专利名称：带有几个隔离的稳压输出的直流电压转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及带有软切换并且包括单个变压器并能够在输出产生多个隔离的稳压电压的直流(DC)电压转换器。本发明应用于需要几个稳压电压的任何类型的应用。
背景技术：
当今存在许多用于从输入电压产生多个隔离的稳压输出电压的结构。它们之中的第一种包括使用与要被提供的稳压输出电压数量一样的独立转换器。每个转换器从唯一的输入电压中产生稳压输出电压，并且具有其自己的流电隔离(galvanic isolation)元件(变压器)和其自己的稳压回路以产生这种电压。因为这种结构需要与稳压输出电压数量相同的变压器，所以其成本较大并且体积庞大。而且，各个转换器的相互同步不容易达到并且需要添加其他外部元件。
另一种可能的结构包括将最好不被隔离的DC/DC转换器上连线至与变压器隔离的主转换器的次级侧。这种主转换器的变压器经历输入电压和输出电压之间的流电隔离。在主转换器的输出端上并联DC/DC转换器。当寻求特定性能(低开关损耗、在主转换器上的DC/DC转换器的同步)时这种结构变得相对复杂。
最后，另一种结构包括使用具有单个流电隔离变压器的单个DC/DC转换器，并且包括在变压器级别方面使用与要被提供的稳压输出电压数量相同的次级绕组。例如，变压器包括初级绕组和两个次级绕组，使用每个次级绕组来产生稳压输出电压。将开关与初级绕组串联排列。由接收转换器的一个输出的电压信号作为输入的脉宽调制电路(PWM)的输出来控制该开关。因为这种设备有能力在变压器的次级侧使用与所需要的稳压电压数量相同的绕组以对它们的每一个进行整流和滤波，并且使用它们之一来服务于(slave)那些组件，所以该设备具有实现简单的优点。这种结构的缺点是仅仅将用于服务的输出进行稳压。而其他输出随着在它们端子处存在的负载的函数而变化，并且它们在低负载处具有增加的趋势。因此这种结构的主要缺点是从输出之间的交叉稳压的角度来说其并不有效。
发明内容
本发明的目的是克服所有这些缺点或者这些缺点的一部分。
本发明涉及一种带有软切换的直流(DC)电压转换器，包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，该转换器的初级侧是带有半桥(half-bridge)结构的类型并且能够通过两个开关连接到输入电压源，该转换器的次级侧是准谐振半波类型并且能够至少将一个第一DC电压提供给第一负载并且将一个第二DC电压提供给第二负载，所述第二DC电压小于所述第一DC电压；第一控制装置，用于通过作为所述第一DC输出的函数的脉宽调制而在固定频率处交替控制两个开关；以及谐振电路，用于在次级绕组中产生半波谐振电流，并且对连接到所述第一负载的端子的第一电容器进行充电从而产生所述第一DC电压，并且在于其还包括在所述次级绕组和连接到所述第二负载的端子的第二电容器之间所连接的电感性电路，该电感性电路能够产生电流以在谐振电流的半波的一部分流到次级绕组中期间对所述第二电容器进行充电，并且产生所述第二DC电压。
所述电感性电路更具体地包括与第一电感和第三开关串联的第一整流二极管，所述第三开关在谐振电流的半波的一部分流到次级绕组期间闭合。将第二控制装置进行设计以通过作为所述第二DC输出的函数的脉宽调制来控制第三开关。
根据第一实施方式，所述谐振电路包括与第二电感和谐振电容器串联排列的第二整流二极管，这些组件连接在变压器的次级绕组的端子之间，并且第一电容器通过平滑电感连接到所述谐振电容器的端子。
根据第二实施方式，所述谐振电路包括第二整流二极管，该第二整流二极管与在所述次级绕组和第一电容器之间的第二电感串联排列，并且电容器与所述初级绕组(Lp)串联排列，其反映到(reflected to)次级侧，试图与所述第二电感形成谐振。
