多功能无源混频器的制作方法

专利名称：多功能无源混频器的制作方法
技术领域：
本发明整体涉及射频电信，并且特别涉及无源射频混合器( passive
radio frequency mixer)。
背景技术：
无线电ilt^机通常包括混频器，其将信号从基带转换到射频(RF)带 或反之亦然。混频器在发射中将发射信号从基带上变频到RF带，和/或在 接收中将接收信号从RF带下变频到基带。可选地，在一些实现中，接收 的RF信号可以被转换到中频带。
混频器具有待混频的信号(即，要被上变频或下变频的信号)以及一 个或多个本地振荡信号作为输入信号，并且其在以下频率处产生输出信号， 即该频率是输入信号的频率的线性组合。通常，输入到混频器的本地振荡 信号是相同的信号，但却具有不同的相移。
混频器可以是无源混频器或是有源混频器。无源混频器没有能量源， 但却有输入信号和本地振荡信号。相应地，输出功率可能并不大于输入功 率。另一方面，有源混频器要求附加的能量源，以侵放大输入信号。相应 地，输出功率可能高于输入功率。
有源混频器相比起无源混频器所提供的优点在于有源混频器放大被 混频的信号。作为结果，当利用有源混频器时，所得到的信号的功率更高。 另一方面，该放大也导致噪声功率增加。另外，有源混频器的线性特性一 般来说相当差，而且有源混频器消耗功率，在一些实现中功率可能是有限 的资源。
相反，无源混频器通常有良好的线性和噪声特性，并且其并不消耗功 率。无源混频器唯一的缺点在于它们使被混频的信号衰减而不是放大该
9信号。衰减的水平取决于实现。
图1示出了将所接收的无线电信号直接转换到基带的现有技术接收机
结构。该接收机在混频器4和5之前包括第一放大器2。放大器2通常是 低噪声放大器。在放大器2之前和之后已提供了带通滤波器1和3来移除 非期望的频率分量。混频器4和5将所接收的无线电信号的同相(I)分量 和正交(Q)分量与本地振荡信号LO_0、 LO—90、 LO_180和LO_270混 频到基带。数字指的是相应的本地振荡信号的相移。在向下混频 (downmixing )之后，基带放大器6和7分别放大被向下混频的I分量和 Q分量，并JM氐通滤波器8和9移除导致向下混频的谐波信号分量。当在 A/D-转换器12中进行模拟到数字(A/D )转换之前，放大器10和11进一 步放大被低通滤波的信号。
通常，尤其是由于闪烁噪声(也被称为1/f噪声)，基带放大器6和7 的噪声系数(noise figures )相对差。因此，从混频器4和5获得的信号电 平需要高于基带》文大器6和7的噪声电平。如果混频器6和7是无源混频 器，则接收^L的总噪声系数仅在混频器4和5之前的第一方文大器2中可以 被改善。在该情况下，放大器2的输出信号的电平可以上升得如此高以致 无源混频器的良好线性特性;故浪费。结果，无源混频器相对有源混频器的 优点也,皮浪费。
与无源混频器相关的另 一 问设计跟随无源混频器的低通滤波器 可能是一项困难的任务。低通滤波器应当位于第一基带放大器之前，以便 防止由非期望的强信号分量所引起的交叉调制和互调。在CMOS实现中， 准确定义滤波器的拐角频率(corner frequency )是极其困难的，因为混频 器的输出阻抗、本地振荡器的脉沖比以及混频器组件的电容值的容限影响 了拐角频率。因而，滤波器通常被安排成跟随第一基带放大器，这导致在 性能上接近于有源混频器，并且因此，通过利用无源混频器而获得的优点 被浪费。

发明内容
10本发明的目的是通过提供改进的混频器、改进的混频方法以及改进的 无线电收发机来克服与常规混频器有关的限制和问题。
根据本发明的另一方面，提供了一种装置，所述装置包括输入接口， 其包括接收平衡输入信号的平衡输入端口以及接收第一和第二振荡信号的 振荡信号输入端口；第一、第二和第三电容；第一组开关，其对第一振荡 信号进行响应，并且被安排以便响应于所述第一振荡信号，在所述平衡输 入端口的第一与第二输入端口之间连接笫一和第二电容；第二组开关，其 对笫二振荡信号进行响应，并且被安排以便响应于所述第二振荡信号，在 所述第一输入端口与所述第三电容之间连接所述第一电容，以及在所述第 二输入端口与所述第三电容之间连接所述第二电容；以及输出端口，其被 连接至所述笫三电容的端子。
根据本发明另 一方面，提供了 一种包括以上所描述的装置的混频设备。 根据本发明另一方面，提供了一种包括以上所描述的装置的无线电装置。
根据本发明的另一方面，提供了一种方法，所述方法包括通过平衡 输入端口的第一和第二输入端口接收输入信号，以及通过振荡信号输入端 口接收第一和第二振荡信号；在响应于笫一振荡信号的第一阶段中，在所 述平衡输入端口的第一与第二输入端口之间连接第一和第二电容；在响应 于第二振荡信号的第二阶段中，在所述第一输入端口与第三电容之间连接 所述第一电容，并且在所述第二输入端口与所述第三电容之间连接所述第 二电容；以及获得所述第三电容上的电压作为输出电压。
根据本发明的另一方面，提供了一种设备，所述设备包括输入装置， 其包括接收平衡输入信号的平衡输入端口的第一和第二输入端口以及接收 笫一和第二振荡信号的振荡信号输入装置；第一、第二和第三电容装置；
在响应于所述笫一振荡信号的第一阶段中，用于在所述平衡输入端口的第 一和第二输入端口之间连接所述第一和第二电容装置的装置；在响应于所
述第二振荡信号的第二阶段中，用于在所述第一输入端口与第三电容之间
