专利名称：Dc/dc变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及DC/DC变换器，尤其是在通过使主开关装置以及辅 助开关装置交替通断获得规定的直流输出电压的情况下极为有用。
背景技术：
通过使DC电源的输出电压降压或升压获得规定的直流输出电 压的用途广泛，例如便携式电话的电源电路即广泛使用DC/DC变换 器。该DC/DC变换器通过使开关元件通断，控制此时的通断期间将 直流输入电压变换为规定的直流输出电压。此处的开关元件通常使用 MOSFET。
此种DC/DC变换器内带有线圏。因此，在使前述开关元件断开 期间，需要形成用来使储存在前述线圏中的电能释放的闭合电路，过 去使用环流二极管形成前述闭合电路。
然而，当使用环流二极管的情况下，由于其正向电压降较大，因 而存在由于该部分的电力消耗导致该DC/DC变换器的效率低下的问 题。
于是有人提议使用下述DC/DC变换器，用作为开关元件的 MOSFET取代前述环流二极管，利用MOSFET本身具有的开关功能， 减少前述正向电压降。这是因为与环流二极管的正向电压相比， MOSFET的接通电阻造成的电压损耗较小，其损耗也相应减少。
然而，在用开关元件代替了环流二极管的DC/DC变换器之中， 通常彼此串联连接由MOSFET形成的两个开关元件。也就是说，彼
开关元件)、以及在该主开关元件断开期间使储存在前述线围中、的电能 释放的开关元件(下文称此为辅助开关元件)。例如，在降压DC/DC变
换器中采用经线圏从两个开关元件的接点提取直流输出电压的构成。
然而，在此种DC/DC变换器之中，在主开关元件处于断开状态， 且辅助开关元件处于接通状态的方式之中，将辅助开关元件切换为断 开状态的情况下，往往出现下述有害现象基于储存在线围中的电能 的电流经主开关元件的寄生二极管流入DC电源。
于是，为了避免出现此种有害现象，在现有技术涉及的此种 DC/DC变换器之中，通过监视流入辅助开关元件中的线圏电流，检出 该线團电流为零的时间点，将辅助开关元件切换到断开状态。这是因 为有害现象产生于电流变为零之后。
因此，在具有主开关元件和辅助开关元件，通过使之交替通断获 得规定的直流输出电压的现有技术涉及的DC/DC变换器之中，设置 了用于检出前述线圏电流(尤其是其方向)的电流检出电路。此种电流 检出电路可通过利用辅助开关件的接通电阻，或预先串联连接电流检 出用电阻，用比较器比较并监视该电阻两端的电压来实现。也就是说， 当该电阻两端的电压为零时，可检出作为检出对象的线圏电流为零。
作为具有主开关元件和辅助开关元件，通过使之交替通断获得规 定电压的直流输出电压的DC/DC变换器的公开文献，有下述专利文献。
专利文献l:实用新型登录2555245号公报。 专利文献2:特许第3637卯4号^^艮。
发明内容
然而，前述检出电路作为电流检出装置，由于使用检出极小电流 值的电阻及开关元件的接通电阻，检出电压电平极低，因而需要高速、 高精度地迅速检出该电流变为零的时间点。
因此，当含有如上所述的比较器情况下，该比较器需使用高速且 高精度的装置，不仅其本身的成本高，由于需要构成高速且高精度的 电流检出电路，而该电流检出电路本身所需的驱动电流又很大，因而 在实现该DC/DC变换器的小型化及高效率化时成为障碍因素。当作 为电流检出电路接入与开关元件串联连接了电阻的情况下，该电阻本 身产生电力损耗，构成其高效率化的障碍。此外，由于检出电压电平 低，难以高速应答，往往由于比较器的残留误差引起的改变及应答延
迟构成动作不稳定。上述情况尤其是在实现该DC/DC变换器的IC芯 片化时将成为致命的弱点。
本发明正是鉴于上述现有技术提出来的，目的在于提供一种 DC/DC变换器，该变换器通过使主、辅开关装置交替通断获得所需的 直流输出电压，其可去除因流入线圏的电流极性反转引起的有害现 象，同时包括高效率化、和IC芯片化在内，有利于其实现小型化及 降低成本。
为了实现上述目的，本发明的构成以下述各点为特征。
