专利名称：电机驱动装置及使用这种装置的空调器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于压缩机的电机驱动装置，该装置能够以任意的转速驱动无刷直流电机等压缩机中所使用的电机；另外还涉及使用这种装置的空调器。
背景技术：
近年，在用于驱动空调器的压缩机等中的电机的电机驱动装置中，从保护地球环境的观点来看，降低所消耗的电源功率显得非常重要。其中，能够以任意的频率驱动无刷直流电机那样的高效率的压缩机电机的变频器等技术，作为一种节能技术已经被广泛使用。此外，在各种驱动技术中，与通过矩形波状的电流进行驱动的矩形波驱动技术相比，正弦波驱动技术由于其效率更高、噪声也低而倍受注目。
在对空调器中的压缩机中的电机进行驱动的情况下，由于检测压缩机电机的旋子位置的传感器安装起来比较困难，因此有人提出了通过某种方法来一边推定转子的位置、一边进行驱动的无位置传感器正弦波驱动技术。有关转子位置的推定方法，现在已知的有通过推定压缩机电机的感应电压来进行转子位置推定的方法(参照日本特开2000-350489号和特开2003-189670号)。
图9中示出了用于进行这种无位置传感器正弦波驱动的系统结构。其中，1为直流电源，2为变频器，3为无刷电机，4为定子，5为转子，6为控制部分，7v和7w为电流传感器。无刷电机3中设有定子4和转子5，定子4上装有3个以中性点为中心进行Y型连接的绕组4u、4v和4w，转子5上安装有磁铁。U相端子8u与U相绕组4u的非连接端相连，V相端子8v与V相绕组4v的非连接端相连，W相端子8w与W相绕组4w的非连接端相连接。
变频器2具有3个分别由一对开关元件按电流的上游侧和下游侧关系串联连接成的串联电路，分别用作U相、V相和W相。直流电源1的输出直流电压施加到这些串联电路上。其中，U相串联电路由上游侧开关元件12u及下游侧开关元件13u构成，V相串联电路由上游侧开关元件12v及比下游侧开关元件13v构成，W相串联电路由上游侧开关元件12w及比下游侧开关元件12w构成。另外，二极管14u、14v、14w、15u、15v、15w分别与各个开关元件并联连接。
另外，变频器2中的开关元件12u、13u的相互连接点、开关元件12v、13v的相互连接点及开关元件12w、13w的相互连接点分别与无刷电机3的端子8u、8v和8w相连接。
控制部分6通过电流传感器7v、7w对无刷电机3的2个相的绕组4v、4w中流动的电流进行检测，并通过感应电压推定装置17根据这样的电流值推定出所述无刷电机3的感应电压，再通过转子位置速度检测装置18根据所述感应电压推定装置17中的信息来推定出所述转子5的位置及速度。基于这样的检测速度，由脉宽调制信号生成装置9确定为实现目标速度而应该输出的电压。这些电压经基极驱动电路10进行放大后，作为变频器2的控制信号来输出。
另外，为了防止施加到无刷电机3中的正弦波电压发生失真而造成转子位置的推定误差增大，由脉宽调制信号生成装置9确定出应该加到无刷电机3的各个相上的电压，再计算出这些电压的峰值超出由变频器施加电压检测装置16检测到的、直流电源1输出的直流电压的程度即电压饱和率，再将该电压饱和率与预先设定的规定的电压饱和率设定值进行比较。只有在电压饱和率处于电压饱和率设定值以上时，由电压饱和控制装置20采取降低从外部送入的旋转速度目标值等保护措施，直至电压饱和率变得小于电压饱和率设定值。通过这样的电路结构对无刷电机3进行驱动控制。
在上述的通过推定感应电压来进行的无位置传感器正弦波驱动方式中，为了扩大高速旋转区域，需要预先增大直流电源电压，从而使电压饱和控制装置所执行的降低旋转速度目标值等保护控制不发生操作；但是，在保护控制不发生操作的低速旋转区域等中，直流电源电压增大时会产生电机铁损增加、效率下降等问题。
发明内容
本发明旨在解决现有技术中的上述问题，其目的在于提供一种从低速旋转区域到高速旋转区域都可以实现优异的驱动(无失步、停转，驱动稳定，低噪声、低振动)、而且电机可以实现高效率操作的电机驱动装置。
