专利名称：混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法
技术领域：
本发明的混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法，属电能变换装置的直流变换器。
背景技术：
随着人类生活水平的不断提高，对能源的需求大幅度增加。化石能源作为不可再生能源正日益枯竭，而且它所造成的环境污染日益严重。太阳能光伏供电和燃料电池供电作为绿色新能源供电方式，得到越来越多的应用。它们最大的优点是噪声小，对环境没有污染。因此太阳能光伏供电系统和燃料电池供电系统的研究对减少环境污染和解决能源危机具有重要的意义。
燃料电池和太阳能电池的最大特性是外特性较软，即其输出电压范围较宽，因此要求后级单向直流变换器必须能够在宽输入电压范围内高效工作。另外，还要求直流变换器的输入电流脉动小，这样可以减小燃料电池的输出电流脉动，增长寿命。
目前太阳能和燃料电池供电系统采用最多的是全桥直流变换器。全桥直流变换器开关管电压应力为输入电压，运用合适的控制方式可以实现开关管得软开关。但其采用PWM控制，当应用于输入电压范围很宽的场合时，变压器原副边匝比变小，占空比的变化范围很宽，增加功率器件应力和电路中的环流，从而导致变换器不能优化设计，效率降低。
四
发明内容
本发明的目的在于研制一种混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法，根据不同的输入电压，该直流变换器可以工作在三电平或两电平模式，以减小副边整流电压的高频分量，减小输出滤波器，减小输入电流纹波，提高变换器在整个输入电压范围内的效率，三电平桥臂开关管的电压应力均为输入电压的一半，若采用全波整流，则整流二极管的电压应力为输出电压的两倍，若采用全桥整流，则整流二极管的电压应力为输出电压。谐振网络的引入可以使得开关管在全负载范围内实现零电压开关，副边整流二极管实现零电流开关。
本发明的混合式三电平谐振直流变换器具体电路包括由两个输入分压电容串联后并联在直流电源正负端所组成的输入分压电容电路、三电平桥臂、两电平桥臂、谐振网络、隔离变压器、整流及滤波电路。
其中三电平桥臂的组成是，将第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管依次串联后并联在输入分压电容电路正负输出端，两个续流二极管串联后的串联电路与飞跨电容同时并联在第一开关管与第二开关管的串联点和第三开关管与第四开关管的串联点之间，其中两个续流二极管的串联点与两个分压电容的串联点相连接，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管各自包括其寄生体二极管和寄生电容。两电平桥臂的组成是将第五开关管、第六开关管串联后并联在输入分压电容电路正负输出端，第五开关管、第六开关管各自包括其寄生体二极管和寄生电容。谐振网络由谐振电感、励磁电感和谐振电容组成。其中谐振电感一端接于第二开关管与第三开关管的串联点，另一端接于隔离变压器原边绕组的同名端。励磁电感与隔离变压器原边绕组并联。谐振电容一端接于两电平桥臂第五开关管与第六开关管的串联点，另一端接于隔离变压器原边绕组的异名端。整流及滤波电路由第一整流二极管、第二整流二极管、滤波电容组成。隔离变压器两个副边绕组串联，第一副边绕组的同名端与第二副边绕组的异名端分别连于两个整流二极管的阳极，两个整流二极管的阴极相连后连于正输出端，两个副边绕组的串联点连于负输出端。滤波电容并联于正负输出端。
本发明与现有技术相比的主要技术特点是，采用双移相控制，可以工作在三电平和两电平模式，在很宽的输入电压范围内高效工作，输入电流纹波和输出滤波器可以减小，因此适合于宽输入电压范围的应用场合；三电平桥臂的开关管电压应力只有输入电压的一半；输出整流二极管实现零电流开关，若采用全波整流，则整流二极管的电压应力为输出电压的两倍，若采用全桥整流，则整流二极管的电压应力为输出电压；所有开关管可以在全负载范围内实现零电压开关。
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附图1是本发明的混合式三电平谐振直流变换器电路结构示意图。
附图2是混合式三电平谐振直流变换器在三电平工作模式的主要波形示意图。
附图3是混合式三电平谐振直流变换器在两电平工作模式的主要波形示意图。
附图4-14是各开关模态的等效电路结构示意图。
