用于开关调节器中突发模式的可调峰值电感电流和滞后的电路和方法

专利名称：用于开关调节器中突发模式的可调峰值电感电流和滞后的电路和方法
技术领域：
本发明涉及当运行在BURST MODE (以下称之为，"突发模式")时， 用于使用户具有调节开关调节器的最小峰值电感电流水平和滞后的能力的电路和 方法。
背景技术：
本发明涉及电压调节器。更具体地讲，本发明涉及为电流模式DC-DC 调节器(即，响应输出电流或表示输出电流的信号的测量结果的调节器)的突发 模式提供调节最小峰值电感电流水平和滞后的能力的电路和方法。
电压调节器是电源电路，采用闭环设计，以提供预定的和基本上稳定的 输出电压，即使采用可能不适当规定或波动的输入电压源。另外，很多电子产品 使用电压调节器，以将输入电压转变成稳定的输出电压，可能高于或低于输入电 压。相应地，除了用作稳压器外，电压调节器还用作电压转换器。
有两种主要类型的调节器线性调节器和开关调节器。在通常的线性调 节器中，输出电压通过调节无源元件(例如，可变电阻)进行调节，以控制电流 从电压源到负载的连续流动。
另一方面，开关调节器主要是DC-DC转换器，通过将电流连通和断开 工作，以控制输出电压。开关电压调节器通常采用一个或多个开关设备，连同电 感和电容，以便储存和传递能量到负载。所述调节器能够通过转动开关元件开(ON) 和关(OFF)，调节输送给负载的电压，从而控制通过电感以不连续电流脉冲形式传 输的电量。所述电感和电容将输送的电流脉冲转化成稳定的负载电流，以便调控 负载电压。最终，根据表示输出电压和负载电流的反馈信号通过调节开关ON-OFF (开关)的时间来实现调节输出电压。
以电流模式工作的开关调节器是特别理想的。它们提供良好的线和负 载瞬态信号抑制，并且在故障状态(例如，输出短路)期间具有固有的限流能力。 很多电流模式开关调节器监控电感电流，并且将它与峰值电感电流水平作比较， 以确定何时适合断开主开关元件，从而消除过量电流的输送。
很多电流模式开关调节器电路包括以下部分逻辑部分；由所述逻辑部
分控制的输出开关；用于提供周期性定时信号以开启主开关的振荡器；电流放大 器，它根据电感电流中继感测电压；误差信号放大器，它根据负载状态调节其输 出电压；和电流比较器，当感测电压以预定的方式与来自误差信号放大器的电压 作比较时，所述电流比较器产生一信号，导致所述逻辑部分断开主开关。
通常以上述电流模式工作的具体类型的调节器是同步开关调节器。所 述调节器具有主开关元件和同步开关元件，它们彼此之间是异相驱动的，以便向 负载以稳定的电压输送电流。同步开关调节器与非同步开关调节器的差别在于， 二极管被同步开关元件取代，其结果通常是减少了开关调节器的功率损耗。
开关调节器，如同步开关调节器的主要优点是，它们通常表现出比线性 调节器更高的效率(其中，效率被定义为由调节器提供的电力与向调节器提供的 电力之比)，从而使得不希望的热消散显著减少。结果，很多开关调节器可以取 消等同的线性设计所需的散热器的使用。[OOIO]具体地讲，采用MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶体管)开关的同 步开关调节器被广泛应用于便携式电池供电的电子产品，以及只能够承受有限发 热的产品中。因为所述电压调节器表现出更高的效率，它们提供几乎不发热的较 长的电池寿命。由于上述原因，所述调节器通常被用于诸如移动电话，无绳电话， 个人呼机，笔记本电脑，和无线调制解调器的系统中。[OOll]不过，开关调节器的效率并不总是最大的，并且与负载的大小成比例变 化。它是输出电流的函数，并且当开关调节器向负载提供少量电流时通常会减少。 这是因为即使负载减少，固定量的功率被消耗在驱动电路中而不管负载的大小。
上述较轻负载下的效率损失在以强制的连续运行模式工作的开关调节 器中是常见的。在强制的连续模式中，开关调节器在较轻负载下的效率损失变得 更大，因为不管工作状态主开关都是定期开和关。因此，所述调节器对于较小的 负载可能变得效率低，因为不管负载状态经常开/关主开关和同步开关需要以门极 充电形式的能量。
以强制的连续模式工作的有效替代方案是允许调节器进入突发模式工 作。当在这种模式下工作时，调节器在负载轻时可以忽略开关循环，从而减少晶 体管门极充电损耗。这是可能的，因为在突发模式工作时，主动开关元件(例如， 开关晶体管)和可选的调节器电路其他不需要的部分由于负载电流降到规定值以 下而保持关(OFF)。主动开关元件保持关(OFF)时的工作模式在本文又被称作休眠
模式。在同步开关调节器中，在休眠模式期间使主开关元件和同步开关元件均保 持关(OFF)。在非同步开关调节器中，仅使主开关元件保持关(OFF)。本领域普通 技术人员可以理解，在不同的开关调节器中存在突发模式工作的不同实施方式。 例如，不同的实施方式可以包括不同的电路和方法(1)，以确定开关调节器何时 进入休眠模式和/或(2)对输出电容进行充电。突发模式工作被用来减少开关调节 器的开关损耗，并且在低输出电流水平下增加工作效率。
能够以突发模式工作的现有调节器基本上采用与上述通常的开关调 节器相同的电路，另加猝发比较器和电路提供猝发阈值水平。该附加电路可用于 在特定条件下切断部分调节器电路，以便减少功率消耗。使用突发模式和强制的 连续模式的调节器的例子由Milpitas， California的Linear Technology Corporation (凌特公司)销售，并包括LTC1435和LTC1735系列产品。