为了解决上述现有的问题，本发明的电机驱动装置通过变频器母线电流对3相电机的各相电流进行检测，通过设置占空比补正装置在低速旋转区域至高速旋转区域都实现优异的驱动。另外，升压降压装置把电压指令值的电压饱和程度即电压饱和率与电压饱和率设定值进行比较，当电压饱和率在升压电压饱和率设定值之上时则提高所述可变直流电源的电压；降压电压饱和率设定值被设定在比所述升压电压饱和率设定值小的值上，当所述电压饱和率在所述降压电压饱和率设定值之下时，则降低所述可变直流电源的电压。这样，在电压饱和率小的场合下，可以减小直流电源的电压，从而提高电机的工作效率。
本发明产生的技术效果如下。本发明的电机驱动装置由于具备升压降压装置，把电压指令值的电压饱和程度即电压饱和率与电压饱和率设定值进行比较，当电压饱和率在升压电压饱和率设定值之上时则提高所述可变直流电源的电压；降压电压饱和率设定值被设定在比所述升压电压饱和率设定值小的值上，当所述电压饱和率在所述降压电压饱和率设定值之下时，则降低所述可变直流电源的电压。这样，在电压饱和率小的场合下，可以减小直流电源的电压，从而提高电机的工作效率。
下面将本发明的实施方案概述如下。本发明的第1方案通过设有用于检测变频器母线电流的电流检测装置、和对脉宽调制信号生成装置生成的脉宽调制信号的占空比进行补正的占空比补正装置，在很狭的占空比中也能可靠地检测出变频器母线电流亦即三相电机的各相电流。同时，本发明的电机驱动装置还具备升压降压装置，把电压指令值的电压饱和程度即电压饱和率与电压饱和率设定值进行比较，当电压饱和率在升压电压饱和率设定值之上时则提高所述可变直流电源的电压；降压电压饱和率设定值被设定在比所述升压电压饱和率设定值小的值上，当所述电压饱和率在所述降压电压饱和率设定值之下时，则降低所述可变直流电源的电压。这样，在电压饱和率小的场合下，可以减小直流电源的电压，从而提高电机的工作效率。
第2方案具体为，第1方案中的升压电压饱和率设定值和降压电压饱和率设定值根据电机的旋转速度发生切换。这样，电机的高效率工作范围可以得到扩大。
第3方案具体为，第1方案中的升压电压饱和率设定值和降压电压饱和率设定值根据变频器母线电流发生切换。这样，电机的高效率工作范围可以得到扩大。
第3方案具体为，第1方案中的升压电压饱和率设定值和降压电压饱和率设定值根据电机的旋转速度目标值发生切换。这样，电机的高效率工作范围可以得到扩大。
第5方案具体为使用了第1～4方案中任一种方案的电机驱动装置的空调器，从而可以充分发生出各自的特长，在很宽的转速范围内实现很高的工作效率。
图1为本发明的压缩机电机驱动装置的一个实施例的结构框图，
图2为压缩机电机的相电流状态随时间发生变化的一例示意图，图3为脉宽调制信号发生变化的一个例子，图4为表示脉宽调制信号发生图3中的变化时压缩机电机、变频器中的电流状态的示意图，图5为脉宽调制信号发生变化的又一个例子，图6为表示脉宽调制信号发生图5中的变化时压缩机电机、变频器中的电流状态的示意图，图7为脉宽调制信号发生变化的又一个例子，图8为表示电机效率和所施加的电压之间的关系的一个示例图，图9为现有装置的方框图。
上述附图中，2为变频器，3为无刷电机(用于压缩机中的3相电机)，9为脉宽调制信号生成装置，11为电流传感器(电流检测装置)，16为变频器施加电压检测装置，17为感应电压推定装置，18为转子位置速度推定装置，19为占空比补正装置，21为升压降压装置。
具体实施例方式
下面参照附图对本发明的实施例进行描述。
(实施例1)图1为本发明的实施例1中的电机驱动装置的结构框图。其中，从可变直流电源1供给的直流电压先通过变频器2变换成具有所希望的频率及电压的交流电压，然后供给到无刷电机3中。所述变频器2由控制部分6进行开关控制。
无刷电机3中设有定子4和转子5，定子4上安装着以中性点为中心进行Y形连接的3相绕组4u、4v和4w，转子5上装有磁铁。U相端子8u与U相绕组4u的非连接端连接，V相端子8v与V相绕组4v的非连接端相连，W相端子8w与W相绕组4w的非连接端相连接。
变频器2具有3个分别由一对开关元件按照电流的上游侧和下游侧关系串联连接成的串联电路，分别用作U相、V相和W相。从可变直流电源1输出的直流电压施加到这些串联电路上。U相串联电路由上游侧开关元件12u及下游侧开关元件13u构成，V相串联电路由上游侧开关元件12v及下游侧开关元件13v构成，W相串联电路由上游侧开关元件12w及下游侧开关元件12w构成。另外，二极管14u、14v、14w、15u、15v、15w分别与各个开关元件并联连接。