上述附图中的主要符号名称Vin、电源电压。Cd1、Cd2、输入分压电容。Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、开关管。C1、C2、C3、C4、C5、C6、开关管寄生电容。D1、D2、D3、D4、D5、D6、开关管体二极管。D7、D8、续流二极管。Sss、飞跨电容。Lr、谐振电感。Lm、励磁电感。Cr、谐振电容。Tr、隔离变压器。DR1、DR2、副边整流二极管。Cf、滤波电容。RLd、负载。Vo、输出电压。VCr、谐振电容电压。VAB、A点和B点间电压。
五具体实施例方式
根据附图1叙述本发明的电路组成结构。
附图1为本发明的基本结构示意图，由输入分压电容电路1、三电平桥臂2、两电平桥臂3、谐振网络4、隔离变压器5、整流及滤波电路6组成。其中分压电容Cd1和Cd2容量很大且相等，其电压均为输入电压Vin的一半，即Vcdl＝Vcd2＝Vin/2，可看作电压为Vin/2的电压源。
三电平桥臂由四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4、两个续流二极管D7和D8、飞跨电容Css组成，其中四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4为MOSFET。飞跨电容Css的作用是将开关管Q1、开关管Q4与开关管Q2、开关管Q3的开关过程连接起来，在变换器稳态工作时，电容Css的电压恒定为Vin/2。四个开关管Q1、Q4、Q2、Q3采用移相控制，开关管Q1、开关管Q4为超前管，开关管Q2、开关管Q3为滞后管。
两电平桥臂由两个开关管Q5、Q6组成，开关管Q5、开关管Q6为MOSFET，四个开关管Q2、Q3、Q5、Q6采用移相控制，开关管Q2、开关管Q3为超前管，开关管Q5、开关管Q6为滞后管。
谐振网络由谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr组成，谐振网络用来实现开关管的零电压开关和整流二极管的零电流开关。
隔离变压器的副边采用全波整流方式，DR1、DR2是两个副边整流二极管。
该变换器采用双移相控制，具体控制方法如下当输入电压处于低压段时，三电平桥臂中的开关管Q1和开关管Q4相对于开关管Q2和开关管Q3进行移相控制，开关管Q2和开关管Q3与两电平桥臂中的开关管Q6和开关管Q5之间有一个小于10°的固定相位角，将三电平桥臂中的开关管Q2和开关管Q3实现零电压开关和两电平桥臂中的开关管Q6和开关管Q5实现零电压开关解耦开，输出电压为三电平波形，该输出电压由开关管Q1和开关管Q4与开关管Q2和开关管Q3的移相角来调节。
当输入电压处于高压段时，三电平桥臂中的开关管Q1和开关管Q4与开关管Q2和开关管Q3的移相角减小到零，开关管Q2和开关管Q3与两电平桥臂中的开关管Q6和开关管Q5移相工作，通过调节两者之间的移相角来调节输出电压，该输出电压为近似两电平波形。
下面以附图1中的变换器为例，结合附图2-14叙述混合式三电平谐振直流变换器的具体工作原理。由附图2可知该变换器在三电平模式中半个开关周期有8种开关模态，分别是[t0以前]、[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t7]。下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。
在分析之前，作如下假设①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、电容和变压器均为理想元件；③飞跨电容Css足够大，稳态时其电压为Vin/2；④输出电容足够大，可近似认为是一个电压源Vo，Vo为输出电压。
1.开关模态1[t0以前][对应于附图4]t0以前，开关管Q1、开关管Q2和开关管Q5导通，AB两点间电压VAB＝0。所有的整流二极管都关断，输出与原边脱离，谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr进行谐振。谐振电感电流iLr和励磁电感电流iLm相等，即iLr＝iLm＝-Im，式中Im为励磁电感电流最大值。
2.开关模态2[t0，t1][对应于附图5]在t0时刻，零电压关断开关管Q5，iLr给电容C5充电，同时给电容C6放电。VAB由零变为正。由于该模态时间很短，因此可以认为谐振电感电流iLr近似不变，仍为-Im。在t1时刻，电容C6上的电压降为零。