在两种实施方式中，第二电感是反映到次级侧的变压器的漏电感，或者可能是反映到次级侧的变压器的漏电感和在次级绕组和所述第一负载之间排列的附加电感所形成的串级(series)电感。
结合附图，通过阅读在后面以非限制性例子的方式给出的说明可以更好地理解本发明，其中图1示出了根据本发明的第一转换器的电路图；图2A到2H示出了说明图1的转换器的操作方式的电流和电压时序图；图3示出了根据本发明的第二转换器的电路图；图4A到4H示出了说明图3的转换器的操作方式的电流和电压时序图。
具体实施例方式
根据本发明，由带有软切换并且与在次级侧的谐振电流进行操作的转换器来产生多个稳压电压。使用在次级侧的谐振电流对排列在提供第一稳压电压的第一输出的端子之间的电容器进行充电。由连接到转换器的次级绕组的端子的后稳压装置来产生其他的稳压电压。
将通过在图1和3中所呈现的两个示例实施方式来描述本发明。当然，仅仅以示例实施方式的形式给出这两种实施方式。可以将所提出的后稳压电路连接到带有软切换并且与次级侧的谐振电流进行操作的任何类型的转换器。
在这两个实施方式中，转换器提供主稳压电压Vs1和后稳压电压Vs2。
参照图1，转换器包括在初级侧带有半桥结构的隔离变压器Trf和在次级侧带有半波整流的准谐振电路。更准确地说，主电路包括带有在提供输入电压Ve的电压产生器SV的端子之间串行排列的两个开关T1和T2的半桥电路。传统上，开关T1和T2是MOSFET晶体管。将半桥电路的中点连接到与变压器Trf的初级绕组Lp的带点的引脚对应的第一端。将与初级绕组Lp的不带点的引脚对应的另一端通过具有高电容的电容器Cdp，连接到与开关T2连接的产生器SV的端子。由作为变压器Trf的匝数m和输出电压Vs1的函数在脉宽调制电路的基础上所产生的控制信号Drv1和Drv2来驱动开关T1和T2。
变压器Trf的次级绕组Ls的不带点的引脚通过电感Lf和整流二极管D1连接到谐振电容器Cr1的第一端，该电容器的另一端连接到次级绕组Ls的带点的引脚。可以用附加电感来补充与反映到次级侧的变压器Trf的漏电感对应的电感Lf。将平滑电感L1连接在电感Lf-电容器Cr1的连接点与在提供电压Vs1的转换器的第一输出的端子之间放置的电容器Cs1的一端之间。将电容器Cs1的另一端连接到次级绕组Ls的带点的引脚。电感L1的功能是对由提供电压Vs1的输出所提供的电流进行平滑。将在该输出的端子之间串联排列的电阻器R1、R2当作电桥，以将代表电压Vs1的电压提供给脉宽调制控制块PWM1。该控制块的结构是已知的并且提供控制信号Drv1和Drv2。例如在专利申请FR 2 738 417中公开了这种块的结构。
转换器的这个部分的操作方式对于本领域的普通技术人员是公知的。特别在专利申请FR 2 738 417中进行了描述。控制信号Drv1和Drv2用于控制开关T1和T2相继地闭合。设想停滞时间(dead time)在这些开关的交替动作之间，从而所述晶体管在这两个信号的操作周期期间在两种情况下处于断开状态。开关T1和T2的导通时间的比率定义了输出电压Vs1。将参照图2A到2H在后面详细描述转换器的这个部分的操作方式。
为了根据电压Vs1来产生电压Vs2，将后稳压装置连接到次级绕组Ls和漏电感Lf所形成的串级电感的端子上。将电感Lf-二极管D1的连接点通过整流二极管D2连接到电感Lr的第一端，将电感Lr的另一端经由开关T3连接到负载电容器Cs2的第一端。对传统上是MOSFET晶体管的开关T3进行控制，从而延迟在电感Lr中电流的出现。将电容器Cs2的另一端连接到次级绕组Ls的带点的引脚。当开关T3闭合时，横跨在电感Lr的端子上的电压是正的。穿过电感Lr的电流增加直到在初级侧的电压被翻转为止。在随后的时间段期间，当电流ILr达到零的时候开关T3断开。降低了负载所使用的平均电流的这个电流确保与所需要的输出值Vs2相比较，对横跨电容器Cs2的端子的平均电压Vs2进行稳压。通过开关T3的相位延迟监管来直接地驱动这个电压的值。设想在该输出的端子之间所排列的电阻器电桥R3、R4用于将代表电压Vs2的电压提供给控制块PWM2。通过为晶体管T3产生控制信号来将该块进行充电。在转换器的次级侧的电流谐振的部分时间期间该信号是有效的。