某些突发模式类型调节器的缺陷是由于不能从外部控制猝发阈值水平 而产生的，所述猝发阈值水平设定最小峰值电感电流水平。对于较高的猝发阈值 水平，轻负载的效率更高，其代价是较高的输出电压脉动(不希望的特征)。对 于较低的猝发阈值水平，所述输出电压脉动较低，其代价是对于轻负载略微降低 的效率。相应的，由于设定最小峰值电感电流水平的猝发阈值水平，在以突发模 式工作的电流调节器内部是固定的，所述调节器的输出电压脉动和效率不能改变， 以适应不同用途的要求。
—种调节调节器的输出电压脉动和效率以适应不同用途的要求的方法 是通过外部设定猝发阈值水平，如授予Esteves等的美国专利号6，724，174中所描 述的。这设定最小峰值电感电流水平，从而允许调节输出电压脉动和效率以适应 各种用途的要求。在较高的猝发阈值水平，轻负载的效率更高，其代价是较高的 输出电压脉动(根据用途，它是不希望的特征)。在较低的猝发阈值水平，输出 电压脉动较低，其代价是略微降低了轻负载的效率。外部设定猝发阈值水平，使 得开关调节器的输出电压脉动和效率可适应具体用途的要求。
允许外部设定猝发阈值水平的现有突发模式调节器，可以使用基本上与 上述采用突发模式和强制连续模式的调节器相同的电路，另附加可调节的猝发钳。 该电路根据猝发阈值水平设定最小峰值电感电流水平，它是从外部设定的。使用 可调节猝发钳位电路的突发模式调节器的例子是由Linear Technology Corporation(凌特公司)，Milpitas， California出售的LTC3412， LTC3414，和LTC3418系
列产品。
在使用可调节猝发钳位电路的突发模式调节器中，猝发比较器滞后是在 开关调节器内部固定的。由于调节使用可调节猝发钳位电路的突发模式调节器的 输出电压脉动幅度和频率的唯一方法是通过改变最小峰值电感电流，用户对输出 电压脉动和效率仅有一种程度的控制，以改变它们，使其适应每种用途的不同要 求。
另外，对于较高的猝发阈值水平，轻负载的效率一般较高，其代价是使 用可调节猝发钳位电路的突发模式调节器具有较高的输出电压脉动。不过，当输 出电压脉动超过一定幅度，由于传导通路上的DC损耗在所述调节器中会有效率损 失。
综上所述，需要提供电路和方法，用于使得用户可以从外部设定最小峰 值电感电流水平。
还需要提供电路和方法，用于使得用户可以从外部设定开关调节器的突 发模式比较器的滞后，以提高调节器的效率。
还需要提供电路和方法，用于使得用户可以在连续值的范围内更全面调 节调节器的稳定输出电压的电压脉动。发明内容
因此，本发明的一个目的是提供电路和方法，用于使得用户可以改变猝 发阈值水平，从而允许选择以突发模式工作的开关调节器中希望的最小峰值电感 电流水平。
本发明的另一个目的是提供电路和方法，以便用户可以改变以突发模式 工作的开关调节器中的猝发比较器滞后。
本发明的另一个目的是提供电路和方法，以便调节器的稳定输出电压的 电压脉动可以在连续值的范围内更全面地调节，使得可以更精确地调节电压脉动， 以适应各种用途的要求。
根据本发明的上述和其他目的，披露了突发模式下具有外部可调节最小 峰值电感电流水平和滞后的开关电压调节器电路。在采用突发模式工作的任何调 节器中，所述电路能够以增压(升压)，降低电压(降压)，或降压-升压设置工 作。
本发明的一个实施例结合用于选择调节器工作模式(强制连续模式或突
发模式)的单一引脚，在突发模式工作期间设定猝发阈值水平，并且在突发模式 工作期间设定猝发比较器滞后。
本发明的另一个实施例提供了通过使用两个引脚来实现可变最小峰值 电感电流水平和猝发比较器滞后的另一种方法。 一个引脚用于在强制连续模式和 突发模式之间选择，而另一个引脚用于在突发模式工作期间，设定猝发阈值水平 和猝发比较器滞后。
本发明的另一个实施例提供了通过使用三个引脚来实现可变最小峰值 电感电流水平和猝发比较器滞后的另一种方法。 一个引脚用于在强制连续模式和 突发模式之间选择，第二引脚用于设定猝发阈值水平，而第三引脚用于在突发模 式工作期间，设定猝发比较器滞后。
上述优选的实施例缓解了与使用固定的最小峰值电感电流水平和猝发 滞后相关的问题。相应的，本发明使得开关调节器的输出电压脉动和效率可以更 全面地进行调节，以适应不同的用途要求。另外，本发明允许大输出电压脉动， 而又不会损失效率，因为滞后的增加不会导致电流强度的相应增加。


通过结合附图，参考以下详细说明可以使得本发明的上述和其他优点变得显而易见，其中，类似的附图标记在所有附图中表示类似部件，其中
图1是传统的降压开关电压调节器的说明性电路图。
图2是根据本发明原理，具有可调最小峰值电感电流水平和可调猝发比较器滞后的降压开关电压调节器的一个实施例的说明性电路图。
图3是图2和4-8所示猝发比较器的实施例的说明性电路图。
图4是根据本发明原理，具有可调最小峰值电感电流水平和可调猝发比较器滞后的降压开关电压调节器的另一实施例的说明性电路图。
图5是根据本发明原理，具有可调最小峰值电感电流水平和可调猝发比较器滞后的降压开关电压调节器的另一可替换实施例的说明性电路图。
