专利名称：电源的制作方法
技术领域：
本发明总体上涉及一种电源，并且更具体地涉及一种被构造为与一个或更多个电源并联连接，以便与其他电源分担对负载电流的供应的电源。
背景技术：
近年来，普遍采用所谓的POL(负载点)代替传统的集中式电源体系结构作为用于大规模服务器系统的电源结构，该POL中将小容量DC/DC变流器(以下简单称为DDC)加入并联操作中，并且将其放置在紧靠负载的附近。对此，为了增大并联操作的DDC的可靠性，提供了用于DDC间的热平衡的使DDC的输出电流均衡的所谓电流平衡功能。普遍使用平均电流模式作为该电流平衡功能，在该平均电流模式中DDC将其输出电流与另一个DDC的输出电流进行比较，并且基于比较结果精细调节输出电压。
同时，在关键任务的环境中使用的系统中，将DDC用于所谓N+1并联冗余模式中，并且使用了即使DDC之一出现故障也能维持电流平衡功能的最大电流模式。根据该N+1并联冗余模式(另选地，也称作N+1并联操作模式)，将另一额外的DDC添加到在负载侧所需电源容量所必需的N个DDC，使得即使DDC之一由于故障变得不能用，也能满足所需电源容量的条件。参考传统技术的日本特开7-194118号公报(以下称为JP7-194118)和Balogh，Laszlo；THE UC3902 LOAD SHARE CONTERLLER ANDITS PERFORMANCE IN DISTRIBUTED POWER SYSTEMS，APPLICATION NOTEU-163，Unitrode Corporation(以下称为Balogh)。
在传统的集中式电源体系结构中使用的单元型DDC中，连接电源和负载的母线的电感高，以使得在负载的附近能够提供大负载电容器。此电容器吸收负载电流中的锐变，使得DDC的输出电流具有从中去除了高频分量的低频正弦曲线波形。
然而，现在根据POL，省略此母线，DDC的响应速度更高，并且降低了负载电容。因此，DDC的输出电流趋向变化剧烈以致包括许多高频分量。在输出电流中的这种锐变影响最大电流模式的电流平衡电路，所以易于发生使输出电压增大的问题。具体地，该问题在用于存储器的DDC中尤为突出，其中在负载电流中周期性地引发锐变，使得存在发生存储器操作错误，以及进一步由于DDC的过电压保护电路的激活导致系统停机的可能性。此外，在最大电流模式的电流平衡电路中，负载电流中的周期变化可能引发输出电压的增大。期望一种用于解决这些问题的新电路方法。
通常，对电流平衡电路采用下列四种模式。它们具有各自的特性并且相应地进行应用。特别地，如下所述，针对需要可靠性的N+1并联冗余模式采用这四种模式中的最大电流模式。
下降模式(droop mode)在输出电流增大时使输出电压减小一定量。该模式具有图1所示的电路结构，并且在48V或12V的前端总线电源中经常使用。但是，因为难以确保电压准确度，所以不应用该模式作为用于需要低电压和大电流的高精度LSI的最新电源。
主从模式的特征在于是简单电路，其中将一个DDC用作主DDC并且向各个从DDC提供脉冲信号。但是，当主DDC发生故障时，所有DDC停机。因此，不将该模式应用于N+1并联冗余操作。
平均电流模式具有图2所示的电路结构，在该模式中DDC将其电流与另一DDC的电流进行比较，并且基于它们的平均值对输出电压进行精细调节。根据该模式，如果多个DDC中的一个陷入过电流下垂(overcurrent pendent)状态或发生故障，则电流平衡线电压下降，使得电流平衡功能失去。因此，不将该模式应用于N+1并联冗余操作。
最大电流模式具有图3所示的电路结构。在该模式中，DDC将其电流与参考值进行比较，该参考值是并联操作的N个DDC的输出电流值中的最大值，并且使其电流平衡(JP 7-194118的图2和Balogh的图1)。
根据该模式，通过在电流共享总线的末端部分插入二极管，电流检测放大器在DDC发生故障时自动地从母线脱离。因此，即使在此之后，也可在剩余N个DDC之间维持电流平衡功能。因此，在N+1并联冗余操作模式中采用该模式。