控制块PWM2实质上包括积分器电路INT，其提供表示Vs2的所测量的值和所需要的稳压值之间的平均差的电压；电路RAMP，用于产生与穿过Ls的电流同步的电压斜坡(voltage ramp)；比较器电路COMP，用于比较积分器电路的输出电压和所述电压斜坡；功率驱动器电路D，用于提供足够的电流以对晶体管的栅极和电容器C3及二极管D3所形成的电压偏移电路进行充电。积分器电路INT接收在电阻器电桥R3、R4的中点处存在的电压V1和参考电压VREF作为输入。将电压V1施加到微分放大器AE的正输入，而将电压VREF经由电阻器R5施加到放大器AE的负输入。将放大器AE的负输入和输出以这种方式通过电容器C1进行连接，从而获得积分器的安排并且提供表示Vs2的所测量值和所需要的稳压值之间的平均差的电压Vint。
此外，斜坡电路(ramp circuit)RAMP包括在地和电感Lf-二极管D2的连接点之间串联排列的两个二极管D4、D5和电阻器R6。将两个二极管D4和D5进行定向，从而当它们导通时允许电流向电感Lf-二极管D2连接点流动。将两个二极管D4和D5之间的连接点经由与电阻器R7串联的二极管D6连接到电容器C2的第一端。将电容器C2的另一端连接到地。将二极管D6进行定向，从而允许用于对电容器C2进行放电的电流。最后，将电阻器R8连接在提供端Vcc和电阻器R7-电容器的连接点之间，从而当二极管D6截止时对电容器C2进行充电。该斜坡产生器以下面的方式操作当在电感Lf-二极管D1的连接点处的电压为正时，二极管D4、D5和D6截止，并且用由确定正斜率的斜坡的电阻器R8所提供的电流对电容器充电，并且当电感Lf-二极管D1的连接点处的电压为负时，借助于D6和R7对电容器进行放电，其中电阻器R7确定负斜率的斜坡。
借助于比较器电路COMP对由积分器电路INT所提供的电压Vint与由电路RAMP所产生的电压斜坡进行比较，并且电路COMP在VC2＞Vint的情况下输出高电平的电压信号，否则输出低电平的电压信号。由驱动器电路D对该输出信号进行放大，从而控制晶体管T3的栅极。将电容器C3插入在驱动器电路D的输出和晶体管T3的栅极之间，以将施加到晶体管T3的栅极的电压电平进行偏移，从而该电压电平大于晶体管的源极的电压电平。当驱动器D的输出处于低状态时，通过在晶体管T3的源极和栅极之间连接的二极管D3将该电容器充电到电压Vs2。
在图2A到2H中示出了电路的操作的总体方式。
图2A和2B示出了用于开关T1和T2的控制信号Drv1和Drv2的形状。图2C示出了横跨次级绕组Ls的端子的电压VLS的变化。图2D示出了穿过二极管D1的电流ID1。图2E和2F分别示出了晶体管T3的控制信号和流经电感Lr的电流。图2G和2H表示分别穿过绕组Ls和绕组Lp的电流Is和Ip。穿过Ls的电流是穿过二极管D1和电感Lr的电流之和。
在这些图中，T表示开关T1和T2的断开/闭合周期的时间段。设想两个开关T1和T2在其间断开的停滞时间tm在每个开关闭合之间。设想第一停滞时间tm1在开关T1的闭合之前，并且设想第二停滞时间tm2在开关T2的闭合之前。在时间[tm1，αT]的时间段期间开关T1闭合，并且在时间[αT+tm2，T]的时间段期间开关T2闭合。在其余的时间期间，它们断开。
以一般的方式，当所述晶体管之一以其端子之间的零电压而变得闭合之前，在(因为磁化电流而产生的)初级侧中的电流(和反映到初级侧的次级电流iLs)自然地产生主电压的转变。这产生开关的软切换并且因此降低了切换损耗。