1、 一种DC/DC变换器，其通过配置串联连接的两个开关装置， 以及连接在两个开关装置的接点上的线圏，将直流输入电压变换为规 定的直流输出电压的同时经前述线圏给负载提供电力；该DC/DC变 换器的特征在于具有控制装置，其在把上述线圏中储存电能时接通 的开关装置设为主开关装置，而把前述线團中储存的电能向输出侧释 放时接通的开关装置设定为辅助开关装置时，根据断开前述辅助开关 装置之后前述两个开关装置的接点电压达到规定阈值的时间控制其 后周期内的前述辅助开关装置的接通时间。
2、 根据上述1所述的DC/DC变换器，其特征在于前述控制 装置以不使前述线圏中的电流极性反转的形态控制其后周期内的前 述辅助开关装置的接通时间。
3、 根据上述1或2所述的DC/DC变换器，其特征在于下一 周期内的前述辅助开关装置的断开时间根据前述辅助开关装置断开 后前述两个开关装置的接点电压达到规定阈值之间电容内储存的电 位进行控制。
4、 根据上述3所述的DC/DC变换器，其特征在于前述储存 在电容内的电位，在各个周期内断开前述辅助开关装置之前仅以规定 值控制电位。
5、 根据上述1~4任一项所述的DC/DC变换器，其特征在于 是降压变换器或升压变换器中的某一种。
6、 根据上述1~4任一项所述的DC/DC变换器，其特征在于 前述控制部为获得前述主开关装置的开关脉冲，采用PWM方式、PFM 方式或PWM方式和PFM方式二者中的某一种。
(发明效果)
若采用本发明，由于是为了便于从辅助开关装置的断开中检出前 述两个开关装置的接点电压，根据达到设定的阈值的时间，以不使 前述线圏电流的极性反转的形态，控制其后周期内的前述辅助开关装 置的断开时间的，因而无需高速应答即可实现低耗电化。
图1是本发明的实施方式涉及的降压变换器的DC/DC变换器及 其控制电路的电路图。
图2是举例说明图1所示的控制部中的同步单元的具体构成的电路图。
图3是表示基于图1所示的控制部的各部分的信号的时间图(非 连续方式中，扩展辅助开关元件S2的接通期间的情况下)的波形图。
图4是表示基于图1所示的控制部的各部分的信号的时间图(非 连续方式中，负栽减轻的情况下)的波形图。
图5是表示基于图1所示的控制部的各部分的信号的时间图(连 续方式情况下)的波形图。
图6是表示基于用PFM方式控制主开关元件Sl情况下的各部
分的信号的时间图的波形图。
图7是本发明的实施方式涉及的升压变换器的DC/DC变换器及
其控制电路的电路图。 (图中标号说明)
Sl、 Sll、主开关元件，S2、 S12、辅助开关元件，CO、平滑电 容器，Ll、线圏，A、 PWM信号发生器，B、緩冲器，C、开关信号
控制部，1、误差放大器，2、 17、比较器，15、单冲击(l-shot)单 元，16、同步单元，18、 19、 RS触发器，20、 21、 22、恒定电流电 源，11、 12、 13、恒定电流，S3、 S4、开关元件，S1—G、 S11—G、开 关脉沖，S2—G、 S12_G、开关脉沖，VLx、电压信号、1Lx、线團电 流，S20on_B、开关脉冲，V—2chg、 V—2 on、电压，S2_DRV_lSHOT、 单冲击(l-shot)脉冲，T_S2_DIF、脉冲信号，S2_SYNC、脉冲信号。
具体实施例方式
下面参照附图，详细说明本发明的实施方式。 图l是本发明的实施方式涉及的降压DC/DC变换器及其控制电 路的电路图。
在本实施方式涉及的DC/DC变换器之中，反向并联连接了主开 关元件S1，其由并联连接了寄生二极管Dl的MOSFET形成，以及 辅助开关元件S2，其由与线圏L1串联连接的同时，在主开关元件S1 和线團Ll的接点上并联连接了寄生二极管D2的MOSFET形成，经 前述线圏Ll以及输出端子TO即可取得直流输出电压Vout。此处的 主开关元件Sl是在往线團Ll中存储电能时接通的开关装置，辅助开 关元件S2是将线團Ll中存储的能量向输出端释放时接通的开关装 置，此外，寄生二极管D2具有环流二极管的功能。