另一方面，近年来，出现了以下问题，即当在POL中采用上述最大电流模式的电流平衡时，输出电压增大以致引发存储器操作错误，并且进一步导致系统停机。
图4示出用于服务器系统中的存储器的DDC中实际发生输出电压增大时的信号波形。
在此情况中DDC规格如下绝缘直接插入式；切换频率＝600kHz；电流模式；最大电流模式电流平衡；Vin＝48V；Vout＝2.5V；Iout＝40A；以及并联DDC数＝3+1并联冗余操作。
负载为32个1-GB DDR内存卡，并且负载电容约为10,000μF。
其他细节为Vout＝200mV/D，Iout＝0.5V/D；50mS/D。
图4示出2.5V的输出电压波形(CH4是图中的Vout)和三个DDC的输出电流波形(图中的CH1、CH2和CH3)。
在初始阶段，每个DDC的输出电流约18A，并且电流平衡功能正常工作。此后，负载电流根据DDR内存卡的操作而变化，但是输出电流在平衡的同时进行追踪(follow up)。
然而，从大约第五周期开始，DDC的输出电流的大小开始彼此不同且彼此存在相位差，并且输出电压开始从2.5V上升，并且最终上升到3.3V。从而，过电压保护电路起作用，以停止各个DDC的操作，因此引发系统停机。
这种现象依赖诸如DDC的排列和其间的差异以及DDR存储卡的数量和操作模式的情况仅偶然发生。因此，利用测试装置很难发现其可能性，但可预测在区域内出现此现象会导致严重问题。
下面基于电路仿真结果分析在最大电流模式中发生该输出电压增大的机制。
图5示出在此分析中使用的最大电流模式的电流比较器电路。
首先，讨论DDC的负载电流在相同相位和相同的状态中变化的情况下的操作。
这里，每个DDC的Ishare端是开路以使DDC独立地操作。通过将其自己的输出电流波形V-Iout1施加给DDC，获得电流比较电路的输出电压波形Vad1。
图6A示出在此情况下当电阻Rd为200kΩ的情况下，V-Iout1的2kHz的变化频率的操作波形。
如图6B所示，当输出电流的变化频率低时，Vad1操作正常，而没有电压增大。
接下来，图7A示出通过将变化频率增大十倍达到20kHz，并且将电阻Rd的值从500kΩ连续变化到200kΩ和10kΩ的情况下的操作波形。
如图7A所示，当Rd为200kΩ时，因为电容器Cg的放电速度低于输出电流的变化，所以Ishare端的电压V-Ishare比V-Iout1电压高的时段更长。从而，如图7B中所示，Vad1因为输出电流的反复变化而增大。
当将电阻Rd的值设置为500kΩ时，Vad1进一步增大(图7B)。该Vad1的增大导致输出电压的增大。
接着显示出当将电阻Rd的值减小到10kΩ时，Cg的放电速度变得比V-Iout的变化速度快，使得能够防止Vad1增大(图7A和7B)。
已发现通过这样减小与电容器Cg并联的电阻Rd的值能够改善电压增大的问题。
然而，在减小电阻Rd的值的情况下，出现了下列两个问题。
第一个问题是连接在差动放大器(调节放大器)A1的输入端子之间的二极管D1的正向压降增大，以致增大了相对于电流平衡操作的差分输入。第二个问题是流向Ishare端的电流增大，以致必需改善电流检测放大器(电流放大器)的驱动能力。
今后随着对DDC工作频率和响应速度的进一步增大的期望，必要的是，通过进一步减小电阻Rd的值来增大电容器Cg的放电速度。因此，期望解决这些问题。
在传统的集中式电源系统中，采用了响应速度慢的单元电源，并且利用具有高电感分量的母线向负载供电。在此情况下，因为电源的输出阻抗从低频率域增大，所以在负载附近添加大的电容器。电感分量和负载电容器作为滤波器使得单元电源的负载电流成为正弦曲线。从而，将过冲(overshoot)和下冲(undershoot)保持较低。