连接第 一电容并且在所述笫二输入端口与第三电容之间连接第二电容的装置；以及用于获得所述第三电容上的电压作为输出电压的装置。


下面将参照实施例和附图更加详细地描述本发明，在附图中 图1示出了包括常规混频器的常规无线电接收机的结构； 图2示出了根据本发明实施例的混频器；
图3A示出了在图2中所示出的无源混频器的操作的第一阶段中的等 效电路；
图3B示出了在图2中所示出的无源混频器的^作的第二阶段中的等 效电路；
图4示出了输入到图2中所示出的无源混频器的信号以及无源混频器 的组件中的电压电平；
图5A示出了才艮据开关电容滤波器原理实现的滤波器结构；
图5B示出了用于图5A中所示出的滤波器结构的等效电路；
图6示出了根据本发明实施例的具有自动增益控制特征的混频器；
图7A示出了才艮据本发明另一实施例的具有自动增益控制特征的混频
器；
图7B示出了才艮据本发明又一实施例的具有自动增益控制特征的混频
器；
图8示出了根据本发明实施例的混频器的特征；
图9示出了才艮据本发明实施例的具有可调低通拐角频率的混频器；
图IO示出了才艮据本发明实施例的混频器的详细结构；
图11示出了根据本发明实施例的无线电收发机的接收机结构；
图12示出了根据本发明另一实施例的无线电^机的接收机结构；以
及
图13示出了根据本发明又一实施例的无线电 _机的接收机结构。
具体实施方式
参照图2，研究根据本发明实施例的混频器。除了混频功能之外，混 频器还起到电压倍增器和低通滤波器的作用。根据本发明实施例的混频器 是无源混频器，即，其不向输入信号引入附加功率。然而，在适当利用无 源组件的情况下，可以倍增输入信号的幅度。也就是说，通过利用相同的 无源组件，输入信号可以被混频(下变频/上变频)、祐放大和被低通滤波。 参照图2所描述的本发明的实施例将输入电压增至大约三倍。
该混频器包括输入接口 ，输入接口包括用于接收待放大的平衡输入信 号的平衡输入端口 。平衡输入端口包括用于接收平衡输入信号的第 一和第 二输入端口 IN1和IN2。如本领域已知的，平衡输入信号包括具有相反相 位的两个分量。参照图2,输入到第二输入端口 IN2的信号相应地是输入 到第一输入端口 IN1的信号的倒转版本(inverted version )。
输入接口进一步包括用于接收第一和第二振荡信号LO—0和LO—180 的振荡信号输入端口。本地振荡器可以提供本地振荡信号，本地振荡信号 可以被修改成输入到放大器的振荡信号输入端口的第一和第二振荡信号 LO_0和LO_180。振荡信号LO—0和LO—180可以被修改成实质上具有相 同的频率和相反的相位。也就是说，如果第一本地振荡信号LO_0的相位 是零度,则第二本地振荡信号LO一180的相位是180度。
混频器进一步包括平衡输出端口的第一和第二输出端口 OUTl和 OUT2。相应地，混频器通过平衡输出端口的输出端口 OUTl和OUT2输 出平衡输出信号。
根据本发明实施例的混频器包括第 一 电容C41 、第二电容C42和第三 电容C43。第一电容C41具有其连接至平衡输入端口的第一输入端口 INI 的第一端。对应地，第二电容C42具有其连接至平衡输入端口的第二输入 端口 IN2的第一端。第三电容C43具有其连接至平衡输出端口的第一输出 端口 OUTl的第一端，以及连接至平衡输出端口的第二输出端口 OUT2的 笫二端。
另外，混频器包括响应于第一振荡信号LO一0的第一组开关以及响应 于第二振荡信号LO_180的第二组开关。相应地，第一组开关中的每个开
13关均接收第一振荡信号LO—0作为控制这些开关的操作的控制信号。对应 地，第二组开关中的每个开关均接收第二振荡信号LO—180作为控制这些 开关的操作的控制信号。这些开关可以被配置以便当控制振荡信号的电平 为高时关闭，并且当控制振荡信号的电平为低时打开。
在图2所示出的实施例中，第一组开关包括第一开关33和第二开关 34。第一开关33可以被布置在第一电容C41的第二端与第二输入端口 IN2 之间，并且第二开关34可以;陂布置在第一输入端口 IN1与第二电容C42 的第二端之间。第二组开关包括第三开关31和第四开关32。第三开关31 可以被布置在第一电容C41的第二端与第三电容C43的第一端之间。第四 开关32可以;陂布置在笫二电容C42的第二端与第三电容C43的第二端之 间。
根据本发明实施例的混频器的操作可以被分为在振荡信号LO—0和 LO_180的一个周期内的两个阶段。第一阶段包括振荡信号周期的第一半 周期，而第二阶段包括尾随第一半周期的第二半周期。由于振荡信号LO_0 和LO一180具有相反的相位，因此，第一振荡信号LO_0的电平在第一阶 段中为高，而第二振荡信号LO—180的电平保持为低。在第二阶段中，第 二振荡信号LO_180的电平为高，而第一振荡信号LOJ)的电平保持为低。
相应地，第一组开关(开关33和34)在第一阶段#_关闭，而第二组 开关(开关31和32)被打开。由此，开关31至34形成了图3A中所示出 的电路。也就是说，在第一和第二输入端口 IN1和IN2之间并联连接第一 和第二电容C41和C42。更详细地说，第一和第二电容C41和C42的第 一端分别保持连接至第一和笫二输入端口 IN1和IN2。第一开关33将第一 电容C41的第二端连接至第二输入端口 IN2，而第二开关34将第二电容 C42的笫二端连接至第一输入端口 IN1。
