量，此后，在放电周期的其余部分，第二输出电压VO2增加一与PWM信号VCP2的脉冲宽度相对应的数量。在类型2升压周期的放电周期，首先第二输出电压VO2增加一与PWM信号VCP2的脉冲宽度相对应的数量，此后，在放电周期的其余部分，第一输出电压VO1增加一与PWM信号VCP1的脉冲宽度相对应的数量。
请注意，在类型1或类型2升压周期中，电势VQ等于来自DC电源60的电源输入电势VIN，并且高于第三输出电压VO3。而且，正如以上所述，整流器33仅仅在从输出端35到电感器6与主开关元件30之间连接点的方向上流过电流。因此，在类型1或类型2升压周期，即使当在电感器6中积累能量时，电流也没有流过第三输出电路，由此第三输出电压VO3没有减小。
升压周期TC3的充电周期t7同样在类型3升压周期的充电周期中，主开关控制电路31输出处于L电平的控制信号VG3，由此主开关元件30处于ON状态。因此，同样在类型3升压周期的充电周期中，DC-DC变换器3的操作与第二实施例的DC-DC变换器2的操作相同。这样，同样在充电周期t7中，在电感器6中积累能量。
升压周期TC3的放电周期t8在类型3升压周期的放电周期中，主开关控制电路31输出处于H电平的控制信号VG0和VG3，以及子开关控制电路28输出处于L电平的控制信号VCT1和VCT2。因此，主开关元件10保持在ON状态，以及子开关元件12和22保持在OFF状态，而主开关元件30从ON状态转变为OFF状态。
在主开关元件30丛ON状态转变为OFF状态的瞬间，在电感器6中累积的能量使在电感器6两端之间产生感应电压，由此明显地减小电势VQ。此后，在放电周期，电感器6释放累积的能量。此时，因为电势VQ低于第三输出电压VO3，所以电流从第三输出电路经由电感器6和主开关元件10流到主开关元件10的源极侧接地(见图7中在放电周期t8中的电流ISW3、电流ILX和电流IMS1)。电流ISW3被整流器电路22整流，并且被平滑电路34平滑，由此在类型3升压周期的放电周期中第三输出电压VO3平滑地减小。
请注意在类型3升压周期中，主开关控制电路28输出处于L电平的控制信号VCT1。当控制信号VCT1处于L电平时，电平移位电路19输出电感器6的输出侧电势VP作为控制信号VG1。因此，子开关元件12处于OFF状态，因为其栅极电势等于其源极电势。这样，在类型3升压周期的放电周期中，在电感器6中积累的能量没有使电流流过第一输出电路，由此第一输出电压VO1没有增加。类似地，在类型3升压周期的放电周期，第二输出电压VO2没有增加。
升压周期TC3的等待周期当从电感器6完全释放积累的能量时，电势VQ增加到0V。此后，在DC-DC变换器中没有电流或电压转变发生，直到控制信号VG0再次回到H电平。在等待周期，主开关控制电路31输出处于H电平的控制信号VG0和VG3，以及子开关控制电路28输出处于L电平的控制信号VCT1和VCT2。因此，主开关元件10保持在ON状态，以及主开关元件30和子开关元件12和22保持在OFF状态。这样，在升压周期TC3，第三输出电压减小一预定数量。
在DC-DC变换器3中，上述的类型1到类型2升压周期相互交替。这样，第一和第二输出电压VO1和VO2逐步地增加，以及第三输出电压VO3逐步地减小。因此，利用DC-DC变换器3，可以使第一和第二输出电压VO1和VO2精确地等于它们各自的目标电压，以及通过独立地调节第一和第二输出电压VO1和VO2每个的增加，可以获得作为负电压的第三输出电压VO3。
请注意正如第二实施例的DC-DC变换器2，DC-DC变换器3也可以做各种修改。具体地，同样在DC-DC变换器3中，三种类型的升压周期可以任何合适的顺序出现。而且，DC-DC变换器3可以控制来自子开关控制电路28的控制信号VCT1和VCT2的脉冲宽度以及来自主开关控制电路31的控制信号VG3的脉冲宽度，以便调节第一到第三输出电压VO1到VO3的增加(减小)。可替换地，DC-DC变换器3可以不控制脉冲宽度。而且在每类升压周期的放电周期的其余部分中，DC-DC变换器3可以增加或减小与在升压周期中增加或减小的输出电压不同的一个不同的输出电压。而且，DC-DC变换器3可以输出三个或者多个正电压，以及可以输出两个或多个负电压。