然而，在POL的情况下，连接线路的电感低，并且负载电容小。因此，DDC在其平滑电路的电感变化显著，并且到负载的连接线的电感和电阻显著不同。这些元件会影响DDC的输出电流波形。
因此，在如图8中所示DDC的输出电流的过冲波形与下冲波形之间产生振幅差和相位差。图9A和9B示出在这种输出电流流动的情况下的DDC的电流平衡电路的操作波形。
图9A和9B示出了应用其中连接有图5的两个电路的电路结构而执行仿真的结果。
图9A和9B示出因为两个DDC的输出电流之间的相位差而导致的比较器电路的输出电压Vad1增大。在此情况中，将电阻器Rd的值减小到10kΩ不能够完全解决因为负载电流的变化而产生的输出电压增大的问题。
发明内容
因此，本发明的总的目的是提供一种消除上述缺点的电源。
本发明的更具体的目的是提供一种并联连接到一个或更多个其他电源的电源，其能够高速追踪负载的突变。
本发明的上述目的可通过并联连接到一个或更多个其他电源以与其他电源分担向负载供应负载电流的电源来实现，该电源包括负载电流比较部分，被构造为包括第一输入端子和第二输入端子，并且输出在施加到第一输入端子的第一信号与施加到第二输入端子的第二信号之间的电平差，其中该负载电流比较部分包括差动放大器，该差动放大器的第一输入端子与各其他电源的差动放大器的第一输入端子相连，将表示通过电源提供的负载电流的信号输入差动放大器的第二输入端子，并且在差动放大器的第一输入端子与第二输入端子之间插入有不定向阻抗元件。
本发明的上述目标也可通过并联连接到一个或更多其他电源，以便与其他电源分担将负载电流供给负载的电源来实现，该电源包括负载电流比较部分，被构造为将表示电源的负载电流的最大值的信号与表示由电源提供的负载电流的信号进行比较；和不定向阻抗元件，插入在负载电流比较部分的输入端子之间。
在图3所示的传统结构中，在差动放大器的输入端子之间连接有二极管连接。由此，通过使用于高频去除的电容器(电容器Cg)充电，由于二极管在特定方向上的阻断，使操作差动放大器的差分输入端子之间的电势差的增大趋向于超过所需要的电势差。从而，倾向于发生上述电压增大(图7B和9B)的问题。
另一方面，根据本发明的一个方面，在差动放大器(或者负载电流比较部分)的差分输入端子之间插入有不定向阻抗元件，使得上述问题得到解决并且能够防止电压增大的问题的发生。
因此，根据本发明的一个方面，在电源中，在差动放大器(或负载电流比较部分)的差分输入端子之间插入有不定向阻抗元件，使得即使当最大负载电流值高于电源自身的负载电流值时，也能防止差动放大器的差分输出值增大到超过必要值。从而，通过提供用于高频去除的电容器，能够防止异常振荡。此外，可以提供能够一种即使当提供有定向阻抗元件时也能够确保防止发生上述的电压增大的问题的电源，该定向阻抗元件用于在电源的负载电流值低于负载电流最大值时截止表示该电源的负载电流值的信号。
通过结合附图阅读以下详细说明，将使本发明的其他目的、特征和优点变得更加明确，其中图1是示出传统电流平衡电路的电路图；图2是示出另一传统电流平衡电路的电路图；图3是示出又一传统电流平衡电路的电路图；图4是用于图示传统问题的波形图；图5是用于图示传统问题的电路图；图6A和6B是用于图示传统问题的波形图；图7A和7B是用于图示传统问题的波形图；图8是用于图示传统问题的波形图；图9A和9B是用于图示传统问题的波形图；图10是示出根据本发明的实施例的电流平衡电路的电路图；图11A和11B是用于分别图示根据本发明的实施例的、基于图10的结构的仿真结果的电路图和波形图。
图12A和12B是用于图示根据本发明的实施例的、基于图10的结构的仿真结果的波形图。
图13是用于图示根据本发明的实施例的图10的结构中的操作的曲线图；图14是用于图示根据本发明的实施例的、基于图10的结构的仿真结果的波形图；图15A至15D是用于图示根据本发明的实施例的图10的结构的操作和效果的波形图；图16是用于图示根据本发明的实施例的图10的结构的操作和效果的电路图；图17A至17D是用于图示根据本发明的实施例的传统问题的波形图；图18是用于图示根据本发明的实施例的传统问题的电路图；图19是示出根据本发明的实施例的采用图10的结构的电源结构的方框图；以及图20是示出根据本发明的实施例的图19中的各个DDC的结构的方框图。