图6是根据本发明原理，具有可调最小峰值电感电流水平和可调猝发比较器滞后的升压开关电压调节器的实施例的说明性电路图。
图7是根据本发明原理，具有可调最小峰值电感电流水平和可调猝发比较器滞后的升压开关电压调节器的另一实施例的说明性电路图。
图8是根据本发明原理，具有可调最小峰值电感电流水平和可调猝发比
较器滞后的升压开关电压调节器的另一可替换实施例的说明性电路图。
图9是图2和4-8所示模式选择电路的另一实施例的说明性电路图。
具体实施方式
很多电子产品使用DC-DC开关调节器，将输入电压转换成可能高于或 低于所述输入电压的稳定输出电压。开关调节器使用一个或多个主动开关装置， 电感器或变压器，和电容器，以储存和传递能量到负载。
图1示出采用恒频电流模式控制结构的传统降压开关电压调节器。该电 路按以下方式工作。
图1的电压调节器IOO包括控制电路110，它结合振荡器111或任何其 他能够为电路提供开关定时的合适设备(即，通过在恒频下生成窄脉冲)。在每 次循环开始时，该振荡器脉冲通过逻辑电路112传播，逻辑电路随后引导主开关 驱动器114，以使主开关120接通。逻辑电路112可以包括脉宽调制器(PWM) 电路或任何其他能够驱动开关驱动器114和129以控制主电源开关120的占空度 (即，开关120接通的时间量与接通/断刑ON/OFF)周期的时间做比较)的适当电 路。这使得电感125两端的电压为大约ViN-VouT。结果，通过电感125的电流线 性增加，并且较大量的电流被输送给电容127和负载(通过电阻器128模拟)。 当主开关120接通时，电感电流流过感测电阻124，并且在其两端产生感测电压， 该电压大约等于电感电流和感测电阻值的乘积。然后通过电流放大器118放大该 电压。当放大的感测电压增加到超过电流比较器115的反相输入上的电压时(即， 在緩冲Ith瑜入上)，电流比较器115脱扣和发信号给逻辑电路112，以促使驱动 器114和129分别使主开关120断开和使同步开关121接通。这使电感125两端 的电压改变为约-V(xjt，导致电感电流减弱，直到下一个振荡器脉冲再次使主开关 120接通而同步开关121断开。应当指出，尽管在本发明中将MOSFET用于开关 元件，在不偏离本发明原理的前提下，可以使用任何其他类型的合适开关元件。
缓冲I 输入上的电压控制最小峰值电感电流，在该电流下电流比较器 115将主开关120切断。误差信号放大器119通过将来自电阻分压器126的反馈信 号和参考电压VREF作比较来调节I 上的电压，所述误差信号放大器可以包括差 分放大器，跨导放大器或任何其他合适的放大器。然后通过补偿电路113来稳定 Ith信号，所述补偿电路优选包括电阻和电容，并通过电压缓冲器130接至电流比 较器115的反相输入端。如果大负载级施加在电压调节器100上，从调节器IOO
提取的负载电流增加。这导致反馈电压VFB相对VREF降低。误差信号放大器119 升高ITH电压，直到平均电感电流匹配新的负载电流。相反，如果负载电流减少， 它会导致反馈电压VfB相対Vref增加。这会导致误差信号放大器119降低lTH电 压。结果，尽管主开关121在相同频率下仍旧接通(即，在每个循环的开始)， 它的占空度下降，并因此随着负载电流的减少它传导更少的电流。这个过程持续 直到平均电感电流等于新的负载电流。
图1的调节器允许用户通过利用外部模式选择输入引脚134在开关调节 器的两种工作模式之间进行选择。第一种工作模式是强制连续工作，它减少噪音， RF干扰和输出电压脉动。在强制的连续工作中，电感电流允许成为负的。当主开 关120切断时，同步开关121接通。同步开关保持接通，直到下一个振荡器脉冲 触发主开关接通。第二种工作模式是突发模式，其中，主开关120和同步开关121 在轻负载下间歇工作。通过在轻负载下减少晶体管门极充电损失，它比强制连续 工作具有更高的效率。
在突发模式工作时，电流反向比较器116被激活，并且电感电流不允许 成为负的。所述电流反向比较器监控电流流过同步开关121和信号逻辑电路112， 以在电感电流经历电流反向状态时切断同步开关。在图l的实施例中，电流反向 状态表示当电流通过零电流水平。不过，本领域技术人员还可以理解，本发明的 范围包括其他电流反向状态，例如，表示电流接近或已跨过零电流水平。例如， 可以对比较器116的反相输入端施加电压偏移，以便比较器116正好在电感或开 关电流跨过零电流阀值之前脱扣。
在突发模式期间，箝位电路133的晶体管122和123将缓冲Ira电压的最小值固定在猝发阈值水平，从而设定最小峰值电感电流水平Iburst。然后通过猝发比较器117监控IiH电压，以确定何时激活和禁止休眠模式。当主开关120接通时，电感电流必须在其切断之前增加到最小峰值电感电流水平Iburst。然后，随着输出负载电流下降，所述峰值电感电流减少，以保持输出电压稳定。当需要的负载电流降低到小于Ibum减去电感中脉动电流的一半的电流时，猝发阈值迫使峰值电感电 流保持等于Iburst。由于平均电感电流大于负载电流，误差信号放大器119降低lTH 电压直到猝发比较器117脱扣。当所述猝发比较器脱扣时，激活休眠模式，并且开关120和121连同余下电路的预定部件均被切断，以减少功率消耗。此时，负载电流完全由输出电容127输送。当输出电压下降时，lTH上的电压增加到由猝发