在第一阶段，输入端口 IN1和IN2上的电压被充电到第一和第二电容 C41和C42。图4中示出了第一和第二输入端口 IN1和IN2上的电压。参 照图2和图4,电压V1A表示第一输入端口 IN1与接地电平之间的电压， 而电压V1B表示第二输入端口 IN2与接地电平之间的电压。电压V1表示
14第一和第二输入端口 IN1和IN2之间的电压，电压V2表示第一电容C41 上的电压，而电压V3表示第二电容C42上的电压。图4中还示出了输入 到输入端口 IN1和IN2的信号。相应地，第一和第二电容C41和C42在 第一阶段均在电压VI的情况下被充电。换言之，V2和V3等于V1。
在第二阶段，第一组开关(开关33和34)净皮打开，而第二组开关(开 关31和32)被关闭。由此，开关31至34形成了图3B中所示出的电路。 也就是说，现在在输入端口 IN1和IN2之间将第一和第二电容C41和C42 与第三电容C43串联连接。更详细地说，第三开关31将第一电容C41的 笫二端连接至第三电容C43的第一端，而第四开关32将第二电容C42的 笫二端连接至第三电容C43的第二端。
因此，第一和第二电容C41和C42在第二阶段释》丈它们的电荷到第三 电容C43。除了在第一阶段被充电到第一和第二电容C41和C42的电压之 外，在第二阶段，还利用输入端口 IN1和IN2上的当前电压，加上第一和 第二电容C41和C42中的电压一起，对第三电容C43进行充电。参照图4, 电压V2表示就在关闭第二组开关之前被充电到第一电容C41的电压，而 电压V3表示就在关闭第二组开关之前被充电到第二电容C42的电压。相 应地，电压V2和V3的总和连同平衡输入端口的输入端口 IN1和IN2之 间的当前电压VI'—起净皮充电到第三电容C43,即，第三电容C43上的电 压V4变成V4= VI' + V2 +V3。平衡输出端口的第一和第二输出端口 OUT1 和OUT2可以被分别连接至第三电容C43的第一和第二端。
现在我们较为详细地分析图4。振荡信号LO_0和LO_180与馈送到 输入端口 IN1和IN2的输入信号具有相同的频率，并且因此，输入信号被 直接向下变频到基带。出于简单的目的，在该例中考虑的输入信号是正弦 信号。在第一阶段，第一输入端口 IN1中的信号的电平达到其正的最大， 并且第二输入端口 IN2中的信号的电平达到其负的最大。这种电平上的差 (在图4中被示为具有斜线的块)被充电到第一和第二电容C41和C42这 二者。在第二阶段，第一输入端口 IN1中的信号的电平达到其负的最大， 并且第二输入端口 IN2中的信号的电平达到其正的最大。这种输入信号的
15电平上的差(即，峰间(peak-to-peak)电压差)连同第一和第二电容C41 和C42中所含的电压一起被充电到第三电容C43。由于利用当前输入信号 的峰间电压以及第一和第二电容C41和C42中所含的峰间电压对第三电容 进行充电，因此输入电压VI大约被增至三倍。换言之，根据本发明该实 施例的无源放大器的放大是9.5dB，这自然是受到实际实现以l故大器中 所使用的组件特性的影响。事实上，该放大比常规无源混频器的放大高大 约9.5dB。 9.5dB的放大是在没有附加电源供应(当然，除了振荡信号)的 无源混频器结构的情况下获得的。虽然根据本发明实施例的混频器没有给 输入信号带来附加功率，但是其改进了利用该混频器的无线电接收机的噪 声系数。
根据本发明实施例的混频器的原理是基于对第 一和第二电容C42进行 充电并且将它们与输入信号一起串联地放电至第三电容C43。这种顺序地 对第一电容C41进行充电和放电的揭:作使得第一电容C41与第一和第三开 关33和31起到利用开关电容滤波器(SC滤波器)技术而实现的电阻器的 作用。
图5A和5B示出了利用SC滤波器技术所实现的低通滤波器(图5A ) 及其等效电路(图5B )的示意图。根据相应的振荡信号CLK—0和CLK—180 操作的开关25和26以及开关25、 26之间的第一电容器起到具有电阻 R2=T/C1的电阻器的作用，其中，T是振荡信号CLK—0和CLK—180的周 期，并且C1是第 一 电容器的电容。V—in表示滤波器的输入端口 ，并且V—out 表示滤波器的输出端口。在图5B中示出了等效电路，在该等效电路中， 开关25和26以及第一电容器已被具有电阻R2的电阻器替换。另外，SC 滤波器包括与第二开关26并联连接的第二电容器。SC滤波器的拐角频率 被定义为
其中，C2是第二电容器的电容。可以看出，如果振荡信号的频率是常量， 则拐角频率取决于电容C1和C2的比。在CMOS实现中，绝对电容值可以具有高差异性，但是电容的比值却保持得非常精确。也就是说，比值
Cl/C2保持完全恒定，而与C1和C2的绝对值的变化无关。相应地，拐角 频率可以4皮精确定义并且其仅有边际变化(marginal variation )。
因此，通过适当地设计组件，即，第一、第二和第三电容C41至C43、 第一和第二组开关31至34，以及振荡信号LO_0和LO—180，根据本发 明实施例的混频器可以;陂用作低通滤波器。现在，第一和第三开关33和 31与第一电容C41起到第一电阻器的作用，而第二和第四开关34和32与 第二电容C42起到第二电阻器的作用。通过第一和第三电容C41和C43 的电容值的比值以及第二和第三电容C42和C43的电容值的比值来定义拐 角频率。如果第二电容C42的电容值等于第一电容C41的电容值，则拐角 频率简化为