具体实施例方式
根据本发明的实施例，在具有并联连接的多个DDC的电源中采用了图10中示出的结构，其中在电流基准信号V-Ishare与各DDC的电流平衡电路10的电流检测信号V-Iout1之间连接有电阻Rd0，并且在电流检测信号V-Iout1与接地(GND)之间连接有电阻Rd1。
从而，在DDC中，如果V-Ishare高于表示其自身输出电流的电势(电流检测放大器A2的输出电势)，则V-Iout1根据V-Ishare通过电阻Rd0增大。结果，电流检测信号V-Iout1的最大值与电流基准信号V-Ishare相匹配(图15A和15C)。因此，使得能够实现追踪最大电流值的电流平衡控制。
另一方面，在传统电路结构的情况下，在差动放大器A1(调节放大器)的差分输入端子之间连接有二极管D1。因此，如图17B和17C所示，在DDC中，如果V-Ishare(图17A)高于表示其自身输出电流的电势(电流检测放大器A2的输出电势)，则通过二极管D1阻断此信号以便防止V-Iout1的相应增大。因此，V-Iout的电平保持在表示其自身输出电流的电势(电流检测放大器A2的输出电势)的电平处。结果，如图17D所示，输入差动放大器(调节放大器)A1的差分输入增大，使得其差分输出逐渐增大。因此，发生上述电压增大的问题。
在该实施例中，如上所述，通过在差动放大器A1的输入端子之间插入电阻Rd0替代二极管D1来解决这一问题。
图15A至15D分别示出图16中示出的电路结构的点a至点d的部分中的电压波形。同样地，图17A至17D分别示出图18中示出的电路结构的点a至点d的部分中的电压波形。
此外，在该实施例中，在电流检测放大器A2的输出部分与电流检测信号V-Iout1之间插入有二极管D1。因此，即使DDC发生故障，也可防止电流基准信号V-Ishare随着发生故障的DDC的V-Iout1的降低而降低。这确保了能够获得通过N+1并联冗余模式的操作和效果。
此外，在该实施例中，将用于高频去除的电容器Cg提供给电流平衡放大器(差动放大器)A1的同相输入端子(+端子)(图10)。即使当电容器Cg中保持有电荷时，也能通过电阻Rd1对电容器Cg进行放电。因此，能够维持在电流基准信号V-Ishare与电流检测信号V-Iout1之间的电势差，使得能够防止输出电压的异常增大。
此外，在该实施例中，在电流平衡放大器A1的同相输入端子(+端子)与用于高频去除的电容器Cg之间串联地插入有电阻Rg。该结构使得即使在负载电流中出现突变的情况下，也能防止将电荷存储在电容器Cg中。因此，维持了在电流基准信号V-Ishare与电流检测信号V-Iout1之间的电势差，使得能够防止输出电压的异常增大。
因此，根据本实施例的结构，DDC的电流平衡电路可追踪负载中的突然高速变化。这使得能够增大稳压功能的响应速度，使得可在负载中发生突变时控制输出电压中的变化。
下面将参考附图给出根据本发明的实施例的电源的说明(图19)。
图10是示出形成电源的各并联连接的多个DDC的电流平衡电路10的电路图。
电流平衡电路10包括电流平衡放大器A1，电流检测放大器A2，电压控制放大器A3，二极管D1，电阻Rd0、Rd1和Rg，电阻R1至R9，电容器Cg，电容器C1和C2，和电压源B1。
电流检测放大器A2检测负载电流ILOAD，并且输出检测结果，其中通过包括电流平衡电路10的DDC，通过电阻RS利用差分输入端子将该负载电流ILOAD提供给负载电路。
二极管D1具有在通过DDC提供给负载的负载电流ILOAD低于通过其他DDC(其具有与所述DDC相同的结构并且与其并联连接)提供的负载电流ILOAD中的最大值时对信号进行阻断的功能，通过电流共用总线BUS获得负载电流ILOAD中的最大值。