比较器117的滞后设定的水平之上，并且使猝发比较器117不脱扣。解除休眠模 式，接通所有电路，并且恢复正常工作。
图1所示电路的缺陷是猝发阈值水平(或猝发钳位水平)和猝发比较器 滞后是在开关调节器内部固定的。由于猝发钳位在每个开关循环期间固定最小峰 值电感电流，并且猝发比较器滞后固定调节器在休眠模式工作的周期，所述输出 电压脉动也是固定的。对于较高的猝发钳位水平和较宽的猝发滞后，轻负载下的 效率更高，其代价是较高的输出电压脉动。对于较低猝发钳位水平和较窄的滞后， 所述输出电压脉动较低，其代价是对于轻负载略微下降的效率。因为猝发钳位水 平和猝发比较器滞后是内部固定的，不能改变输出电压脉动和效率以适应不同的 用途要求。
图2示出了根据本发明原理，具有可调最小峰值电感电流水平和可调猝 发比较器滞后的降压开关电压调节器的实施例。本发明通过以下方式克服了以突 发模式工作的传统调节器的上述限制。图2中的调节器优选结合单个外部引脚， 用于允许用户选择工作模式(突发模式或强制连续模式)，以及在突发模式期间 设定开关调节器200的猝发阈值水平和猝发滞后。
在强制连续模式下工作时，图2按以下方式运行。振荡器211提供了开 关定时机构，在每个周期的开始使主开关220接通而同步开关221切断。由电感 电流流过电阻224产生的感测电压通过电流放大器218放大，其输出作为电流比 较器215的一个输入。误差信号放大器219比较反馈电压和参考电压，以在必要 时升高或降低Ira电压。缓冲IlH电压向电流比较器215提供第二输入，所述电流 比较器适用于在电感电流增加到大于由缓冲Ith信号设定的电流水平的水平时，向 主开关220发信号以被切断。尽管图2的控制电路210示出误差信号放大器219 的输出lTH在被传输到电流比较器215之前通过缓冲器230缓冲，本领域技术人员 可以理解，缓冲器230是可选的(例如，参见图5的控制电路510)。在这里，信号Ira和缓冲Ith均被视为误差信号放大器的输出信号。
在图2中，FCONT信号用于告诉逻辑电路212,开关调节器应该在强 制连续还是在突发模式下工作。当FCONT为逻辑高时，工作模式是强制连续。当 FCONT是逻辑低时，工作模式是突发模式。电压Vburst被用于设定猝发钳位电路 233的猝发阈值水平和猝发比较器217的猝发比较器滞后。当Vbuw被设定为0伏时，最小峰值电感电流水平和猝发滞后会被设定在它们的最小值。随着Vburst值升
高，最小峰值电感电流水平和猝发滞后会以Vb^的函数形式线性增大。本领域技术人员可以理解，尽管图2所示实施例的最小峰值电感电流水平和猝发滞后作为 VBURST的函数线性增加，两者之一或两者作为VBURST的函数非线性增加同样在本 发明的范围内。参见图3的讨论，详细说明了如何在猝发比较器中调节滞后。
模式比较器231，传输门包括晶体管234和235，晶体管236，和反相 器232和239组成模式选择电路237。当模式选择输入引脚238的电压在阈值电压 Vth之上吋，模式比较器231的输出为低。这导致反相器239的输出使FCONT的 信号为逻辑高。模式比较器231的输出上的低逻辑信号还切断NMOS晶体管234 和PMOS晶体管235。 NMOS晶体管236的门也被驱动为高，以使猝发阈值水平 到0伏。
当模式(MODE)选择输入引脚238的电压小于阈值电压VxH时，模式比 较器231的输出为高。这导致反相器239的输出使FCONT的信号为逻辑低。在这 种状态，NMOS晶体管234和PMOS晶体管235被接通，而NMOS晶体管236被 切断。因为传输门被接通，电压VBURST会大体等于模式选择输入引脚238的电压。 在突发模式期间，模式选择输入引脚238的电压可以改变，以将猝发阈值水平和 猝发比较器滞后调节到需要的水平。这使得用户能够设定输出电压脉动的振幅和 频率，以及在轻负载期间的效率，以满足具有不同要求的不同用途。这可能在下 述用途中是重要的，其中保持开关频率在可听频带之外是重要的，或其中不能承 受传统突发模式变换器的电压脉动。另外，用户可以将输出电压脉动设定的较大， 而又不损失效率，因为电流不受滞后改变的影响，并因而减少了由于传导损耗导 致的效率损失。
为了实现低输出电压脉动和效率之间的折衷，还可能在突发模式中产生 脉冲跳越行为。这可以通过将模式选择输入引脚接地来实现。这将猝发阈值水平 设为0伏，并将Iburst设为O安培。在这种状态下，峰值电感电流受限于电流比较 器的最小工作时间。如果负载要求小于最小工作时间电感电流的平均数，开关循 环会被跳过，以保持输出电压稳定。[t)055]图3更详细地示出了在图2的猝发比较器217中如何添加和调节滞后。 具体地讲，误差信号放大器219的lTH信号输出被接至比较器301的反相输入端。 这个电压与比较器301非反相输入端的猝发比较器阈值水平作比较，它包括阚值 电压VTH2和电阻304两端电压的总和(当后者如下文详细所述大于O伏时)。电
阻304两端的电压设定滞后水平，并由电压控制电流源303控制。来自模式选择 电路237的VBURST信号控制电压控制电流源303的电流幅度，并允许滞后与VBURST 的电压水平成比例改变。