在此种DC/DC变换器之中，用控制部进行使前述主开关元件Sl 以及辅助开关元件S2交替通断的控制，同时通过控制此时的主开关 元件S1的接通时间，使DC电源(未图示)的直流输出电压(该DC/DC 变换器的直流输入电压)降压后，从前述输出端子TO处获得规定的直 流输出电压Vout 。也就是说，直流输出电压Vout由主开关元件Sl 的接通时间(工作状态)规定。此外，在主开关元件S1接通期间内存储 到线圏Ll中的电能在主开关元件Sl断开期间内可经辅助开关元件 S2以及其寄生二极管D2环流来释放。图中的CO是直流输出电压 Vout的平滑电容器。
进行上述主开关元件Sl以及辅助开关元件S2的通断控制的控制部配置有PWM信号发生器A、緩冲器B以及开关信号控制部C、 与主开关元件Sl以及辅助开关元件S2 —同构成。
在PWM信号发生器A之中，将直流输出电压Vout用电阻Rl、 R2以及电容器Cl分压后施加于误差放大器1。该误差放大器1内还 施加了基准电压VREF。其结果是获得误差信号S21。在比较器2中， 比较前述误差信号S21和振荡品OSC发出的三角波S22，作为其输出 信号获得PWM信号S23。
PWM信号S23经緩冲放大器3以及该緩冲放大器3和逆变器4 到达緩沖器B。緩沖器B由两个非或电路5、6以及8个逆变器电路7 14构成，根据前述PWM信号S23，使主开关元件Sl以及辅助开关 元件S2交替通断。
在本实施方式中，由于主开关元件S1是P沟道元件，因而在緩 冲器B的输出信号S1—G为L状态时形成接通状态，由于辅助开关元 件S2是N沟道元件，因而在緩冲器B的输出信号S2—G为H状态时 形成接通状态。緩冲器B显然不局限于图1的构成。
开关信号控制器C检出主开关元件Sl以及辅助开关元件S2接 点上的电压信号VLx达到规定阈值的时间，以不使线團L1中的线團 电流ILx极性反转的形态控制其后周期内的前述辅助开关元件S2的 断开时间。因此，线團电流ILx将图中用箭头标示的方向设为正向。
在此处，本实施方式涉及的开关信号控制部C具有单冲击单元 15和同步单元16。单冲击单元15通过接通辅助开关元件S2的开关 脉冲S2一G的上升边形成H状态，产生持续规定时间的单冲击脉冲 S2—DRVJSHOT。同步单元16在输入电压信号VLx的同时，产生通 断辅助开关元件S2的定时，尤其是限定断开定时的脉沖信号 S2_SYNC。
图2是举例说明同步单元16的具体构成的电路图。在该图之中， 17是比较器，18、 19是RS触发器电路，20、 21是恒定电流电源， 23、 24是非与电路，25是倒相器，S3、 S4、 S5是开关元件。
正如该图所示，RS触发器电路18可由接通辅助开关元件S2的
开关脉冲S2_G上升边，形成H状态的1发射脉冲S2_DRV—ISHOT 的上升边置位，用比较器17的输出信号复位。在本例之中，由于利 用了该RS触发器电路18的QB输出(倒相输出)，因而当比较器 17的复位时的输出信号上升边为H状态时，脉冲信号S2一SYNC上升 边为L状态.其结果是使辅助开关元件S2成为断开状态。
RS触发器电路19也可由前述1发射脉冲S2_DRV_lSHOT的上 升边置位。另外，RS触发器电路19的复位可在电压信号VLx达到规 定阈值的时间点上进行。作为此处的阈值若是先行反映线團电流ILx 的极性反转的参数，则无特殊限定。例如，RS触发器电路19的逻辑 电平(动作电压和GND的中间电位)、MOSFET的阈值(0.7V左右)、 GND电平(OV)等为最好、这些均是容易检出的值。
电容器CS2on在开关元件S3处于断开状态期间，可用恒定电流 电源20提供的恒定电流Il徐徐充电，给比较器17的非反转输入端子 施加电压V—S2on。此处的开关元件S3在开关脉沖S2on_B处于H状 态时，换言之、在主开关元件Sl成为接通状态期间形成增加了熄灭 脉沖的期间接通状态，使恒定电流电源20对电容器CS2on的充电中 断。