相应地，根据本发明实施例的混频器被配置以便还起到具有由第一 、 第二和第三电容C41、 C42和C43的电容值所定义的拐角频率的低通滤波 器的作用。因此，不需要附加的组件来实现该低通滤波器。这减少了采用 才艮据本发明实施例的无源混频器的接收机结构的大小。尽管第一和第二电 容C41和C42现在被串联连接至混频器的输入端口 ，而不是如图5A中所 示的第一电容器的并联连接，然而，它们仍旧具有相同的功能性来达到该 混频器的低通滤波特性。
如果该混频器被配置以便将输入的RT信号混频到中频而不是基带， 则拐角频率/e可以被设计得足够高，以便非期望的高频分量将会被滤掉。
以上对混频器实施例的描述包括了帮助读者理解混频器的功能性的简 化。例如，考虑了正弦输入信号。然而，在调制输入信号的情况下，效果 是相同的。我们假设输入信号的RF频率是2GHz，而调制带宽是2MHz， 并且输入信号被混频到基带。为了产生一个周期的输出基带信号，必须处 理大约1000个周期的RF信号。由于低通滤波特性，对电容C41至C43 进行充电和放电的单独操作在输出信号中并不作为单独的发生事件(singleincidences )而出现。
图6示出了类似于图2中所示出的方文大器配置。在图6所示出的实施 例中，第一连接端口 A被安排成与第一开关33的端子相连，而不是4皮连 接至第一电容C41。以类似的方式，第二连接端口 B被安排成与第二开关 34的端子相连，而不是4皮连接至第二电容C42。相应地，第一开关33位 于第一连接端口 A与第一电容C41的第二端之间，而第二开关34位于第 二连接端口 B与第二电容C42的第二端之间。第一开关机制35被安排成 连接至第一连接端口 A，而第二开关机制36被安排成连接至第二连接端口 B。第一开关机制35被配置成将第一连接端口 A连接至第一开关机制35 的输出端口 C、 D或E中的一个。类似地，第二开关机制36被配置成将 第二连接端口 B连接至第二开关机制36的输出端口 F、 G或H中的一个。 第一开关机制35的输出端口 C和第二开关机制36的输出端口 H被连接至 平衡输入端口的第一输入端口 IN1。输出端口 D和G彼此连接，而输出端 口 E和输出端口 F被连接至平衡输入端口的笫二输入端口 IN2。在该实施 例中，通过适当地连接连接端口 A和B来控制混频器的放大或电压倍增因 子是有可能的，由此向混频器添加了自动增益控制(AGC)放大功能性。
第一和第二开关机制可以由控制器60才艮据所期望的电压倍增因子来 控制。控制器60可以根据与AGC放大器相关的现有技术中已知的方法来 确定所期望的电压倍增因子。当所期望的电压倍增因子是三(放大是 9.5dB)时，控制器60可以控制第一开关机制35将第一连接端口 A连接 至输出端口E,即，连接至第二输入端口 IN2,以及控制第二开关机制36 将第二连接端口 B连接至输出端口 H，即，连接至第一输入端口 IN1。这 种配置对应于以上参照图2所描述的实施例。相应地，在第一阶段，第一 和第二电容C41和C42被并联地连接在平衡输入端口的输入端口 IN1和 IN2之间(如图3A中所示出的)，并且在第二阶段，与第三电容C43 — 起被串联地连接在输入端口之间(如图3B中所示出的)。
当所期望的电压倍增因子是二 (放大是6dB)时，控制器60可以控制 第一开关机制35将第一连接端口 A连接至输出端口 D，以及控制第二开
18关机制36将第二连接端口 B连接至输出端口 G。换言之，第一连接端口 A被连接至第二连接端口 B。相应地，在第一阶段，在平衡输入端口的输入端口 IN1和IN2之间串联地连接第一和第二电容C41和C42。现在，在第一阶段，在第一和第二电容C41和C42之间划分输入端口 IN1和IN2之间的电压，并且因此而划分被充电到第一和第二电容C41和C42的电压，而放大器的电压倍增因子低于当电容C41和C42被并联连接时的情况。如果第一和第二电容C41和C42的电容值相等，则输入电压在第一和第二电容之间被等分。第二阶段同样地类似于图3B中所示出的，即，在输入端口 IN1和IN2之间串联地连接第一、第二和第三电容C41、 C42和C43。
当所期望的电压倍增因子是一时，控制器60可以控制第一开关机制35将第一连接端口 A连接至输出端口 C，即，连接至第一输入端口 IN1，以及控制第二开关机制36将第二连接端口 B连接至输出端口 F，即，连接至笫二输入端口 IN2。在该情况下，第一和第二电容在第一阶段没有被充电，并且因此没有获得电压倍增(放大是0dB)。实际上，在先前时钟周期的第二阶段之后保留在第一和第二电容中的电荷在紧接着的时钟周期的第一阶段中^^文电。第二阶段同样地类似于图3B中所示出的，即，在输入端口 IN1和IN2之间串联地连接第一、第二和第三电容C41、 C42和C43。
然而，在一些情况中，所期望的电压倍增因子可以不同于1 (0dB)、2 (6dB)或3 (9dB)。图7A示出了本发明的实施例，其类似于图6中所示出的配置，除了第一和第二开关机制45和46现在均具有四个输出端口。第一开关机制45包括与以上描勤目同的输出端口 C、 D和E以及附加的输出端口I。第二开关机制46包括与以上描述相同的输出端口 F、 G和H以及附加的输出端口 J。如以上所描述的那样连接输出端口，相同字母指示与以上描^f应的输出端口。第一开关机制45的附加输出端口 I通过第四电容C44而连接至第二开关才几制46的附加输出端口 J。相应地，在第一阶段，笫一组开关将第一、第二和第四电容C41、 C42和C44串联地连接在输入端口 IN1和IN2之间。相应地，总输入电压的一部分被充电到第四