在变频器2中，开关元件12u、13u的相互连接点、开关元件12v、13v的相互连接点及开关元件12w、13w的相互连接点分别与无刷电机3的端子8u、8v、8w相连接。
施加到变频器2上的直流电压由上述变频器2内的开关元件等构成的电路变换成3相交流电压，再通过这样的3相交流电压对无刷电机3进行驱动。
为了实现从外部给出的目标速度、输出从与现在的速度的误差计算出的输出电压，脉宽调制信号生成装置9生成用于驱动变频器2中的开关元件的脉宽调制信号。脉宽调制信号由占空比补正装置19进行补正后，由基极驱动电路10变换用于对开关元件进行驱动的驱动信号，使各个开关元件12u、12v、12w、13u、13v、13w发生操作。
下面简单地说明一下控制部分6中的操作情况。感应电压推定装置17从设置在变频器母线上的电流检测装置11检测到的无刷电机3的相电流、脉宽调制信号生成装置9中计算出来的输出电压、和变频器施加电压检测装置16检测出的直流电源1输出的直流电压来推定出无刷电机3的感应电压。接着，转子位置速度推定装置18根据推定出的感应电压来推定出无刷电机3的转子磁极位置及速度。根据推定出的转子磁极位置信息，脉宽调制信号生成装置9确定在驱动无刷电机3的过程中应该加到各相上的电压，再根据所确定的电压生成脉宽调制信号。这样，根据推定出的转子5的速度以及与从外部送入的目标速度之间的偏差等信息，转子速度就能够被控制成目标速度。
接下来，对感应电压推定装置17的操作进行详细说明。首先，通过电流检测装置11可以检测出在各相绕组中流动的相电流(iu、iv、iw)。另外，从脉宽调制信号生成装置9中计算出的输出电压、和变频器施加电压检测装置16所检测到的变频器施加电压信息，可以求出施加在各相绕组上的相电压(vu、vv、vw)。从原理上讲，从这些电压值通过下面的公式(1)、(2)、(3)可以求出在各相绕组中感应出的感应电压值eu、ev、ew。这里，R为电阻，L为电感。另外，d(iu)/dt、d(iv)/dt、d(iw)/dt分别为iu、iv、iw的时间微分。
eu＝vu-R·iu-L·d(iu)/dt ...(1)ev＝vv-R·iv-L·d(iv)/dt ...(2)ew＝vw-R·iw-L·d(iw)/dt ...(3)将公式(1)、(2)、(3)进一步详细展开的话，将成为下面的公式(4)、(5)、(6)。
eu＝vu-R·iu-((la+La)·d(iu)/dt-Las·cos(2θm)·d(iu)/dt-Las·iu·d{cos(2θm)}/dt+0.5·La·d(iv)/dt-Las·cos(2θm-120°)·d(iv)/dt-Las·iv·d{cos(2θm-120°)}/dt+0.5·La·d(iw)/dt-Las·cos(2θm+120°)·d(iw)/dt-Las·iw·d{cos(2θm+120°)}/dt ...(4)ev＝vv-R·iv-(la+La)·d(iv)/dt-Las·cos(2θm+120°)·d(iv)/dt-Las·iv·d{cos(2θm+120°)}/dt+0.5·La·d(iw)/dt-Las·cos(2θm)·d(iw)/dt-Las·iw·d{cos(2θm)}/dt
+0.5·La·d(iu)/dt-Las·cos(2θm-120°)·d(iu)/dt-Las·iu·d{cos(2θm-120°)}/dt ...(5)ew＝vw-R·iw-(la+La)·d(iw)/dt-Las·cos(2θm-120°)·d(iw)/dt-Las·iw·d{cos(2θm-120°)}/dt+0.5·La·d(iu)/dt-Las·cos(2θm+120°)·d(iu)/dt-Las·iu·d{{cos(2θm+120°)}/dt+0.5·La·d(iv)/dt-Las·cos(2θm)·d(iv)/dt-Las·iv·d(cos(2θm)}/dt ...(6)这里，d/dt表示时间微分，与三角函数有关的微分运算中出现的dθ/dt用于将推定速度ωm变换成相位角速度。另外，d(iu)/dt、d(iv)/dt、d(iw)/dt通过1次欧拉近似来求出。另外，w相电流值iw如下面的公式(14)所示的那样，为u相电流值iu和v相电流值iv之和的相反值。这里的R为每一相绕组的电阻，la为每一相绕组的泄漏电感，La为每一相绕组的有效电感的平均值，Las为每一相绕组的有效电感的振幅。