3.开关模态3[t1，t2][对应于附图6]在t1时刻，零电压开通开关管Q6。此时VAB＝Vin，整流二极管DR1导通，nVo加在励磁电感Lm上，励磁电感电流iLm线性上升，其中n为变压器原副边匝比。而(Vin-nVo)加在由谐振电感Lr和谐振电容Cr组成的谐振网络上，谐振电感Lr和谐振电容Cr进行谐振，谐振电感电流iLr以正弦形式上升。
4.开关模态4[T2，T3][对应于附图7]在t2时刻，关断开关管Q1，谐振电感电流iLr给电容C1充电，并通过飞跨电容Css给电容C4放电。在电容C1和电容C4的缓冲作用下，开关管Q1近似为零电压关断。整流二极管DR1仍然导通，励磁电感电流iLm继续线性上升。
5.开关模态5[t3，t4][对应于附图8]在t3时刻，电容C1电压充至Vin/2，电容C4电压下降到零，二极管D7导通，(Vin/2-nVo)加在由谐振电感Lr和谐振电容Cr组成的谐振网络上，谐振电感Lr和谐振电容Cr进行谐振。
6.开关模态6[t4，t5][对应于附图9]随着谐振电感电流iLr的下降和励磁电感电流iLm的上升，在t4时刻，iLr＝iLm。续流二极管电流iDR1下降到零，续流二极管DR1自然关断，避免了反向恢复。输出侧与谐振电路脱离。励磁电感的电压不再受输出电压限制，励磁电感Lm和谐振电感Lr串联与谐振电容Cr谐振。由于励磁电感Lm比较大，在这段时间里谐振电感电流iLr和励磁电感电流iLm基本保持Im不变。
7.开关模态7[t5，t6][对应于附图10]在t5时刻，关断开关管Q2。谐振电感电流iLr给电容C2充电，并通过飞跨电容Css给电容C3放电。在电容C2和电容C3的缓冲下，开关管Q2近似零电压关断。在t6时刻，电容C3上的电压降为零。
8.开关模态8[t6，t7][对应于附图11]在t6时刻，零电压开通开关管Q3和开关管Q4，VAB＝0。由于励磁电感Lm较大，因此谐振电感电流iLr基本保持不变，仍为Im对电容Cr充电，其电压VCr线性反向上升。在t7时刻，零电压关断开关管Q6，开始后半周期工作。
由附图3可知变换器在两电平模式下半个开关周期内有8种开关模态，其中，[t0以前，t4]时段的工作情况与三电平模式下[t0以前，t1]时段相同，这里不再重复。下面对[t4，t7]时段中三个开关模态的工作情况进行具体分析。
1.开关模态1[t4，t6][对应于附图12]在t4时刻，关断开关管Q2，在电容C2和电容C3的缓冲作用下，开关管Q2近似为零电压关断。续流二极管DR1仍然导通，nVo加在励磁电感Lm上，励磁电感电流iLm继续线性上升。
2.开关模态2[t5，t6][对应于附图13]在t5时刻，电容C2电压上升至Vin/2，而电容C3电压为零，开关管Q3、开关管Q4和开关管Q6导通，此时-nVo加在谐振电感Lr和谐振电容Cr组成地谐振网络上，谐振电感Lr和谐振电容Cr谐振。
3.开关模态3[t6，t7][对应于附图14]在t6时刻，谐振电感电流iLr与励磁电感电流iLm相等，续流二极管DR1自然关断，避免了反向恢复。变压器副边开路，励磁电感Lm与谐振电感Lr串联与谐振电容Cr谐振。在这段时间里，原边电流基本保持不变。在t7时刻，零电压关断开关管Q6，开始后半周期工作。
本发明的一个具体实例如下输入直流电压Vin＝200~400V；输出直流电压Vo＝360V；输出电流Io＝4A；变压器Tr原副边变比0.63；谐振电感Lr＝21.7uH；励磁电感Lm＝120uH；谐振电容Cr＝94nF；输出滤波电容Cf＝470uF×2；MOSFETQ1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6SPW47N60C3；续流二极管D7、D8DSEP30-03A；副边整流二极管DR1、DR2DSEI12-10A；开关频率fs＝100kHz。
由以上描述可知，本发明提出的混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法具有如下优点①可以工作在三电平和两电平模式，在很宽的输入电压范围内高效工作，输入电流纹波和输出滤波器可以减小，因此适合于宽输入电压范围的应用场合；②三电平桥臂开关管电压应力仅为输入电压的一半；③输出整流二极管实现零电流开关，若采用全波整流，则整流二极管的电压应力为输出电压的两倍，若采用全桥整流，则整流二极管的电压应力为输出电压；④可以几乎在全负载范围内实现零电压开关。
权利要求