19电容C44，并且输入总电压的其佘部分被充电到第一和第二电容C41和C42。被充电到第四电容C44的电压的程度取决于第四电容C44相对于第一和第二电容C41和C42的电容值的电容值。在第二阶段，第二组开关将第一和第二电容C41和C42与第三电容C43串联地连接在输入端口 IN1和IN2之间。现在，被充电到第一和第二电容C41和C42的电压与串联的输入电压一起被释放到第三电容C43。相应地，在第二阶段，第四电容C44与电路隔离。
在该实施例中，电压倍增因子取决于被充电到第四电容C44的输入电压量，即，取决于第四电容C44的电容值。第四电容C44的电容值越高，在第一阶段第四电容C44上的电压就越低，即，放大器的电压倍增因子就越高。可以这样设计第四电容C44的电容值，从而使得混频器提供例如1.4(3dB的放大)的电压倍增因子。
通过第四电容C44将连接端口 A和B彼此连接并且根据所期望的电压倍增因子来调整第四电容C44的电容值，可以即时地(on-the-fly)调整混频器的电压倍增因子。这可以通过以下方式来实现，例如，通过安排附加电容与第四电容C44并联，以及一种选择机制，其根据所期望的电压倍增因子(即，第四电容C44和将要与第四电容C44并联连接的附加电容的所期望的组合电容值)来选择将要与第四电容C44并联连接的电^L与第四电容C44并联连接的电容越多，它们的组合电容值就越高，即，由第四电容C44导致的有效电容就越高。
在以上参照图7A所描述的实施例中，当输出端口 I和J通过笫四电容C44而彼此连接时，放大器的电压倍增因子可调整直到6dB。图7B示出了另一实施例，在该实施例中，当选择第一开关机制的输出端口 I和第二开关机制的输出端口 J时，放大器的电压倍增因子可调整直到9dB。该实施例是基于图2中所示出的实施例。在图7B所示出的实施例中，第五电容C54被安排在第一开关机制45的输出端口 I与第二输入端口 IN2之间。对应地，第六电容C55i皮安排在第二开关机制的输出端口 J与第一输入端口IN1之间。使用措辞"第五，，和"第六，，电容是为了避免与上述实施例中所包括的第四电容造成混淆。
当选择输出端口 I和J时，第一组开关(第一和第二开关33和34)将第一电容C41与第五电容C54串联连接，并且在输入端口 IN1和IN2之间与第二和第六电容C42和C55并联连接。显然，第二和第六电容C42和C55也关于彼此而串联连接。由此，在第一和第五电容C41和C54之间以及在笫二和第六电容C42和C55之间划分输入端口 IN1和IN2之间的电压。因此，第一电容C41上的电压取决于第五电容C54的电容值，而第二电容C42上的电压取决于第六电容C55的电容值。第五和第六电容C54和C55的电容值越高，第一和第二电容C41和C42上的电压就分别越高。笫二阶段类似于以上所描述的实施例，即，第二组开关将第一和第二电容C41和C42与第三电容C43串联地连接在输入端口 IN1和IN2之间。相应地，在第二阶段，第五和第六电容C54和C55与电路隔离。
参照图7B和图9，可以安排附加电容C50、 C51、 C52、 C53与笫三电容C43并联，以便调整低通滤波器的拐角频率。参照等式(2),拐角频率现在受第三电容C43和附加电容C50至C53的组合电容的影响。在图9中，安排附加电容C50至C53成对地与第三电容C43并联，并且在附加电容对之间提供开关61和62。例如，电容C50和C51被安排成关于彼此是串联，而关于第三电容C43是并联，并且在电容C50和C51之间提供开关61来选择这对电容。类似地安排电容C52和C53以及开关62。可以成对地安排附加电容来维持混频器的平衡。可选地，可以在一个附加电容的两端安排开关，即，可以利用开关来替换附加电容C50至C53，并且可以利用电容来替换开关61和62。可以具有比图7B和图9中所示出的更多的可与笫三电容C43并联连接的附加电容，并且可与第三电容C43并联连接的附加电容的数目可以取决于实际实现。
当根据混频器的期望放大来控制开关机制45和46时，低通滤波器的拐角频率可以取决于第一和第二开关机制45和46的所选择的输出端口而变化。可以选择附加电容C50至C53来补偿拐角频率上的变化。相应地，可以由控制开关才几制45和46的相同控制器70来控制开关61和62。
21在属于在若干频带上操作的多^^莫电话的混频器中可以利用上述用于调谐拐角频率的结构，并且可以根据发射或接收的无线电信号的带宽来设置
拐角频率。例如，当在根据GSM规范的信号下工作时，拐角频率可以被设置成100kHz，而当在根据WCDMA规范的信号下工作时，拐角频率可以被/没置成2MHz。
总而言之并且参照图2、图6、图7A和图7B,根据本发明实施例的混频器实现以下操作
1、 将输入信号射频信号与本地振荡信号LO进行混频(图8中的单元38)，由此生成具有以下频率的输出信号，即该频率是输入信号与本地振荡信号LO_0和LO—180的频率之间的差。相应地，/ifout=/rf—in-Ao或/if—out"^lct/rf—in 。