电流共用总线BUS通过电阻R2连接到电流平衡放大器A1的同相输入端子(+端子)，并且电流检测放大器A2的输出端子通过二极管D1和电阻R1连接到电流平衡放大器A1的反相输入端子(-端子)。通过电阻R1和R2在电流平衡放大器A1的这些输入端子之间插入有电阻Rd0。
此外，电阻Rd1通过电阻R1连接在电流平衡放大器A1的反相输入端子与接地之间。此外，在电流平衡放大器A1的同相输入端子与接地之间连接有电阻R4和电阻Rg与电容器Cg的串联电路的并联电路。
此外，在电流平衡放大器A1的反相输入端子与输出端子之间连接有电阻R3和电容器C1与电阻R5的串联电路的并联电路。
此外，在电流平衡放大器A1的输出端子与电压控制放大器A3的同相输入端子之间插入有电阻R6。电压源B1通过电阻R7连接到电压控制放大器A3的同相输入端子。
此外，电阻R9与电阻R8和电容器C2的串联电路并联连接在电压控制放大器A3的反相输入端子与输出端子之间。
下面给出电流平衡电路10的操作的说明。
将表示负载电流ILOAD的电压信号作为在电流检测放大器A2中检测到的DDC的输出电流通过二极管D1和电阻R1输入到电流平衡放大器A1的反相输入端子。
另一方面，在电流共用总线BUS中(如上所述，该电流共用总线BUS通过电阻连接到所述DDC和与其并联连接的其他DDC中的每一个的电流平衡电路的电流平衡放大器的同相输入端子)出现表示通过这些并联连接的DDC提供给负载的负载电流中的最大值的电压信号。
即如图10所示，在并联连接的多个DDC的每一个的电流平衡电路中，表示通过DDC提供的负载电流的电压信号通过二极管和电阻的串联电路连接到电流共用总线BUS。如上所述，当表示通过DDC提供的负载电流的电压信号的电平低于电流共用总线BUS的电势时，该二极管阻断信号。
在此情况下，并联连接的多个DDC中的一个(其提供最大负载电流)的电流平衡电路中的电流检测放大器的输出电势变为最高。因此，与其他DDC的电流平衡电路的电流检测放大器相连接的二极管处于阻断状态。因此，在电流共用总线BUS中出现表示提供最大负载电流的多个DDC中的一个的负载电流的电势。
电流平衡放大器A1对输入到其输入端子的电势进行比较，并且根据该比较结果输出电势。因此，如果并联连接的多个DDC的负载电流的最大值变得比在电流检测放大器A2中检测到的所提供的负载电流大，则电流平衡放大器A1的输出电势相应地增大。
将电流平衡放大器A1的输出电势通过电阻R6输入到电压控制放大器A3的同相输入端子。在这种情况下，该信号叠加在来自通过电阻R7连接的电压源B1的信号之上，输入电压控制放大器A3的同相输入端子。
另一方面，电压控制放大器A3的反相输入端子通过由电阻R8及R9和电容器C2形成的电路连接到将负载电流提供给负载的DDC的输出端子上(图20)。此外，电压源B1具有表示在DDC的输出端子处的输出电压的基准电势Vref的功能。
电压控制放大器A3执行反馈控制以利用其中叠加有基准电势Vref和电流平衡放大器A1的输出电势的电势来均衡DDC的输出电势。即将作为电压控制放大器A3的输出电势的误差电压输入到DDC的PWM比较器40的同相输入端子(图20)，而将预定频率(例如600kHz)的三角波从振荡器30(图20)输入到比较器40的反相输入端子。因此，PWM比较器40的输出变成具有与误差电压相对应的占空的脉冲信号。利用该脉冲信号执行对DDC的DC-DC电压转换部分20(图20)中的整流器元件的切换。从而，从DDC输出与脉冲信号的占空相对应的DC电压。因此，如果误差电压增大，则占空增大，从而使负载电流增大。
因此，在DDC的电流平衡电路10中，如果并联连接的多个DDC的负载电流的最大值高于由DDC提供的负载电流，则DDC的输出电压通过上述操作而增大。因此，通过DDC提供给负载的负载电流增大。在并联连接的多个DDC(图19中的DDC 100-1至100-n)的每一个中执行此操作，使得在N个DDC之间自动地执行负载电流均衡。