1.一种混合式三电平谐振直流变换器，具体电路包括由两个输入分压电容(Cd1、Cd2)串联后并联在直流电源(Vin)正负端所组成的输入分压电容电路(1)、三电平桥臂(2)、两电平桥臂(3)、隔离变压器(5)、整流及滤波电路(6)。其中三电平桥臂的组成是，将第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)依次串联后并联在输入分压电容电路正负输出端，两个续流二极管(D7、D8)串联后的串联电路与飞跨电容(Css)同时并联在第一开关管(Q1)与第二开关管(Q2)的串联点和第三开关管(Q3)与第四开关管(Q4)的串联点之间，其中两个续流二极管(D7、D8)的串联点与两个分压电容(Cd1、Cd2)的串联点相连接，第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)各自包括其寄生体二极管和寄生电容。两电平桥臂的组成是将第五开关管(Q5)、第六开关管(Q6)串联后并联在输入分压电容电路正负输出端，第五开关管(Q5)、第六开关管(Q6)各自包括其寄生体二极管和寄生电容；整流及滤波电路由第一整流二极管(DR1)、第二整流二极管(DR2)、滤波电容(Cf)组成，隔离变压器(Tr)两个副边绕组串联，第一副边绕组的同名端与第二副边绕组的异名端分别连于两个整流二极管(DR1、DR2)的阳极，两个整流二极管(DR1、DR2)的阴极相连后连于正输出端，两个副边绕组的串联点连于负输出端。滤波电容(Cf)并联于正负输出端；其特征在于还包括谐振网络(4)，该谐振网络由谐振电感(Lr)、励磁电感(Lm)和谐振电容(Cr)组成，其中谐振电感(Lr)一端接于第二开关管(Q2)与第三开关管(Q3)的串联点，另一端接于隔离变压器(Tr)原边绕组的同名端。励磁电感(Lm)与隔离变压器(Tr)原边绕组并联。谐振电容(Cr)一端接于两电平桥臂第五开关管(Q5)与第六开关管(Q6)的串联点，另一端接于隔离变压器(Tr)原边绕组的异名端。
2.一种混合式三电平谐振直流变换器地双移相控制方法。其特征在于，该控制方法是，当输入电压处于低压段时，三电平桥臂中的第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)相对于第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)进行移相控制，第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)与两电平桥臂中的第六开关管(Q8)和第五开关管(Q5)之间有一个小于10°的固定相位角，将三电平桥臂中的第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)实现零电压开关和两电平桥臂中的第六开关管(Q6)和第五开关管(Q5)实现零电压开关解耦开，输出电压为三电平波形，该输出电压由第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)与第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的移相角来调节；当输入电压处于高压段时，三电平桥臂中的第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)与第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的移相角减小到零，第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)与两电平桥臂中的第六开关管(Q6)和第五开关管(Q5)移相工作，通过调节两者之间的移相角来调节输出电压，该输出电压为近似两电平波形。
全文摘要
一种混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法，属于直流变换器。该直流变换器由输入分压电容(1)、三电平桥臂(2)、两电平桥臂(3)、谐振网络(4)、隔离变压器(5)、整流滤波电路(6)组成，该直流变换器采用双移相控制，其特点是三电平桥臂的开关管电压应力只有输入电压的一半；所有开关管可以在全负载范围内实现零电压开关；输出整流二极管实现零电流开关，而且其电压应力仅为输出电压；可以工作在三电平和两电平模式，在很宽的输入电压范围内高效工作；输入电流纹波和输出滤波器可以减小，该变换器尤其适合于宽输入电压范围的应用场合。
文档编号H02M7/5387GK101018017SQ200710019318
公开日2007年8月15日 申请日期2007年1月15日 优先权日2007年1月15日
发明者金科, 阮新波 申请人:南京航空航天大学