2、 a.在混频过程期间，利用可以在所要求的最小和最大(9.5dB)电
压倍增因子之间选择的因子，对输入信号的电压电平进行倍增。可以即时地选择该放大，即，电压倍增因子，由此提供具有AGC功能性的混频器。可以使该放大在-oo和9dB之间是可进行选择的。相应地，混频器还可以操作为无源衰减器。相应地，输出电压电平可以比现有技术无源混频器(不提供放大特征)的输出电压电平高达三倍。
3、 在混频过程期间，对输入信号进行低通滤波。低通滤波的拐角频率可以通过混频器中的电容的比值来定义。
虽然以上结合平衡输入和输出端口描述了实施例，但是，通过并联安排两个平衡无源混频器结构，并向该并联结构的对应的平衡输入端口提供相反相位的输入信号，以及还从该并联结构的对应的平衡输出端口获得相反相位的输出信号，可以形成采用双平衡输入端口和输出端口的实施例。在该结构中，可以向并联结构的对应的输入端口输入相同相位的振荡信号。可选地，可以向并联结构的对应的振荡信号输入端口提供相反相位的振荡信号，并且将该并联结构的对应的输入或输出端口中的信号安排成相反相位。在进一步的可选解决方案中，可以向并联结构的对应端口提供(或从其获得)相反相位的输入信号、振荡信号或输出信号，并且可以利用NMOS
22晶体管来实现一个结构的开关，而利用PMOS晶体管来实现其它结构的开关。用于安排双平衡结构的其它解决方案也是可行的。利用双平衡结构所获得的优势取决于实际实现，但是一般来说，在双平衡结构的情况下，振荡信号到输入端口的漏泄较低。另外，振荡信号所承受的负载相对于平衡结构要均衡得更好，并且该特性促进了对振荡信号的正确定相的维持。
根据本发明实施例的混频器的功能性对应于图8中所示出的框图。根据本发明实施例的混频器通过交替地关闭和打开开关31至34，实现混频操作(块38 )、电压倍增操作(块39 )和低通滤波(块40 )操作。唯一的差别是在才艮据本发明实施例的混频器中的一个块中实现了图8中所示出的三个块中所实现的操作。相应地，可以利用相同的组件来执行这三个操作。
图IO示出了才艮据图2中所示出的本发明实施例的混频器的详细实现。显然，该实现具有非常简单的结构。该实现具有平衡输入和输出端口 IN—1、IN—2、 OUT—l和OUT—2，这在现今的RF集成电路中非常普遍。在接下来描述的实施例与图2中所示出的平衡混频器的实施例之间的相似性是明显的。
图10所示出的实现中，电容器C1、 C2和C3至C5分别对应于图2的第一、第二和第三电容C41、 C42和C43。换言之，已利用三个电容C3、C4和C5实现了第三电容C43。可以选择非常小的电容C3和C4，因为它们的主要功能是使本地振荡信号LO一l和LO—2衰减，以便防止它们漏泄到输出端口 ( OUT—1和OUT_2 )。
可以利用MOS晶体管Ql来实现第一开关33，并且可以利用MOS晶体管Q2来实现第二开关34。这样实现晶体管Q1和Q2，从而使得将本地振荡信号LO—1 (对应于LO_0 )应用于晶体管Ql和Q2的栅极。相应地，晶体管Ql和Q2的栅极被彼此相连。晶体管Ql的源极可以被连接至第二输入端口 IN—2，并且晶体管Q2的源极可以被连接至第一输入端口IN—1。晶体管Ql和Q2的漏极被分别连接至第一电容器Cl和第二电容器C2。已经利用MOS晶体管Q3和Q4实现了第三和第四开关31和32。可以将第二振荡信号LO—2应用于晶体管Q3和Q4的栅极。晶体管Q3的源极可以被连接至电容器C5的笫一端，并且晶体管Q4的源极可以被连接至电容器C5的另一端。晶体管Q3和Q4的漏极可以被分别连接至电容器Cl和C2。
DC电压源Va可以被连接至MOS晶体管Ql和Q2的栅极。可以根据实现来选择由电压源Va所供应的DC电压。DC电压将晶体管Ql和Q2的衬源(bulk-source)电压设置成适当电平。在实践中，由电压源Va供应的电压对晶体管Ql和Q2的阈值电压有影响，并且实际电压电平可以取决于第一振荡信号LO—1的工作循环(duty cycle)。类似地，如果必要的话，可以向MOS晶体管Q3和Q4的栅极应用相同的DC电压。
例如，可以通过NMOS和/或PMOS晶体管来实现这些开关。在所有开关都是NMOS或PMOS晶体管的情况下，具有相反相位的两个本地振荡信号(即，两个不同的本地振荡信号)可以被应用于混频器，如上所述。可选地，晶体管Ql和Q2可以是NMOS晶体管，而晶体管Q3和Q4可以是PMOS晶体管。现在，两个本地振荡信号不是必要的。可以向所有的晶体管Ql至Q4应用相同的本地振荡信号。晶体管Ql和Q2在本地振荡信号的正半周期期间被关闭，而在本地振荡信号的负半周期期间被打开。另一方面，晶体管Q3和Q4在本地振荡信号的负半周期期间被关闭，而在本地振荡信号的正半周期期间被打开。当然，Ql和Q2可以是PMOS晶体管，而Q3和Q4是NMOS晶体管。相应地，在两组开关不被同时关闭的意义上，第一和第二组开关的操作可以是互补的。
当设计利用图10中所示出的电路实现的SC低通滤波器时，出发点是以上所描述的等式(2)。由于该实现涉及RF电路，因此设计不能单独基于等式(2)。在实现中要考虑的问题包括MOS晶体管Ql、 Q2、 Q3和Q4的导通电阻、在混频器之前的在先阶段(例如，放大器或带通滤波器)的输出阻抗、混频器的负载的阻抗、本地振荡信号的脉冲波形和脉冲比、以及由混频器的组件所引起的各种电容。在图10中，电阻器Rl、 R2、 R3、 R4和电容器C6、 C7、 C8和C9 对该实现是特定的，并且被相应地进行选择。