参考图8A到8G，现在说明改变三类升压周期出现次序的效果。图8A到图8G描述了通过改变DC-DC变换器3中三类升压周期出现的次序所获得的各种输出电压转变模式。正如以上所述，当类型1到类型3升压周期相互交替时，如图8A所示，第一到第三输出电压VO1到VO3相互并行地增加(减小)。利用类型1升压周期重复多次，接着类型2升压周期重复多次，然后类型3升压周期再重复多次的模式，如图8B所示，第一到第三输出电压VO1到VO3连续地到达它们各自的目标电压。类似地，如图8C到8G所示，利用三类升压周期以合适顺序连续地重复多个连续次数的模式，使第一到第三电压VO1到VO3到达它们各自的目标电压。
这样，利用DC-DC变换器3，通过采用三类升压周期出现的合适次序，可以使第一到第三输出电压VO1到VO3到达它们各自的目标电压。因此，即对于要求以特定次序输入各种电平的电源电压的电路和电子设备，也可以所要求的次序提供所要求的电源电压。
第四实施例图9描述了根据本发明第四实施例的DC-DC变换器的结构。图9的DC-DC变换器4与第一实施例的DC-DC变换器1相类似，但是其被修改，以便输出一负输出电压VO1。除了信号是相反极性之外，DC-DC变换器的结构和操作与DC-DC变换器1的结构和操作是相同的。因此，下面的描述将重点集中在它们之间的不同之处。
DC-DC变换器4包括基本上与DC-DC变换器1相同的元件。但是，请注意，DC-DC变换器4的主开关元件40是P沟道MOS晶体管，以及其子开关元件42是N沟道MOS晶体管。因此，主开关控制电路41、误差检测电路46、误差/脉冲转换电路47、子开关电路48和电平移位电路49的每一个是相对于DC-DC变换器1的相应电路相反极性的电路。当控制信号VCT1处于H电平时，电平移位电路49输出电感器6的输出侧电势VP作为控制信号VG1，以及当控制信号VCT1处于L电平时，电平移位电路49输出比电感器6的输出侧电势VP高一预定电压(VM)的电势(VP+VM)作为控制信号VG1。电压VM设定为等于或者大于用作子开关元件42的N沟道MOS晶体管的阈值电压。
DC电源60在相对于DC-DC变换器1中的相反方向连接到输出电子5，以及整流器电路13被设置，使得在相对于DC-DC变换器1中的相反方向流过电流。在DC-DC变换器4中，流过电感器6的电流ILX以及流过主开关元件40的电流IMS1的方向与DC-DC变换器1中的反向。
图10是表示DC-DC变换器4中的电流、电压和开关元件之转变的示意图。参考图10，控制信号VG0、VG1和VCT1以及电势VP每个相对于图3中所示的具有相反极性。具体地，因为DC电源60在相反方向被连接，所以在电感器6两端之间产生反向感应电压，由此，电势VP是负值，以及控制信号VG0、VG1和VCT1每个在接地电势(0V)与电源输入电势(-VIN)之间转变。
这样，利用DC-DC变换器，子开关元件42可以被准确地接通/断开，以及可以使得负输出电压VO1精确地等于目标电压。而且，也可以将如本实施例中的一样，修改第二和第三实施例的DC-DC变换器2和3，以来提供能够输出负电压的多输出DC-DC变换器。
虽然MOS晶体管被用于上述实施例DC-DC变换器的主开关元件和子开关元件，但是，例如双极性晶体管可以用于代替MOS晶体管。
本发明的DC-DC变换器能够输出精确地等于目标电压的电压，它可以用作DC-DC变换器等等，用于给LCD、闪存等提供功率。
虽然详细描述了本发明，但是前述说明书在所有方面都是示例说明性的而非限定性的。应该理解，可以设计出许多其它修改和变形而没有偏移本发明的范围。
权利要求
1.一种DC-DC变换器，用于对从电源装置提供的电压进行升压，包括电感器，用于从所述电源装置接收一电源电压以在其中积累能量，产生比提供的电压高的感应电压，以及释放积累的能量；主开关，连接到所述电感器的一端，用于有选择地在所述电感器中积累能量或者从所述电感器中释放能量；主开关控制电路，用于输出一主开关控制信号，该主开关控制信号用于在ON状态和OFF状态之间切换所述主开关；输出端子，当所述电感器释放能量时，电流流过所述输出端子，以输出一升压的电压；子开关，用于当所述电感器释放能量时，有选择地使电流流过所述输出端子；误差检测电路，用于检测从所述输出端子输出的电压与一目标电压之间的电压差；误差/脉冲转换电路，用于根据所述电压差，输出具有脉冲宽度的PWM信号；子开关控制电路，用于根据所述PWN信号，输出用于在ON状态和OFF状态之间切换所述子开关的子开关控制信号；电压控制电路，设置在所述子开关控制电路和所述子开关之间，用于根据所述子开关控制信号，控制施加到所述子开关之控制端的电势。