在时间[tm1，αT]期间，开关T1闭合。将输入电压Ve施加到初级绕组和电容器Cdp的端子上。然后二极管D1截止。通过初级绕组Lp的电流Ip(＝通过将电压Ve施加于初级绕组Lp和电容器Cdp的端子之间所产生的、并且通过反映到匝数m的初级侧的平均输出电流所增加的、流经变压器Trf的绕组Lp的磁化电流)增加到在时刻αT所到达的最大值。然后开关T1断开，还将开关T2保持断开。此时电流Ip足够大到导致开关T2的端子之间的电压自然地下降，从而确保开关T2闭合的时候软切换处于零电压。然后在停滞时间tm2之后将开关T2闭合。随后漏电感Lf开始与电容器Cr1谐振。然后谐振电流ID1流过二极管D1。然后通过初级绕组的电流Ip以与电流ID1相反的相位根据正弦开始其衰减。通过反映到初级侧的感性电路的电流来加强这种衰减。在开关T2断开处，电流Ip足够高到使得开关T1的端子处的电压下降，因此确保软切换处于零电压处。为了再次开始新的操作周期将开关T1闭合。
在开关T2的传导阶段期间，对开关T3进行控制，从而延迟在电感Lr中电流的出现，因此产生小于Vs1的电压Vs2。在αT之后的时间t2将晶体管T3闭合。将正电压施加到电感的端子上，因此通过增加试图对负载电容器Cs2充电的电流ILr来将其横切(traverse)。当Ls两端的电压翻转时，也就是当在初级侧处开关T1闭合并且开关T2断开的时候，将电流中的这种增加中断。由于电感Lr经历非常大的负电压，所以电流ILr非常迅速地下降。然后当电流ILr已经变为零时开关T3断开。因此在电容器Cs2两端获得了稳压的电压Vs2。
因为开关T3在零电流处都是闭合和断开的，所以开关T3经历非常弱的应力，因此后稳压是非常容易实现的。输出Vs2的稳压与主转换器同步。
在图3中提出了第二实施方式。其涉及一种在开关的切换期间能够以零电流模式或者以中断的次级电流模式进行操作的转换器。
图3的转换器的电路图与图1的电路图的不同既在于谐振元件的位置也可能在于其操作模式。在图1的电路中，反映到次级侧的变压器Trf的漏电感Lf与低值的电容器Cr1谐振。在图3的电路中，漏电感Lf与在转换器的初级侧处的电容器Cdp的位置所放置的电容器Cr谐振。漏电感Lf与反映到次级侧的电容器Cr谐振。去除电容器Cr1和Cdp，并且在次级侧不再有任何谐振电容器，平滑电感L1不再相关。图3的其余部分与图1相同。
能够以与图1相同的方式来操作该转换器，也就是说通过切换开关T1和T2，电流Ip自然地产生主电压的转变。但是，根据有利的操作模式，当电流ID1不为零时开关T2断开，这帮助在tm2处改善软切换而不管输出功率如何。在这种模式中，因此采取了措施来中断电路产生VS1。此外，用于产生附加稳压电压的后稳压装置以与图1的安排相同的方式进行操作。
由图4A到4H示出了根据上述优选实施方式的图3的转换器的操作方式。
图4A和4B，与图2A和2B相同，示出了用于开关T1和T2的控制信号Drv1和Drv2的形状。图4C，与图2C相同，示出了次级绕组Ls两端电压VLS的变化。图4D示出了穿过二极管D1的电流ID1。图4E示出了用于开关T3的控制信号Drv3。图4F示出了穿过电感Lr的电流ILr。图4G示出了穿过次级绕组Ls的电流Is，而图4H示出了穿过初级绕组Lp的电流Ip。
该转换器总体上以与图1的转换器相同的方式进行操作，除了当电流ID1不为零时开关T2是断开的。
从后稳压的角度来说，该转换器具有与图1的转换器相同的优点。
另一种操作模式包括不使用Lf将电感电路(Lr、D2、T3)连接到谐振电路，而是当Vs2相对于Vs1非常低的时候连接到次级绕组Ls的一部分，或者连接到特定的隔离的次级绕组。
权利要求