电容器CS2chg在开关元件S4处于接通状态，开关元件S5处于 断开状态期间可用恒定电流电源21提供的恒定电流I2徐徐充电，给 比较器17的反转输入端子施加电压V_S2chg。也就是说，开关元件 S4从脉冲信号S2_SYNC处于L状态，换言之，辅助开关元件S2成 为断开状态的时间点起，到电压信号VLx达到阈值的时间点的期间内 形成接通状态，使采用恒定电流电源21给电容器CS2chg的充电得以 进行。在本实施方式中，通过使辅助开关元件S2成为断开状态的时 间点到电压信号VLx达到阈值的时间点的期间反映在其后周期内实 现了所期目的。
另外，开关元件S5在1发射脉冲S2—DRV—1SHOT处于H状态 期间形成接通状态，消除采用恒定电流电源22的恒定电流13给电容 器CS2 chg充电的电荷。其结果是电压V—S2 chg下降若干。此事意
味着施加于比较器17的反转输入端子上的比较基准电压下降了相应 部分。
下面用基于图1所示的控制部各部分信号的时间图的波形图说 明整体动作。
图3是在电流非连续期间内，辅助开关元件S2的接通时间 (tsync)短，断开时间长的情况下各部分的波形的波形图。此处的电 流非连续期间是指在PWM信号S3(参照图1 )形成的1个周期P内， 主开关元件Sl接通的瞬间，线團电流ILx从OmA起，到断开后恢复 到OmA的期间。换言之，是指1个周期P内具有线團电流ILx形成 OmA期间的情况。
正如图3所示，开关脉沖S1一G其在变为L状态时，接通作为P 型的MOSFET的主开关元件Sl，同时在其变为H状态时断开。开关 脉冲S2—G其在变为H状态时，接通作为N型MOSFET的辅助开关 元件S2，同时在其变为L状态时断开。这样一来，主开关元件S1以 及辅助开关元件S2即交替接通。
其结果是，线團电流ILx从主开关元件Sl接通的时间点起渐增， 在主开关元件S1断开的时间点上达到峰值，其后渐减。
另外，电压信号VLx被控制为断开辅助开关元件S2后电压信号 VLx达到规定阈值前的时间tdif反映在下一周期P内辅助开关元件接 通时间(tsync)。也就是说，为了使前一周期P内的辅助开关元件 S2的接通时间(tsync)和断开辅助开关S2之后电压信号VLx达到 规定阈值的时间(tdif)合并后的时间在下一周期P内也相同，在延 长tsync的同时缩短tdif。若详细解释此点，则情况如下。
1、 开关脉冲S2oi^B如前所迷，在主开关元件Sl形成接通状态 期间，形成增加了熄灭脉冲期间的期间接通状态，使采用恒定电流电 源20给电容器CSon的充电中断。因此由于辅助开关元件S2接通期 间开关脉冲S2on—B为L状态，因而开关元件S3成为断开状态，电 容器CS2on即被充电。
2、 其结果是电压V S2on在开关脉冲S2on B上升边到H状态
之前直线性渐增。
3、 1发射脉冲S2_DRV—1SHOT与开关脉冲S2_G的上升边同步 上升边。
4、 脉沖信号T_S2—DIF是基于由1发射脉冲S2—DRV_lSHOT 置位的RS触发器电路19的QB输出(倒相输出)以及脉冲信号 S2—SYNC的信号。
因此，从辅助开关元件S2形成断开状态的时间点起，到电压信 号VLx达到规定的阈值期间，即在时间tdif内形成L状态。其结果 是开关元件S4形成接通状态。
5、 电压V—S2chg在开关元件S4处于接通状态期间，即，在时 间tdif内电容器CS2chg被充电的结果，直线性渐增，该电压V_S2chg 的增加量反映了时间tdif。
而在1发射脉冲S2—DRV—1SHOT上升边，持续H状态期间， 开关元件S5形成接通状态。因此，其间存储在电容器CS2chg内的电 荷被恒定电流电源22的恒定电流13消除。其结果是电压V—S2chg在 1发射脉冲S2—DRV—1SHOT的H期间内渐减。
6、 由于此处的电压V一S2on被输入比较器17的非反转输入端子， 电压V一S2chg被输入比较器17的反转端子，因而电压V_S2on在渐 增后与电压V—S2chg交叉的时间点上使脉冲信号S2_SYNC下降。即， 规定辅助开关元件S2从接通状态向断开状态变化的定时。这样即形 成脉冲信号S2_SYNC，构成与此同波形的开关脉冲S2_G。