在正常调节器工作期间，当lm的电压大于vto2时，比较器301的输出 是低。反相器307使低信号反相，导致开关305使电阻304短路。在优选实施例 中，开关305包括晶体管。当电阻304被短路时，比较器301的非反相输入端的参考电压或猝发比较器阈值水平只通过电压源302提供。当lTH上的电压降到VTH2之下时，比较器301的输出过渡到高，导致休眠模式被激活，并且开关305被断 开。这导致比较器301的非反相输入端的电压增大到vth2加上电阻304两端的电 压。换句话说，增加了滞后。由于电阻304两端的电压是VBURST的函数，而后者是由用户设定的，用户可有效地控制猝发比较器的滞后。当ITH电压增加到新的猝发比较器阈值之上时(即，V 2加上电阻304两端的电压)，比较器301输出一 低信号，导致休眠模式被解除，并且电阻304被短路。
本领域技术人员可以理解，图3所示电路仅示出了在比较器中添加和调 节滞后的一种方式。还可以采用本领域已知或以其他方式的其他滞后比较器。另 外，尽管图3的猝发比较器是结合图2的控制电路210进行说明的，图4-8的滞后 猝发比较器也可以类似工作。
图4示出了本发明的另一个实施例，其中，利用两个引脚来实现突发模 式的可变猝发阈值水平和猝发比较器滞后。图4所示的调节器与图2所示的功能 类似，除了负责控制调节器是以强制连续模式还是以突发模式工作，以及在突发 模式工作期间设定猝发阈值水平和猝发比较器滞后的电路部分之外。
当大于阈值电压Vth的电压施加在至模式选择电路437的模式比较器 431的模式选择输入引脚434时，模式比较器431的输出为低。该信号传输到逻 辑电路412,并导致调节器以强制连续模式工作。另外，如果施加在模式选择输入 引脚434的电压小于ViH，模式比较器431的输出为高，且调节器以突发模式工作。
图4的引脚435 (即，VBURST选择输入)提供了至猝发钳位电路433和 猝发比较器417的外部用户可接触连接，以便用户(分别)设定猝发阈值水平和 猝发比较器滞后，如上文结合图2-3所述。以这种方式，当施加在模式选择输入引 脚434的信号导致调节器以突发模式工作时，可以独立于施加在模式选择输入引 脚434的信号调节猝发阈值水平和猝发比较器滞后，以便控制最小峰值电感电流
水平和猝发比较器滞后。同样，这与现有技术相比具有显著的改进，允许用户更 好地调节调节器400的输出电压脉动和效率，以满足特定用途的要求。另外，本 发明允许较大的输出电压脉动，而又不会损失效率，因为输出电流的幅度不受滞 后变化的影响。
图4中其余元件大体上与上述结合图2的相应元件完成相同的目的。
图5示出了本发明的另一个实施例，其中，采用三个引脚来实现突发模 式的可变猝发阈值水平和可变猝发比较器滞后。图5所示的调节器起着与图2所 示调节器类似的作用，所不同的是负责控制调节器是以强制连续模式还是以突发 模式工作，以及在突发模式工作期间设定猝发阈值水平和猝发比较器滞后的电路 部分。
当大于阈值电压VTH的电压施加在至模式选择电路532的模式比较器 531的模式选择输入引脚534时，模式比较器531的输出为低。该信号传输至逻辑 电路512，并导致调节器以强制连续模式工作。另外，如果施加在模式选择输入引 脚534上的电压小于VTH，模式比较器531的输出为高，且调节器以突发模式工作。
图5中的引脚535(即，VBURST选择输入)提供了至猝发钳位电路533的 外部用户可接触连接，以便用户设定猝发阈值水平。通过这种方式，当施加在模 式选择输入引脚534的信号导致调节器以突发模式工作时，用户可通过引脚535 调节猝发阈值水平，以便控制突发模式的最小峰值电感电流水平，如上文结合图 2-3所述。同样，这相对现有技术具有显著的改进，允许用户更好地调节调节器500 的输出电压脉动和效率，以满足特定用途的要求。另外，本发明允许较大的输出 电压脉动，而又不会损失效率，因为输出电流的幅度不受滞后变化的影响。
图5中的引脚536 (即，VHYSTERESIS选择输入)提供了至猝发比较器517 的外部用户可接触连接，以便用户设定猝发比较器滞后。通过这种方式，当施加 在模式选择输入引脚534上的信号导致调节器以突发模式工作时，用户可通过引 脚536调节猝发比较器滞后，以便控制突发模式的滞后，如上文结合图2-3所述。 同样，这相对现有技术具有显著的改进，允许用户更好地调节调节器500的输出 电压脉动和效率，以满足特定用途的要求。另外，本发明允许较大的输出电压脉 动，而不会损失效率，因为输出电流的幅度不受滞后变化的影响。
图5中的其余元件大体上执行与上文结合图2所述的相应元件相同的目的。
应当指出，尽管图2， 4，和5各自示出了降压同步开关调节器实施例， 本发明并不局限于这些实施例。本发明的优点同样适用于其他类型的调节器，如 升压同步开关调节器，升压和降压非同步开关调节器，或任何其他合适类型的调 节器。
图6是根据本发明原理，用于突发模式具有可调最小峰值电感电流水平 和可调猝发滞后的升压开关电压调节器的示例性实施例的电路图。图6采用图2 所示降压调节器中存在的很多相同元件。它还利用二极管616以防止电容627向 大地放电。图6所示升压调节器600的控制电路610按以下方式工作。
当电路状态导致主开关621闭合时，输入电压被施加在电感625两端。 在该充电阶段，电流开始流过电感625， 二极管616，阻止电容627向大地放电， 并且电容627负责向负载输送电流。