重新参照图10，不同于图3中示出的传统电路结构，将电阻Rd0作为非定向阻抗元件代替二极管D1插入在图10的电路结构中的电流平衡放大器A1的输入端子之间。从而，如上所述，即使当电流共用总线BUS的电势V-Ishare高于表示其自身的负载电流ILOAD的电势V-Iout1时，电势V-Ishare也通过电阻Rd0影响电势V-Iout1。
因此，即使在这种情况下，也可防止输入到电流平衡放大器A1的差分输入增大到超过必需量，使得可防止电流平衡放大器A1的输出变得过高。因此，防止了电流平衡放大器A1中的输出电压的异常增大(图15D和17D)。从而，避免了由DDC的负载电流中的异常增大妨碍电源的电流平衡功能的情况。
此外，经过电阻Rg连接到电流平衡放大器A1的同相输入端子的电容器Cg具有高频去除功能。即，当在电流共用总线BUS中存在高频噪声时，将该噪声导向接地侧，由此防止由该噪声所导致的电路振荡的发生。
在图3所示的传统电路结构中，如上所述，在电流平衡放大器A1的输入端子之间插入有二极管D1。因此，一旦电容器Cg保持有电荷，则电容器Cg不容易放电。
另一方面，根据此实施例，在电流平衡放大器A1的输入端子之间插入有电阻Rd0，并且提供电阻Rd1以便于对电容器Cg进行放电。因此，容易对电容器Cg进行放电。从而，能够防止由于因电容器Cg中的电荷存留引起的对电流平衡放大器A1的差分输入的增大所导致的电流平衡放大器A1的差分输出中的异常增大。
此外，将电阻Rg与电容器Cg串联连接。这防止了由于负载电流中的变化所导致的电容器Cg中的电荷保留，使得能够防止电流平衡放大器A1的差分输出中的异常增大。
因此，根据本发明，在电流检测放大器A2的输出部分中插入有二极管D1，以解决追踪负载中的突变类型的电流平衡电路中输出电压增大的问题。因此，即使在电容器Cg中保持有电荷，也能防止V-Ishare端与V-Iout1端之间的电势差的不必要增大。
以下示出为了验证电流平衡电路10的操作和效果而执行的仿真结果。
首先，示出了DDC的负载电流以同相和相同状态下变化的情况下的操作的分析结果。使用图11A中示出的电路结构进行该分析。图11B示出电阻Rd1是200kΩ，并且与负载电流ILOAD相对应的电势V-Iout1的变化频率是20kHz的情况下的操作波形。
如图11B中所示，可确定即使当电容器Cg的放电很低时，也能防止在V-Ishare与V-Iout1之间的电势差变大，使得差分输出Vad1中不出现电压增大从而能够维持正常操作。
接下来，示出通过连接图10的电路结构的两个电路执行的仿真的结果。
图12A和12B示出了在此情况下获得的电流平衡电路的操作波形。
图12A和12B示出了即使当在两个DDC的输出电流之间存在相位差时，也能防止比较器电路的差分输出电压Vad1增大，并且维持稳态值。因此，已验证在根据本实施例的电路方法中，能够解决因为负载电流的变化可能产生的输出电压增大的问题。
接下来，图13示出了在根据本实施例执行十个DDC的并行操作的情况下获得的静态电流平衡特性。
图13示出的是将多个DDC中的流有最大电流的一个DDC用作基准并利用其他DDC追踪，从而获得了优良的电流平衡特性。
此外，图14示出了根据本实施例的DDC的操作的确认结果，该确认是采用与上文参照图4所述的发生输出电压异常增大现象的情况相同的负载条件来进行的。图14示出了四个DDC的输出电流波形和输出电压波形。
如图14中所示，已经确认即使在如图4的负载中反复出现突变时，也将DDC的输出电压保持恒定。
将基于这些实验的根据本发明的实施例的效果总结如下。
在图3的传统电路结构中，即使利用4000μF的负载电容器也仅能追踪等于或者低于ΔIout＝20App(额定40A的50％)的负载突变。
在另一方面，根据图10示出的该实施例的电路，利用1300μF的负载电容器能够追踪ΔIout＝40App(额定40A的100％)的负载突变。