正如图3所示，本方式为了使时间tdif反映到下一周期P的辅 助开关元件S2的接通时间(tsync)内，釆用了使电压V_S2on以及 电压V—S2chg的增加比例相同的构成。也就是说，采用满足下述条件 的构成。
S2的接通时间- ATsync - CS2onxAV—S2chg/11 (1) △V—S2chg = 12xtdif/CS2chg ( 2 )
根据式(1)和式(2)导出式(3) △Tsync = CS2on/Ilxl2/CSchgxtdif…(3 )此处，例如若设II - 12， CS2on = CS2chg，则厶Tsync = tdif。 同样的关系若在Il : 12 = n : 1时CS2on : CSchg-l : n的关系成立， 则一般成立。
以上是扩展辅助开关元件S2的接通时间(tsync)时的情况，下 面根据图4说明变窄时的情况。该图与图3相同，是表示基于图l所 示的控制部的各部分信号的时间图的波形图。此处主要说明不同于图 3的部分，重复部分则省略其说明。
在此情况下，由于负栽向轻负载过渡，因而开关脉冲S^G的接 通期间变短，线围电流ILx的峰值也相应下降。这时，开关脉冲S2_G 为了维持1个周期P前的接通时间，在下一周期P内出现线團电流ILx 的极性反转的情况。当线團电流ILx反转的情况下，从辅助开关元件 S2断开的时间点起，到电压信号VLx达到规定阈值的时间不再存在。 因此，脉冲信号T—S2—DIF变短。
此处，通过在1发射脉沖S2一DRV—1SHOT的H期间，使开关 元件S5处于接通状态，消除电容器CS2chg中存储的电荷，其间使电 压V—S2chg渐减具有重要的意义。也就是说，由于电压V_S2chg的 低下意味着比较器17的基准比较电压低下，通过与辅助开关元件S2 的上升边同步，渐增的电压V—Non和电压V_S2chg交叉的时间点即 提前。因此，由电压V—Non和电压V_S2chg交叉的时间点规定的辅 助开关元件S2向断开状态的下降时间点每经过1个周期P即时间性 向前方移动。这样一来，辅助开关元件S2的接通时间徐徐变短，在 电压V—S2chg的充电和放电平衡的时间点上结束。
若用数学公式表现以上作用则如下。
S2的接通时间- ATsync
=CS2onx ( ZW—S2chgI3*S2_DRV—lSHOT/CS2chg ) /11…(4) △V—S2chg = 12xtdif/CS2chg…(5) 从上述式(4) 、 (5)中可导出式(6)
△Tsync - CS2onx ( I2xtdif/CS2chgI3*S2— DRV— 1SHOT /CS2chg) /II…(6)
此处，若设定为11-12-13， CS2on-CS2chg，贝'J ATsync = tdifS2一DRV一lSHOT。
实际情况是利用13， 1发射脉冲S2一DRV一lSHOT仅在H期间 △Tsync变短。
在以上的实施方式中，就使用1发射脉冲S2—DRV一lSHOT控制 脉冲信号T一SYNC的情况加以了说明，但并不局限于此。作为简单的 方法，使用微小的恒定电流长期消除的方法等也可取得同样的作用效 果。
图5是电流连续期间内的各部分波形的波形图。此处所说的电流 连续期间是指形成PWM信号3 (参照图1)的1个周期P内主开关 元件S1接通的瞬间，线围电流ILx从OmA以上开始，断开后不返回 OmA期间。换言之，是指1个周期P内线圏电流(负载电流)ILx 不具有形成OmA的期间的情况。
如图5所示，在该电流连续期间内，电压V—S2on和电压V—S2chg 的交叉时间点在各周期P内相同。因此，与前一周期P的时间tdif 相同的时间tdif在下一周期P内也可得到确保。因此，同波形的信号 可在各个周期P内重复。