—旦开关621打开，电容627通过储存在电感625中的能量充电。此时， 额外的电流开始流过负载，从而导致输出电压上升(只要二极管616是正向偏压， 能量还直接从输入源提供)。在经过某个时间周期后，开关621再次闭合。该循 环自身重复，保持所需的输出电压水平，并且根据需要向负载输送所需的电流。
图6中电路部件的其余部分如先前图2所示的可比电路部件说明的那样 运行。电流比较器615将来自电流放大器618和误差信号放大器619的输出作比 较，以便确定何时应当断开主开关621。
另外，至模式选择输入638的输入信号确定调节器600是以强制连续模 式还是以突发模式工作，并且当选择突发模式时还设定猝发阈值水平和猝发滞后。 模式比较器631，传输门包括晶体管634和635，晶体管636，和反相器632和633 组成模式选择电路637。模式选择电路637提供在FCONT和VmmsT的信号，所述 信号分别确定调节器600的工作模式和(适当时)猝发阈值水平和猝发比较器滞 后。如图6所示，模式比较器631将模式选择输入638上的信号与阈值电压V丁H 作比较。当模式选择输入引脚638的电压高于VTH时，模式比较器631的输出为 低。这反过来导致反相器633的输出使得FCONT上的信号为逻辑高，促使调节器 以强制连续模式工作。另外，模式比较器631的低输出还切断n-通道晶体管634 和p-通道晶体管635，并且驱动n-通道晶体管636的栅极为高，使猝发阈值水平到 0伏。
另外，当模式选择输入的电压低于VTH时，模式比较器631的输出变高。
在这里，反相器633的输出使得FCONT的信号为逻辑低，从而使调节器进入突发 模式。在这种状态下，包括n-通道晶体管634和p-通道晶体管635的传输门被接 通(两个晶体管都接通)，而n-通道晶体管636断开。结果，Vburst変得大致等 于施加在模式选择输入上的电压。可以在突发模式期间改变模式选择输入引脚638 上的电压，以调节猝发阈值水平和猝发比较器滞后，如上文结合图2-3所述。通过 这种方式，可以根据需要调节最小峰值电感电流水平和猝发比较器滞后，以便按 照需要调节调节器600的输出电压脉动和效率。另外，可以使用比I见有调节器更 大的输出电压脉动，而又不会损失效率，因为电流不受滞后变化的影响。
图7示出了具有可调最小峰值电感电流水平和猝发比较器滞后的升压 开关电压调节器的另一个实施例。图7所示电路的大部分与上述图6所示的电路 工作类似。根据本发明的原理，图7示出了两个引脚，分别用于(1)选择调节器 工作模式和(2)设定猝发阈值水平和猝发比较器滞后。
调节器700的工作，以强制连续模式或者突发模式，是通过在模式选择 输入734上提供电压来选择的。如果大于阈值电压VTH的电压施加在模式选择输 入734上，则模式比较器731的输出为低，从而，反相器733的输出(即，FCONT 的信号)为高。这导致调节器700以强制连续模式工作。另外，如果施加在模式 选择输入上的电压低于VTH, FCONT上的信号为低，并且调节器以突发模式工作。
图7所示的引脚735 (S卩，VBmsT选择输入)使用户能够设定猝发阈值 水平和猝发比较器滞后。当施加在模式选择输入734上的信号导致调节器以突发 模式工作时，可以通过采用如上结合图2-6所述的VmjRST选择输入来调节猝发阈 值水平和猝发滞后。通过这种方式，可以控制最小峰值电感电流水平和调节器在 休眠模式工作的周期。
图7中的其余元件大体执行与上文结合图6所述相应元4牛相同的任务。
图8示出了具有可调最小峰值电感电流水平和猝发比较器滞后的升压 开关电压调节器的另一个实施例。图8所示电路的主要部分与上述图6所示电路 的工作类似。根据本发明的原理，图8示出了三个引脚，它们分别用于(1)选择 调节器工作模式，(2)设定猝发阈值水平，和(3)设定猝发比较器滞后。
调节器800的工作，以强制连续模式或者突发模式，是通过在模式选择 输入引脚834上提供一电压来选择的。如果高于阈值电压VxH的电压施加在模式 选择输入834上，模式比较器831的输出为低，因而，反相器833的输出(即，
FCONT的信号)为高。这导致调节器800以强制连续模式工作。另外，如果施加 在模式选择输入上的电压低于vth， FCONT的信号为低，并且调节器以突发模式 工作。
引脚835 (即，vburst选择输入)使用户能够设定猝发阈值水平。当施 加在模式选择输入上的信号导致调节器以突发模式工作时，可以通过采用上文结合图2-6所述的vburst选择输入来调节猝发阈值水平。通过这种方式，可以控制最小峰值电感电流水平。
引脚836 (即，VHYSTER固s选择输入)使用户能够设定猝发比较器滞后。 当施加在模式选择输入上的信号导致调节器以突发模式工作时，可以通过使用如上文结合图2-6所述的vhysteresk选择输入来调节猝发滞后。通过这种方式，可以控制猝发循环之间的周期。
图8中的其余元件大体执行与上文结合图6所述相应元件相同的任务。
图9示出了上文结合图2和6所述的模式选择电路的另一个实施例。电 压比较器931，晶体管934， 935， 936，和940，和电阻942， 943，和944组成模 式选择电路937的一个实施例。