2.根据权利要求1的DC-DC变换器，其中，所述电压控制电路接收所述电感器的输出侧电势作为电源，并且取决于所述子开关控制信号，将所述电感器的输出侧电势或者相对于所述电感器的输出侧电势更接近于接地电势的预定电势施加到所述子开关的控制端。
3.根据权利要求2的DC-DC变换器，其中，如果所述子开关控制信号指示OFF状态，则所述电压控制电路将所述电感器的输出侧电势施加到所述子开关的控制端，或者如果所述子开关控制信号指示ON状态，则所述电压控制电路将相对于所述电感器的输出侧电势更接近于接地电势的预定电势施加到所述子开关的控制端。
4.根据权利要求3的DC-DC变换器，其中，所述子开关是P沟道MOS晶体管；以及如果所述子开关控制信号指示OFF状态，则所述电压控制电路将所述电感器的输出侧电势施加到所述P沟道MOS晶体管的栅极，或者如果所述子开关控制信号指示ON状态，则所述电压控制电路将比所述电感器的输出侧电势低一数量的电势施加到所述P沟道MOS晶体管的栅极，所述数量等于或者大于所述P沟道MOS晶体管的阈值电压。
5.根据权利要求3的DC-DC变换器3，其中，所述子开关是N沟道MOS晶体管，以及如果所述子开关控制信号指示OFF状态，则所述电压控制电路将所述电感器的输出侧电势施加到所述N沟道MOS晶体管的栅极，或者如果所述子开关控制信号指示ON状态，则所述电压控制电路将比所述电感器的输出侧电势高一数量的电势施加到所述N沟道MOS晶体管的栅极，所述数量等于或者大于所述N沟道MOS晶体管的阈值电压。。
6.根据权利要求1的DC-DC变换器，其中，所述主开关是具有第一极性的晶体管，以及所述子开关是具有与第一极性相反的第二极性的晶体管。
7.根据权利要求1的DC-DC变换器，其中，所述DC-DC变换器包括多组子开关、输出端子、误差检测电路、误差/脉冲转换电路和电压控制电路。
8.根据权利要求7的DC-DC变换器，其中，当所述电感器释放能量时，所述子开关控制电路将同时输出的子开关控制信号的数目限制为至多一个。
9.根据权利要求7的DC-DC变换器，其中，在单个升压操作中，所述子开关控制电路从由多个误差/脉冲转换电路输出的多个PWM信号中选择至多一个PWM信号，并且仅仅输出选择的PWM信号作为有效的子开关控制信号。
10.根据权利要求7的DC-DC变换器，其中，在单个升压操作中，所述子开关控制电路从由多个误差/脉冲转换电路输出的多个PWM信号中选择多个PWM信号，以及仅仅输出这些选择的PWM信号作为有效的子开关控制信号。
11.根据权利要求1的DC-DC变换器，还包括反向电压输出端子，连接到所述电感器的输入侧，当所述电感器释放能量时，电流流过所述反向电压输出端子，以输出在相对于从所述输出端子输出的电压相反方向上升压的电压；以及反向电压开关，设置在所述电源装置和所述电感器之间，用于当所述电感器释放能量时，有选择地使电流流过所述反向电压输出端子，其中，所述主开关控制电路除了输出所述主开关控制信号外，也输出用于所述反向电压开关的控制信号。
全文摘要
一种DC－DC变换器，电感器6根据主开关元件10处于接 通/断开的状态，在其中积累能量或者释放积累的能量。当电感器6释放能量时，如果子开关12处于0N状态，则使电流流过子开关元件12下游的电路，由此增加输出电压VO1。子开关元件12是P沟道MOS晶体管，以及子开关控制电路18输出用于子开关元件12的控制信号VCT1。电平移位电路19接收电感器6的输出侧电势VP，并且如果控制信号VCT1处于L电平，则输出电势VP作为施加到子开关元件12之栅极的控制信号VG1，或者如果控制信号VCT1处于H电平，则输出比电势VP低的电势(VP－VM)作为施加到子开关元件12之栅极的控制信号VG1。这样，使得DC－DC变换器的输出电压精确地等于目标电压。
文档编号H02M3/20GK1619932SQ200410092648
公开日2005年5月25日 申请日期2004年11月15日 优先权日2003年11月14日
发明者长冈一彦, 和田聪, 川原司 申请人:松下电器产业株式会社