图6是基于用PFM方式控制主开关元件Sl时的各部分信号的 时间图的波形图。此处所说的PFM方式是指与PWM方式按照负载 的轻重控制各周期中的开关脉冲S1_G的工作状态相对应，是按照负 载的轻重控制频率的。具体而言，配置有PFM信号发生器用以取代 图1中所示电路中的PWM信号发生器。该PFM信号发生器用电阻 Rl、 R2以及电容器Cl分割图1的直流输出电压Vout后施加于误差 放大器1的同时，根据用该误差放大器1与基准电压VREF进行比较 后获得的误差信号S21控制PFM信号的频率。
在该PFM方式之中同样由于电压V—S2on与电压V_S2chg交叉 的时间点上脉冲信号S2_SYNC下降，使开关脉沖S2—G下降。其结 果是使辅助开关元件S2断开。也就是说，与图1所示电路的情况相 同，从辅助开关元件S2接通的时间点起，到电压信号VLx达到规定阈值期间按照时间tdif即可规定下一周期P内的时间tdif。
此外，具有根据误差信号S21控制脉冲宽度的PWM方式和控制
脉冲频率的PFM方式两种功能的同时，还可采用通过适当切换两种
方式获得输出信号的构成。在此情况下，以轻负载时使用PFM方式，
重负载时使用PWM方式的形态切换二者。
上述实施方式是降压DC/DC变换器时的情况，但并不局限于此。
在升压、反转、升降压、Cuk、 Zeta、 Sepic、前进、回扫等其它方式
中同样可适用。
图7是本发明的实施方式涉及的升压变换器DC/DC变换器及其 控制电路的电路图。由于是升压变换器，因而较之图l所示的降压变 换器，线團Ll中流动的线團电流ILx的方向相反，主开关元件Sll 和辅助开关元件S12的关系彼此颠倒。也就是说，主开关元件S11用 与图1的辅助开关元件S2相同的N型的MOSFET构成，辅助开关 元件S12用与图1的主开关元件Sl相同的P型MOSFET构成。且开 关脉沖S11—G形成与图1的开关脉冲S2_G波形相同，开关脉冲S12_G 形成与图1的开关脉冲SI—G波形相同的开关脉冲。
其余构成与图l相同。因此，相同的部分标注相同的标号，并省 略重复的说明。
权利要求
1、一种DC/DC变换器，其通过配置串联连接的两个开关装置，以及连接在两个开关装置接点上的线圈，将直流输入电压变换为规定的直流输出电压的同时经前述线圈给负载提供电力；该DC/DC变换器的特征在于具有控制装置，其在把往前述线圈中储存电能时接通的开关装置设为主开关装置，而把前述线圈中储存的电能向输出端输出时接通的开关装置设定为辅助开关装置时，根据断开前述辅助开关装置之后前述两个开关装置的接点电压达到规定阈值的时间控制其后周期内的前述辅助开关装置的接通时间。
2、 根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于前述 控制装置以不使前述线圏中的电流极性反转的形态控制其后周期内 的前述辅助开关装置的接通时间。
3、 根据权利要求1或2所述的DC/DC变换器，其特征在于 下一周期内的前述辅助开关装置的断开时间根据前述辅助开关装置 断开后前述两个开关装置的接点电压达到规定阈值之间电容内储存 的电位进行控制。
4、 根据权利要求3所述的DC/DC变换器，其特征在于前述 储存在电容内的电位，在各个周期内断开前述辅助开关装置之前仅以 规定值控制电位。
5、 根据权利要求1~4任一项所述的DC/DC变换器，其特征在 于是降压变换器或升压变换器中的某一种。
6、 根据权利要求1~4任一项所述的DC/DC变换器，其特征在 于前述控制部为获得前述主开关装置的开关脉沖，采用PWM方式、 PFM方式或PWM方式和PFM方式二者中的某一种。
全文摘要
一种DC/DC变换器，其具有主开关元件S1以及辅助开关元件S2，同时经线圈L1给负载提供电力，其根据前述辅助开关元件S2断开后，两个开关元件S1、S2的接点电压达到规定阈值的时间tdif，控制其后周期内的前述辅助开关元件S2的断开时间。
文档编号H02M3/155GK101180784SQ20068001748
公开日2008年5月14日 申请日期2006年5月18日 优先权日2005年5月20日
发明者仲刚志, 大川智, 羽根功真 申请人:特瑞仕半导体有限公司;帝佛伊股份有限公司