图11示出了利用根据本发明实施例的混频器的无线电接收机(或收发 机)的结构。在混频器43和44之前，所接收的RF信号可以在带通滤波 器41中被带通滤波，并且在低噪声放大器42中被放大。在适当选择本地 振荡信号的相位的情况下，所接收的RF信号被分离成同相(I)分量和正 交(Q)分量。具有零度和180度相移的本地振荡信号LO—0和LO—180 可以#皮应用于第一混频器44，而具有卯度和270度相移的本地振荡信号 LO—卯和LO—270可以被应用于第二混频器43。可以根据上述任何实施例 来实现混频器43和44。混频器43和44的被混频的输出信号可以在相应 的基带放大器45和46中被进一步放大，并且在相应的低通滤波器47和 48中^皮低通滤波。在该实现中，本地振荡信号的脉冲比可以小于或等于 25/75,以^使防止本地振荡信号脉冲的重叠。
图12示出了这样的实现，在该实现中，本地振荡信号LO—0、 LO一卯、 LO_180和LO_270的脉冲比可以是50/50，这是因为在相应的混频器64 和65之前的i文大器62和63在输入RF端口侧将I分量和Q分量彼此分开。 带通滤波器60和低噪声放大器61对于所接收的RF信号的I分量和Q分 量来说可以是共用的。
图13示出了这样的实现，在该实现中，可以将相同的本地振荡信号 LO—0和LO」80应用于混频器74和75这二者。同样地，带通滤波器70 和低噪声放大器71可以在混频器74和75之前。在混频器74和75之前的 移相器72和73分别将输入RF信号的相位移动+45度和-45度，由此分离 I分量和Q分量。可选地，移相器72和73可以将输入信号的相位移动不 同的相移，以便在I分量与Q分量之间产生卯度相移。移相器72和73 中的一个甚至可以-陂省略(如果另一个进行卯度相移的话)。在混频器 74和75之后，被混频的信号被馈送到放大器76和77用于进一步放大。
本领域的技术人员可以理解，根据本发明实施例的混频器以及利用该 混频器的无线电收发机可以用众多不同的方式来实现。混频器中的开关可
25以用GaAs FET晶体管、SOI-CMOS晶体管、二极管等来实现。举例来说， 可以将混频器实现为集成电路或实现在印制电路板上。实际上可以在任何 无线电通信设备中利用根据本发明实施例的混频器。无线电通信设备可以 是无线电收发机或只是无线电接收机。无线电通信设备可以是移动电话、 全球定位系统(GPS)接收机、Galileo (伽利略)接收机、无线局域网 (WLAN)收发机、Bluetooth (蓝牙⑧)4议机、FM无线电接收机、电 视信号接收机(例如，DVB-T或DVB-H) 、 AM接收机、短波无线电收 发机，等等。
文中所描述的混频器向下混频输入RF信号，即，将输入RF信号转 换成基带。可选地，根据本发明实施例的混频器可以向下混频输入信号到 中频(IF)。虽然优选地在无线电接收机中利用根据本发明实施例的混频 器，但是，还可以将该混频器实现为将输入基带信号转换成RF信号的上 变频混频器。尽管以上已参照根据附图的例子描述了本发明，然而清楚的 是，本发明并不局限于此，而是可以在所附权利要求的范围内以若干方式 对其进行^"改。
权利要求
1. 一种装置，其包括输入接口，其包括被配置以便接收平衡输入信号的平衡输入端口以及被配置以便接收第一振荡信号和第二振荡信号的振荡信号输入端口；第一电容；第二电容；第三电容；第一组开关，其响应于所述第一振荡信号，并且被配置以便响应于所述第一振荡信号，在所述平衡输入端口的第一输入端口与第二输入端口之间连接所述第一电容和所述第二电容；第二组开关，其响应于所述第二振荡信号，并且被配置以便响应于所述第二振荡信号，在所述第一输入端口与所述第三电容之间连接所述第一电容，以及在所述第二输入端口与所述第三电容之间连接所述第二电容；以及输出端口，其被连接至所述第三电容的端子。
2. 根据权利要求l的装置，其中，所述第一电容的第一端被连接至所 述第一输入端口 ，并且所述第二电容的第一端被连接至所述第二输入端口 ， 其中，所述第一组开关被配置以便当关闭时，将所述第一电容的第二端 连接至所述笫二输入端口 ，以及将所述第二电容的第二端连接至所述第一 输入端口；并且其中，所述第二组开关被配置以便当关闭时，将所述第 一电容的第二端连接至所述第三电容的第 一端，以及将所述第二电容的第 二端连接至所述第三电容的第二端。
3. 根据权利要求1或2的装置，其中，所述第一振荡信号和所述第二 振荡信号是相同的振荡信号。
4. 根据权利要求1或2的装置，其进一步包括本地振荡信号生成器，其被配置以便生成并且向振荡输入端口应用所 述第一振荡信号和所述第二振荡信号，其中，所述第一振荡信号和所述第二振荡信号具有相反的相位。
5. 根据权利要求4的装置，其中，所述装置被配置以便通过所述平衡 输入端口来接收射频输入信号，并且所述本地振荡信号生成器被配置以便 产生所述第一振荡信号和所述第二振荡信号，所述第一振荡信号和所述第 二振荡信号具有适于将所述输入信号的频率转换成所期望的目标频率的频 率。
6. 根据权利要求1至5中任何一项的装置，其进一步包括 可控开关机制，其被配置以便当所述第一组开关被关闭时，取决于由所述装置在输入到所述平衡输入端口的输入信号上实现的所期望的电压 倍增因子，在所述第一输入端口与所述笫二输入端口之间，串联地或者并 联地连接所述第 一 电容和所述第二电容。