感应电压推定装置17中使用的是将公式(4)、(5)、(6)加以简化后的下列公式(7)、(8)、(9)。上述的简化是指，假定相电流值iu、iv、iw为正弦波，从电流指令振幅ia和电流指令相位βt形成相电流iu、iv、iw，因而使计算简单化。
eu＝vu+R·ia·sin(θm+βT)+1.5·(la+La)·cos(θm+βT)-1.5·Las·cos(θm-βT) ...(7)ev＝vv+R·ia·sin(θm+βT-120°)+1.5·(la+La)·cos(θm+βT-120°)-1.5·Las·cos(θm-βT-120°) ...(8)ew＝vw+R·ia·sin(θm+βT-240°)
+1.5·(la+La)·cos(θm+βT-240°)-1.5·Las·cos(θm-βT-240°) ...(9)接下来，对转子位置速度推定装置18的操作情况进行说明。转子位置速度推定装置18用于从感应电压推定装置17推定出的推定感应电压值eu、ev、和ew来推定出转子5的位置和速度。这里，通过使用感应电压的误差对转子位置速度推定装置18识别出的推定角度θm进行补正，逐渐收敛到其真正值，并由此形成推定速度ωm。
首先，通过下面的公式求出各相的感应电压基准值(eum、evm和ewm)。
eum＝em·sin(θm+βT)evm＝em·sin(θm+βT-120°)ewm＝em·sin(θm+βT-240°) ...(10)这里的em为感应电压振幅值，通过使其与推定感应电压eu、ev、ew的振幅值相一致而求出。
然后，求出上面求出的感应电压基准值和感应电压推定值之间的偏差ε。如下面的公式(11)中所示得那样，偏差ε为从感应电压推定值es减去感应电压基准值esm。
ε＝es-esm ...(11)(这里的s表示相，s可以为u/v/w)这一偏差如果为0，则推定角度θm将成为其真正值，因此，为了使偏差ε为0，对推定角度θm进行正比积分运算，然后将补正值送到脉宽调制信号生成装置9。另外，通过在转子位置速度推定装置18中计算出推定角度θm的变化值，形成推定速度ωm；为了实现目标速度ω*，通过目标速度ω*和推定速度ωm之间的差Δω，将KPΔω+K1Δω...(12)(KP比例增益，KI积分增益)的补正值送到脉宽调制信号生成装置9中。
在脉宽调制信号生成装置9中，根据所述补正值计算出应该输出的电压V*，从电压值V*通过下面的方式求出应该输出到各相中的电压Vs*(s为相，即u/v/w)。····Vu*＝V*·sin(θm+βT)Vv*＝V*·sin(θm+βT-120°)Vw*＝V*·sin(θm+βT-240°) ...(13)接着，为了输出上面求出的电压Vs*(s为相，即u/v/w)，各个开关元件12u、12v、12w、13u、13v、13w的脉宽调制信号由占空比补正装置19进行补正后，再输出到基极驱动电路10中，驱动各个开关元件12u、12v、12w、13u、13v、13w，生成正弦波状的交流。
如上所述，本实施例中使用推定感应电压值和感应电压基准值之间的偏差ε来形成推定角度θm，通过流过正弦波状的相电流来使无刷电机3实现正弦波驱动。
接下来，在占空比补正装置19种进行的操作进行描述之前，先通过图2～6对无刷电机3的相电流在变频器母线电流中的出现情况进行说明。图2示出了每当相位角发生切换时的无刷电机3的各相绕组中流动的相电流的状态。
在相位角0～60°的区间中，U相绕组4u和W相绕组4w中的电流是从非连接端流向中性点，V相绕组4v中的电流是从中性点流向非连接端。在相位角60～120°的区间中，U相绕组4u中的电流是从非连接端流向中性点，V相绕组4v和W相绕组4w中的电流是从中性点流向非连接端。在这之后，每当相位角变化60°时，各相绕组中流过的相电流的状态都将发生一次变化。