在图9所示实施例中，模式选择输入引脚938上的电压通过电压到电流 转换电路941被转换成电流，该转换电路包括电压比较器931，晶体管936，和电 阻942。晶体管934和935充当电流反射镜，导致与流过晶体管934和936和电阻 942的电流成比例的电流流过电阻943和晶体管935。所得到的输出电压Vcxamp被 传送至调节器的猝发钳位电路，以用作猝发阈值水平，并从而如上所述控制最小 峰值电感电流。类似地，晶体管934和940也充当电流反射镜，导致与流过晶体 管934和936和电阻942的电流成比例的电流流过电阻944和晶体管940。所得到的输出电压VHYSTERES!s被传送至调节器的猝发比较器，以控制如上文结合图3所述的电压控制电流源303。这个实施例的优点是通过改变电阻942， 943,和944 的电阻值和减晶体管934, 935,和940的大小能够在突发模式期间单独按比例调 节传送至猝发钳位电路和猝发比较器的电压。这使得用户在设定猝发阈值水平和 猝发比较器滞后时具有更大的灵活性，所述猝发阈值水平和猝发比较器滞后由 Vclamp和Vhystere犯分別控制，以满足具有不同要求的不同用途。尽管图9示出 了利用MOSFET工作的电流反射镜，本领域普通技术人员会认识到，根据本发明 原理，本领域已知的任何其他类型电流反射镜，例如使用双极晶体管的电流反射
镜，或其他装置可以替代。应当指出，尽管图2-9各自示出了根据本发明原理的调节器的具体实施 例，本发明并不以任何方式局限于这些方面。本发明的原理可适用于任何类型的 调节器(例如，升压同步开关电压调节器)，并且这种做法的优点能够为本领域 技术人员所理解。另外，本领域技术人员应当知道，根据本发明原理，用于设定 猝发阈值水平和猝发滞后的电路，如上所述，只是示例性的，并且本发明不局限 于所述方式。本领域技术人员还应当知道，尽管图2和4-9所描述的实施例允许用 户调节猝发阈值水平和猝发滞后，允许用户只能够调节猝发滞后(同时保持固定 的猝发钳位)的调节器具有根据本发明原理能够交替电压脉动和效率的许多相同 优点。
权利要求
1. 一种在稳定电压下向负载提供输出电流的开关调节器，所述开关调节器能 够以突发模式工作，所述开关调节器包括输入端；连接到所述负载的输出端；与所述输入和输出端连接的控制电路，所述控制电路调节提供给所述负载的 电流；和与所述控制电路连接的调节电路，当所述开关调节器以突发模式工作时，所 述调节电路允许用户设定所述开关调节器的猝发阈值水平和滞后。
2. 根据权利要求1所述的开关调节器，其中，所述开关调节器是降压调节器。
3. 根据权利要求1所述的开关调节器，其中，所述开关调节器是非同步开关 调节器。
4. 根据权利要求1所述的开关调节器，其中，所述开关调节器是同步开关调 节器。
5. 根据权利要求1所述的开关调节器，其中所述控制电路包括-逻辑部分；电感器；和与所述逻辑部分连接的主开关，所述主开关由所述逻辑部分控制。
6.根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述控制电路还包括与所述逻 辑部分连接的振荡器，所述振荡器向所述逻辑部分提供振荡信号。
7. 根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述控制电路还包括与所述输 出端连接的误差信号放大器，所述误差信号放大器具有误差信号放大器输出信号， 并且所述误差信号放大器根据负载状态调节所述误差信号放大器输出信号。
8. 根据权利要求7所述的开关调节器，其中，所述控制电路还包括 与所述逻辑部分连接的电流比较器，所述电流比较器产生电流比较器信号，当感测信号以预定方式与所述误差信号放大器输出信号作比较时，指示所述逻辑 部分断开所述主开关；和 与所述电流比较器连接的电流放大器，所述电流放大器向所述电流比较器提 供所述感测信号，表示电流流过所述电感。
9. 根据权利要求7所述的开关调节器，其中，所述控制电路还包括与所述逻 辑部分连接的猝发比较器，所述猝发比较器产生猝发比较器信号，当所述误差信 号放大器输出信号跨过所述猝发比较器的脱扣水平时，导致所述开关调节器进入 休眠模式。
10. 根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述控制电路还包括与所述逻 辑部分和所述主开关连接的同步开关，所述同步开关的开关与所述主开关相反。
11. 根据权利要求10所述的开关调节器，其中，所述控制电路还包括与所述 逻辑部分连接的电流反向比较器，当所述开关调节器以突发模式工作时，所述电 流反向比较器产生电流反向比较器信号，导致当通过所述同步开关的电流经历电 流反向状态时，所述逻辑部分断开所述同步开关。
12. 根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述调节电路包括-模式选择输入引脚，通过它用户可以选择所述开关调节器的工作模式并设定所述猝发阏值水平；模式比较器，它从所述模式选择输入引脚接收模式选择信号，所述模式比较 器提供模式比较器输出信号表示所述模式选择信号，其中，所述模式比较器输出 信号被提供给所述逻辑部分；和包括晶体管的传输门，所述传输门与所述模式选择输入引脚连接并且与箝位 电路连接，所述传输门根据所述模式比较器输出信号接收信号，当所述开关调节 器以突发模式工作时，所述传输门向所述箝位电路提供所述猝发阈值水平。