图15A至15D、16、17A至7D，以及18是用于示出与传统电路结构对比的本实施例的电路结构的效果的曲线图和示意图。
如图示，在传统电路中，因为在电流平衡放大器A1的输入端子之间插入有二极管D1，通过该二极管D1阻断了电流共用总线电势V-Ishare的变化，使得与电流平衡放大器A1的反相输入端子耦合的电势V-Iout1仅追踪表示负载电流ILOAD的电势(图17B和17C)。从而，当电流共用总线的电势V-Ishare增大时，电流平衡放大器A1的差分输入增大，使得其差分输出增大，由此导致输出电压的异常增大(图17D)。
另一方面，根据该实施例的结构，如图16中所示，在电流平衡放大器A1的输入端子之间插入有电阻Rd0，来替代二极管D1。因此，电流共用总线的电势V-Ishare的变化通过电阻Rd0影响了与电流平衡放大器A1的反相输入端子耦合的电势V-Iout1。因此，当电流共用总线的电势V-Ishare增大时，电势V-Iout1随着电流共用总线的电势V-Ishare而增大(图15A和15C)。因此，即使当电流共用总线的电势V-Ishare增大时，也能够防止电流平衡放大器A1的差分输入增大到超过必要值。从而，防止了电流平衡放大器A1的差分输出的异常增大，使得在输出电压中不发生异常增大。
图19是示出根据该实施例的电源的结构。在图19的电源中，分别包括图10的电路结构的电流平衡电路10的n个DDC 100-1至100-n，彼此并联连接并且彼此分担对负载电流的供应。
如图所示，根据该电源，从DC输出电源单元200将DC功率提供给并联连接的DDC 100-1至100-n。将上述“N+1并联冗余模式”应用于这些并联连接的DDC。即，根据实际所需负载容量，n个DDC中的n-1个就足够了。因此，即使DDC中的一个因故障变得失效，也不会在电源中引发任何问题。
将n个并联DDC 100-1至100-n的输出ILOAD 1至ILOAD n提供给负载300。负载300可以包括诸如CPU、存储器和LSI的负载设备。在单个系统中，将n个DDC分成多组DDC，并且将每组DDC连接到对应的一个负载设备。
如上所述，通过电流共用总线BUS互连DDC 100-1至100-n。
图20是示出图19中示出的并联DDC 100-1至100-n中的每一个的内部结构的方框图。
如图所示，DDC 100-1包括DC-DC电压转换部分20、PWM比较器40、振荡器30以及图10中示出的电流平衡电路10。DC-DC电压转换部分20使用整流器元件的切换和平滑电路的平滑功能对从DC输出电源单元200提供的DC电源电压进行转换，并且输出经转换的DC电压。PWM比较器40将具有预定占空的脉冲信号提供给如上所述的DC-DC电压转换部分20。振荡器30将三角波提供给如上所述的PWM比较器40。
从DC-DC电压转换部分20的输出端提取反馈用输出电压信号，并且将其输入到如上所述的电流平衡电路10的电压控制放大器A3的反相输入端子。
此外，虽然在图20之中没有示出，但如图10中所示，电流检测放大器A2通过电阻Rs连接到DC-DC电压转换部分20的输出线路，并且检测如上所述的DDC 100-1的负载电流。
电流平衡放大器A1对应于负载电流比较部分，电压控制放大器A3对应于电源电压比较部分，二极管D1对应于定向阻抗元件，电容器Cg对应于用于高频去除的电容元件，电阻Rd0对应于非定向阻抗元件，电阻Rd1对应于用于对电容元件进行放电的阻抗元件，而电阻Rg对应于与用于高频去除的电容元件串联连接的阻抗元件。
本发明不限于具体公开的实施例，并且可以在不脱离本发明的范围的情况下进行变化和改进。
权利要求