在图2中，当相位角为比方说30°时，在脉宽调制信号生成装置9生成的脉宽调制信号如图3那样发生变化的情况下(U为使开关元件12u工作的信号，V为使开关元件12v工作的信号，W为使开关元件12w工作的信号，X为使开关元件13u工作的信号，Y为使开关元件13v工作的信号，Z为使开关元件13w工作的信号，其驱动开关元件导通的状态用高电位来表示)，如图4中所示，变频器母线中的电流在时间点1为0，在时间点2上将出现流过W相绕组4w的电流，在时间点3上将出现V相绕组4v中流过的电流。
另外，在图2中的相位角为30°时脉宽调制信号生成装置9生成的脉宽调制信号如图5所示的那样发生变化的情况下，变频器母线中的电流如图6中所示得那样，在时间点1为0，在时间点2为U相绕组4u中流过的电流，在时间点3为V相绕组4v中流过的电流。
这样，通过变频器2的开关元件12u、12v、12w、13u、13v、13w的状态，可以了解到无刷电机3中的相电流在变频器母线上的出现情况。如果能够象上面那样在比较接近的时间点判断出二个相中的电流的话，通过iu+iv+iw＝0...(14)的关系就可以求出3个相中各自的电流，这是显而易见的。
但是，当图2中的相位角为30°时脉宽调制信号生成装置9生成的脉宽调制信号如图7所示出的哪样发生变化的情况下，变频器母线上的电流在时间点1上为0，在时间点3上只有V相绕组4v中的电流。这样的脉宽调制信号不断重复的话，就求不出3个相中各自的电流，感应电压推定装置17中就推定不出感应电压，对无刷电机3的驱动便不能进行。
为了避免上述的问题，当占空比补正装置19中产生了需要检测无刷电机3的各相绕组中流动的相电流的必要性时，则对脉宽调制信号生成装置9中产生的脉宽调制信号进行检查；万一出现图7中所示的信号变化的情况，则在补正到例如图3中所示的脉宽调制信号之后，再供给到驱动电路10中。
这样，从占空比补正装置19输出的脉宽调制信号的占空比信息被输入到电流检测装置11中，一边通过电流检测装置11对变频器母线电流为无刷电机3的哪个相的电流进行判断，一边变换成3个相各自的电流，在以后由感应电压推定装置17进行的感应电压推定计算中有效地加以利用。
另外，为了防止因施加在无刷电机3中的电压发生正弦波失真而导致转子位置的推定误差增大的情况出现，由脉宽调制信号生成装置9决定应该加到无刷电机3的各个相中的电压，再计算出这些电压的峰值超过由变频器施加电压检测装置16检测到的、可变直流电源1输出的直流电压的程度即电压饱和率，再将电压饱和率与设定在升压降压装置21中的升压电压饱和率设定值及降压电压饱和率设定值进行比较。在电压饱和率为升压电压饱和率设定值以上的情况下，通过比方说使升压斩波电路发生操作，提高所述可变直流电源1的电压；降压电压饱和率设定值设定在比所述升压电压饱和率设定值小的值上，当所述电压饱和率在所述降压电压饱和率设定值之下时，通过比方说使降压斩波电路发生操作或者使升压斩波电路停止操作等来降低所述可变直流电源1的电压。
这样，当电压饱和率在升压电压饱和率设定值之下的情况下不会升压，在降压电压饱和率设定值之下的情况则会降压，因此在电压饱和率小的情况下，可变直流电源1的电压将被保持得很低。因此，如图8中所示的那样，被进行脉宽调制控制的无刷电机3具有在可变直流电源1的电压降低时铁损减少、电机效率变高的特性，因此电机的工作效率可以得到提高。
(实施例2)在本实施例中，在图1中的升压降压装置21中存贮有升压电压饱和率设定值及降压电压饱和率设定值，它们通过转子位置速度推定装置18推定出的无刷电机3的旋转速度来进行切换。这种根据旋转速度进行的切换具体是，在转子位置速度推定装置18推定出的无刷电机3的旋转速度比预先设定值大的情况下，则判断为无刷电机3的负载较轻，转子位置的推定误差即使大一点也不易发生失步，因此将升压电压饱和率设定值及降压电压饱和率设定值加大。由于可变直流电源1不易出现升压，因此电机的高效率工作范围可以扩大。
(实施例3)当图1中的电流检测装置11检测到的各相绕组中流动的相电流(iu、iv、iw)很小时，可以断定无刷电机3的负载很轻，转子位置的推定误差即使大一些也不会出现失步。因此，在本实施例中，根据电流检测装置11检测到的各相绕组中流动的相电流(iu、iv、iw)来对升压电压饱和率设定值及降压电压饱和率设定值进行切换。这样，也可以取得同样的效果。