1.一种带有软切换的直流电压转换器，包括具有初级绕组(Lp)和次级绕组(Ls)的变压器(Trf)，该转换器的初级侧是带有半桥结构的类型并且能够通过两个开关(T1、T2)连接到输入电压源(SV)，该转换器的次级侧是准谐振半波类型并且至少能够将一个第一直流电压(Vs1)提供给第一负载和将一个第二直流电压(Vs2)提供给第二负载，所述第二直流电压(Vs2)小于所述第一直流电压(Vs1)，第一控制装置(PWM1)用于通过作为所述第一直流输出(Vs1)的函数的脉宽调制而在固定频率处交替地控制两个开关(T1、T2)，其特征在于，该转换器包括谐振电路(Lf、Cr1、D1；Lf、Cr、D1)，用于在次级绕组(Ls)中产生半波谐振电流，并且对连接到所述第一负载的端子的第一电容器(Cs1)进行充电从而产生所述第一直流电压(Vs1)，并且其特征在于，该转换器还包括在所述次级绕组和连接到所述第二负载的端子的第二电容器(Cs2)之间所连接的电感性电路(D2、Lr、T3)，该电感性电路能够产生电流以在谐振电流的半波的一部分流到次级绕组(Ls)中期间对所述第二电容器进行充电，并且产生所述第二直流电压(Vs2)。
2.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，所述电感性电路包括与第一电感(Lr)和第三开关(T3)串联的第一整流二极管(D2)，所述第三开关(T3)在谐振电流的半波的一部分流到次级绕组(Ls)中期间闭合。
3.根据权利要求2所述的转换器，其特征在于，将第二控制装置(PWM2)进行设计以通过作为所述第二直流输出(Vs2)的函数的脉宽调制来控制第三开关(T3)。
4.根据权利要求1到3之一所述的转换器，其特征在于，所述谐振电路包括与第二电感(Lf)和谐振电容器(Cr1)串联排列的第二整流二极管(D1)，这些组件连接在变压器的次级绕组的端子之间，并且其特征在于，所述第一电容器(Cs1)通过平滑电感(L1)连接到所述谐振电容器(Cr1)的端子。
5.根据权利要求4所述的转换器，其特征在于，所述第二电感(Lf)是反映到次级侧的变压器的漏电感。
6.根据权利要求5所述的转换器，其特征在于，所述第二电感(Lf)是由反映到次级侧的变压器的漏电感以及在次级绕组和所述第二负载之间排列的附加电感形成的串级电感。
7.根据权利要求1到3之一所述的转换器，其特征在于，所述谐振电路包括第二整流二极管(D1)，该第二整流二极管与在所述次级绕组(Ls)和第一电容器(Cs1)之间的第二电感(Lf)串联排列，并且电容器(Cr)与所述初级绕组(Lp)串联排列，其反映到次级侧，试图与所述第二电感(Lf)形成谐振。
8.根据权利要求7所述的转换器，其特征在于，所述第二电感(Lf)是反映到次级侧的变压器的漏电感。
9.根据权利要求8所述的转换器，其特征在于，所述第二电感(Lf)是由反映到次级侧的变压器的漏电感以及在次级绕组和所述第一负载之间排列的附加电感形成的串级电感。
全文摘要
本发明涉及一种带有软切换的直流电压转换器，该转换器在初级侧是带有半桥结构的类型，该转换器在次级侧是准谐振半波类型。所述转换器包括单个变压器，并且能够在输出处产生多个稳压电压。其还包括谐振电路(Lf、Cr1、D1；Lf、Cr、D1)，用于在次级绕组(Ls)中产生半波谐振电流，并且对第一负载电容器(Cs1)进行充电从而产生所述第一直流电压(Vs1)。其还包括在所述次级绕组和第二负载电容器(Cs2)之间所连接的电感性电路(D2、Lr、T3)，该电感性电路能够产生电流以在谐振电流的半波的一部分流到次级绕组中期间对所述第二负载电容器进行充电，并且因此产生第二直流电压(Vs2)。
文档编号H02M3/04GK1848637SQ20061007402
公开日2006年10月18日 申请日期2006年4月4日 优先权日2005年4月4日
发明者菲利普·马钱德, 迪迪尔·普洛奎因, 杰勒德·莫里佐特 申请人:汤姆森特许公司