1.一种电源，其与一个或者更多个其他电源并联连接，以便与其他电源分担向负载提供负载电流，其特征在于，其包括负载电流比较部分，被构造成包括第一输入端子和第二输入端子并且输出在施加到所述第一输入端子的第一信号与施加到所述第二输入端子的第二信号之间的电平差，其中所述负载电流比较部分包括差动放大器；所述差动放大器的第一输入端子与所述各个其他电源的差动放大器的第一输入端子相连；将表示通过所述电源提供的负载电流的信号输入到所述差动放大器的第二输入端子；并且在所述差动放大器的所述第一输入端子和第二输入端子之间插入有非定向阻抗元件。
2.根据权利要求1所述的电源，特征在于将表示由所述电源提供的负载电流的信号通过定向阻抗元件输入到所述差动放大器的所述第二输入端子；在由所述电源提供的负载电流的电平低于所述多个电源的负载电流的最大值时，所述定向阻抗元件阻断所述信号；并且将用于高频去除的电容元件连接到所述差动放大器的第一输入端子。
3.根据权利要求2所述的电源，特征在于，还包括用于对所述电容元件进行放电的阻抗元件。
4.根据权利要求2所述的电源，特征在于，还包括与所述电容元件串联连接的阻抗元件。
5.根据权利要求1所述的电源，特征在于，还包括电源电压比较部分，被构造为将以下两个信号进行比较表示通过所述电源提供的电源电压的信号；在表示电源电压的基准电压的信号上叠加有负载电流比较部分的输出信号的信号；PWM比较部分，被构造为将所述电源电压比较部分的输出信号与三角波信号相比较；和电源电压生成部分，被构造为生成与PWM比较部分的输出的占空比相对应的电源电压，其中，所述电源电压比较部分通过PWM比较部分来控制所述电源电压生成部分，以利用负载电流比较部分的输出信号与基准电压的叠加信号的电平来均衡电源电压的电平。
6.一种电源，其与一个或者更多个电源并联连接，以便与其他电源分担向负载提供负载电流，其特征在于，其包括负载电流比较部分，被构造为将表示所述多个电源的负载电流的最大值的信号与表示通过所述电源提供的负载电流的信号进行比较；和插入在所述负载电流比较部分的输入端子之间的非定向阻抗元件。
7.根据权利要求6所述的电源，特征在于，还包括定向阻抗元件，被构造为，在由所述电源供给的负载电流的电平低于表示所述多个电源的负载电流的最大值的信号的电平时，阻断通过所述电源提供的负载电流；和用于高频去除的电容元件，其中，所述非定向阻抗元件插入在所述负载电流比较部分与表示通过所述电源提供的负载电流的信号之间。
8.根据权利要求7所述的电源，其特征在于，还包括用于对电容元件进行放电的阻抗元件。
9.根据权利要求7所述的电源，其特征在于，还包括与所述电容元件串联连接的阻抗元件。
10.根据权利要求6所述的电源，其特征在于，还包括电源电压比较部分，被构造为，将如下两个信号进行比较表示通过所述电源提供的电源电压的信号；在表示电源电压的基准电压的信号上叠加有负载电流比较部分的输出信号的信号；PWM比较部分，被构造为将电源电压比较部分的输出信号与三角波信号进行比较；和电源电压生成部分，被构造为生成与PWM比较部分的输出的占空比相对应的电源电压，其中，其电源电压比较部分通过PWM比较部分控制电源电压生成部分，以便利用所述负载电流比较部分的输出信号与基准电压的叠加信号的电平来均衡所述电源电压的电平。
全文摘要
公开了一种电源，其与一个或者多个其他电源并联连接，以便与其他电源分担对负载提供负载电流。所述电源包括负载电源比较部分，其包括第一输入端子和第二输入端子，并且输出施加到第一输入端子的第一信号与施加到第二输入端子的第二信号之间的电平差。所述负载电流比较部分包括差动放大器。将所述差动放大器的第一输入端子与每个其他电源的差动放大器的第一输入端子相连。将表示通过该电源供给的负载电流的信号输入差动放大器的第二输入端子。在该差动放大器的第一与第二输入端子之间插入有非定向阻抗元件。
文档编号H02M3/00GK1835358SQ20051009926
公开日2006年9月20日 申请日期2005年9月9日 优先权日2005年3月17日
发明者板仓和彦, 岛森浩, 青木勇 申请人:富士通株式会社, 富士通阿克塞斯株式会社