(实施例4)在图1中，当目标速度很大时，可以判定无刷电机3的负载很轻，转子位置的推定误差即使大一些也不会发生失步。因此，在本实施例中，通过目标速度来使升压电压饱和率设定值及降压电压饱和率设定值进行切换。这样，也可以取得同样的效果。
综上所述，本发明通过检测变频器母线电流的电流检测装置11和占空比补正装置19可以检测出无刷电机3的各相绕组中流动的相电流，并且可以对加到无刷电机3的各个相中的电压的电压饱和率设定值进行切换，因此可以扩大电机的高效率工作范围。
本发明的电机驱动装置中设有升压降压装置，该升压降压装置将电压指令值的电压饱和程度即电压饱和率与可以切换的电压饱和率设定值进行比较，当电压饱和率在升压电压饱和率设定值以上的情况下，则加大所述可变直流电源的电压；降压电压饱和率设定值设定得比所述升压电压饱和率设定值小的值上，当所述电压饱和率在降压电压饱和率设定值之下时，则减小所述可变直流电源的电压。这样，在电压饱和率较小的情况下，则使直流电源的电压减小，从而使电机实现高效率的操作。
本发明中的电机驱动装置可以使用在空调器的压缩机中，通过将电压饱和率和电压饱和率设定值进行比较后使所述可变直流电源发生升压或降压，可以使电机实现高效率的操作。本发明可用于以任意的转速对无刷直流电机等压缩机电机进行驱动的压缩机电机驱动装置等中。
权利要求
1.一种电机驱动装置，其特征在于包括驱动3相电机的变频器；检测变频器母线电流的电流检测装置；检测与所述变频器相连接的可变直流电源的电压的直流电压检测装置；通过所述变频器的输出电压值和由所述电流检测装置检测到的电流值推定出所述电机的感应电压的感应电压推定装置；根据推定出的感应电压推定值来推定出所述电机的转子磁极位置和旋转速度的转子位置速度推定装置；根据推定出的转子磁极位置信息来形成用于控制所述变频器的脉宽调制信号的脉宽调制信号生成装置；对所述脉宽调制信号生成装置中形成的脉宽调制信号的占空比进行补正的占空比补正装置；以及升压降压装置，所述升压降压装置从所述直流电压检测装置的输出和施加到所述电机上的电压指令值计算出电压饱和程度即电压饱和率，与预先设定的升压电压饱和率设定值进行比较，在电压饱和率处于升压电压饱和率设定值以上时提高所述可变直流电源的电压；降压电压饱和率设定值设定在比所述升压电压饱和率设定值小的值上，在所述电压饱和率处于所述降压电压饱和率设定值之下时，则降低所述可变直流电源的电压。
2.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于所述升压电压饱和率设定值和降压电压饱和率设定值根据电机的旋转速度发生切换。
3.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于所述升压电压饱和率设定值和降压电压饱和率设定值根据变频器母线电流发生切换。
4.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于所述升压电压饱和率设定值和降压电压饱和率设定值根据电机的旋转速度目标值发生切换。
5.一种空调器，其特征在于其中使用了如权利要求1～4中的任一项所述的电机驱动装置。
全文摘要
本发明能够通过简单的系统结构正确地检测出相电流，从低速旋转区域到高速旋转区域都能实现优异的驱动，且可以使电机实现高效率工作。本发明中设有从变频器的输入电压、输出电压和输出电流推定出电机的感应电压的感应电压推定装置(17)；根据推定出的感应电压来推定出电机的转子磁极位置和旋转速度的转子位置速度推定装置(18)；根据推定出的转子磁极位置信息来生成用于控制变频器的脉宽调制信号的脉宽调制信号生成装置(9)；对脉宽调制信号的占空比进行补正的占空比补正装置(19)；和根据输入电压和电压指令值来计算出电压饱和程度即电压饱和率、根据该电压饱和率使变频器的输入电压发生变化的升压降压装置(21)。
文档编号H02P6/06GK1655439SQ20051000801
公开日2005年8月17日 申请日期2005年2月7日 优先权日2004年2月13日
发明者原田员宏 申请人:松下电器产业株式会社