13. 根据权利要求12所述的开关调节器，其中，所述传输门还与猝发比较器 连接，所述传输门向所述猝发比较器提供与来自所述模式选择输入引脚的所述模 式选择信号相关的信号，以在所述开关调节器以突发模式工作时，设定所述滞后。
14. 根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述调节电路包括 模式选择输入引脚，通过它用户可以选择所述开关调节器的工作模式，所述模式选择输入引脚提供模式选择信号；接收所述模式选择信号的模式比较器，所述模式比较器提供模式比较器输出 信号，表示所述模式选择信号，所述模式比较器输出信号被提供给所述逻辑部分; 和猝发阈值水平和滞后选择引脚，通过其用户可以在所述开关调节器以突发模 式工作时，设定所述开关调节器的猝发阈值水平和滞后，所述猝发阈值水平和滞 后选择引脚与箝位电路连接。
15. 根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述调节电路包括 模式选择输入引脚，通过它用户可以选择所述开关调节器的工作模式，所述模式选择输入弓I脚提供模式选择信号；接收所述模式选择信号的模式比较器，所述模式比较器提供模式比较器输出 信号，表示所述模式选择信号，所述模式比较器输出信号被提供给所述逻辑部分;猝发阈值水平选择引脚，当所述开关调节器以突发模式工作时，通过它用户 可以设定所述开关调节器的猝发阈值水平；和猝发滞后选择引脚，当所述开关调节器以突发模式工作时，通过它用户可以 设定所述开关调节器的滞后。
16. 根据权利要求1所述的开关调节器，其中，所述开关调节器是升压调节器。
17. 根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述控制电路还包括置于所述 电感和所述输出端之间的二极管。
18. 在以稳定电压向负载提供输出电流的开关调节器中， 一种以突发模式操作 所述开关调节器的方法，所述方法包括将输入端连接至输入电压源； 将输出端连接至所述负载；提供可调节猝发阈值水平，所述猝发阈值水平控制所述开关调节器的最小峰 值电感电流水平；当所述开关调节器以突发模式工作时，提供可调节滞后； 调节至所述负载的输出电流； 通过使猝发比较器脱扣激活休眠模式；和通过使所述猝发比较器不脱扣来解除休眠模式，当所述猝发比较器不脱扣时， 所述滞后控制。
19. 根据权利要求18所述的方法，其中所述方法还包括 根据来自单个输入引脚的输入信号，设定所述开关调节器的工作模式；和 根据所述输入信号，设定所述开关调节器的猝发阈值水平和滞后。
20. 根据权利要求18所述的方法，其中，所述方法还包括 根据来自模式选择输入引脚的模式选择信号，设定所述开关调节器的工作模式；和根据来自猝发阈值水平和滞后选择输入引脚的输入信号，设定所述开关调节 器的猝发阈值水平和滞后。
21.根据权利要求18所述的方法，其中，所述方法还包括.-根据来自模式选择输入引脚的模式选择信号，设定所述开关调节器的工作模式；根据来自猝发阈值水平选择输入引脚的信号，设定所述猝发阈值水平；和 根据来自滞后选择输入引脚的信号，设定所述开关调节器的滞后。
22. 以稳定电压向负载提供输出电流的开关调节器，所述开关调节器能够以突 发模式工作，所述开关调节器包括输入端；与所述负载连接的输出端；与所述输入和输出端连接的控制电路，所述控制电路调节所述输出电流；和 与所述控制电路连接的调节电路，当所述开关调节器以突发模式工作时，所 述调节电路允许用户至少设定所述开关调节器的滞后。
23. 根据权利要求22所述的开关调节器，其中，当所述开关调节器以突发模 式工作时，所述调节电路还允许用户设定所述幵关调节器的猝发阈值水平。
24. 根据权利要求23所述的开关调节器，其中，所述调节电路还允许用户选 择所述开关调节器的工作模式，所述工作模式是强制连续或突发模式。
25. 以稳定电压向负载提供输出电流的开关调节器，所述开关调节器能够以第 一工作模式工作，根据负载状态具有至少一定长度时间，其中，使主动开关元件 保持断开，所述开关调节器包括输入端； 与所述负载连接的输出端；与所述输入和输出端连接的控制电路，所述控制电路调节提供给所述负载的 电流；和与所述控制电路连接的调节电路，当所述开关调节器以所述第一工作模式工 作时，所述调节电路允许用户设定所述开关调节器的猝发阈值水平和滞后。
26.根据权利要求25所述的开关调节器，其中，所述控制电路被设置成当所 述主动开关元件保持断开时，断开所述开关调节器的其他部件。
全文摘要
提供了开关调节器电路和方法，用于调节输出电压，包括可调节最小峰值电感电流水平和可调节猝发比较器滞后，用于开关调节器中的突发模式工作。通过允许外部用户控制猝发阈值水平和猝发比较器滞后，在突发模式工作期间实现对最小峰值电感电流水平和猝发比较器滞后的控制。可以采用单个用户可触及的输入引脚，两个用户可触及的输入引脚，或三个用户可触及的输入引脚，以区分强制连续和突发模式工作，设定猝发阈值水平，和在突发模式工作期间设定猝发比较器滞后。本发明可用于降压，升压，降压-升压，或任何其他合适的调节器电路设置。本发明还可采用同步和非同步开关调节器。
文档编号H02M3/156GK101123395SQ20071014386
公开日2008年2月13日 申请日期2007年8月6日 优先权日2006年8月4日
发明者J·M·埃斯特维斯, J·伦纳德 申请人:凌特公司