7. 根据权利要求6的装置，其中，所述开关机制被配置以便当所期 望的电压倍增因子是二时，在所述第一输入端口与所述第二输入端口之间 串联地连接所述第 一 电容和所述第二电容，并且当所期望的电压倍增因子 是三时，在所述第 一输入端口与所述第二输入端口之间并联地连接所述第 一电容和所述第二电容。
8. 根据权利要求6或7的装置，其中，所述开关机制被进一步配置以 便在所述第一组开关被关闭时，当所期望的电压倍增因子是一时，将所 述第 一 电容的两端连接至所述第 一输入端口 ，并且将所述笫二电容的两端 连接至所述第二输入端口。
9. 根据权利要求1至8中任何一项的装置，其中，所述装置被配置以 ^^到低通滤波器的作用，所述低通滤波器具有的拐角频率由所述第一电 容和所述第三电容的电容值的比值以及所述第二电容和所述第三电容的电 容值的比值来相应地进行定义。
10. 根据权利要求l至9中任何一项的装置，其中，所述第一电容的 第一端被连接至所述第一输入端口 ，并且所述第二电容的第一端被连接至 所述第二输入端口，其中，所述第一组开关包括在所述第一电容的第二 端与所述第二输入端口之间连接的第一开关，以及在所述第二电容的第二端与所述第一输入接口之间连接的第二开关，并且其中，所述第二组开关包括在所述第一电容的第二端与所述第三电容的第一端之间连接的第三 开关，以及在所述第二电容的第二端与所述第三电容的第二端之间连接的 第四开关。
11. 根据权利要求1至10中任何一项的装置，其进一步包括 第四电容，其中，所述第一组开关被配置以便当关闭时，将所述第四电容与所 述第 一电容和所述第二电容一起串联地连接在所述平衡输入端口的第 一输 入端口与笫二输入端口之间。
12. 根据权利要求ll的装置，其进一步包括调整电路，其被配置以便调整所述第四电容的电容值，以及控制所 述装置的电压倍增因子。
13. 根据权利要求1至12中任何一项的装置，其中，所述装置被进一 步配置以便通过以下操作而起到电压倍增器的作用配置所述笫一振荡信 号，以便在所述第一振荡信号的第一半周期期间关闭所述第一组开关并且 相应地对所述第一和第二电容进行充电；以及配置所述第二振荡信号，以 1更在第二本地振荡信号的第二半周期期间关闭所述第二组开关并且相应地 将所述第一电容中的电荷连同所述输入信号一起释放到所述第二电容，从 而对于被充电到所述第一电容和所述第二电容的电压与所述第一输入端口 和所述第二输入端口上的电压进行合计。
14. 根据权利要求1至13中任何一项的装置，其具有双平衡结构。
15. —种包括根据权利要求1至14中任何一项的装置的混频设备。
16. —种包括根据权利要求1至14中任何一项的装置的无线电装置。
17. 根据权利要求16的无线电装置，其中，无线电4议机被配置以便 接收包括同相分量和正交分量的射频信号，并且所述无线电收发机进一步 包括用于所述同相分量的分立式混频器以及用于所述正交分量的分立式混 频器。
18. 根据权利要求17的无线电装置，其中，应用于与所述正交分量相关联的分立式混频器的振荡信号的相位和应用于与所述同相分量相关联的分立式混频器的振荡信号的相应相位相差90度，并且其中，本地振荡信号 具有25/75的最大脉冲比。
19. 根据权利要求17的无线电装置，其进一步包括 在所述分立式混频器之前的用于每个所述分立式混频器的分立式放大器，其中，应用于与所述正交分量相关联的分立式混频器的本地振荡信号 的相位和应用于与所述同相分量相关联的分立式混频器的本地振荡信号的 相应相位相差卯度，并且其中，所述本地振荡信号具有50/50的最大脉冲 比。
20. 根据权利要求17的无线电装置，其进一步包括 在至少一个所述分立式混频器之前的移相器，其中，在所述至少一个混频器之前的移相器被配置以便移动所述同 相分量和所述正交分量中的至少一个的相位，从而在所述同相分量与所述 正交分量之间产生卯度的相位差。
21. 根据权利要求20的无线电装置，其中，相同的本地振荡信号被应 用于两个分立式混频器。
22. —种方法，其包括通过平衡输入端口的第 一输入端口和第二输入端口来接收输入信号， 并且通过振荡信号输入端口来接收第一振荡信号和第二振荡信号；在响应于第一振荡信号的第一阶段中，在所述平衡输入端口的第一输 入端口与第二输入端口之间连接第一电容和第二电容；在响应于第二振荡信号的第二阶段中，在所述第一输入端口与第三电 容之间连接所述第一电容，并且在所述第二输入端口与所述第三电容之间 连接所述第二电容；以及获得所述第三电容上的电压作为输出电压。
23. 根据权利要求22的方法，其进一步包括在所述第二阶段，将在所述第一阶段中连接至所述第二输入端口的所述第一电容的第一端连接至所述第三电容；以及在所述笫二阶段，将在所述第一阶段中连接至所述第一输入端口的所 述第二电容的第一端连接至所述第三电容的第二端。
24. 根据权利要求22或23的方法，其进一步包括 在所述第一阶段，利用对应于所述第一输入端口和所述第二输入端口上的电压的电压，对所述第一电容和所述第二电容进行充电；以及在所述第二阶段，将所述第一电容和所述第二电容中的电荷与所述第 一输入端口和所述第二输入端口上的当前电压一起串联地释放到所述第三 电容，从而在所述第三电容上产生电压，所产生的电压是在所述第一阶段 被充电到所述第 一 电容的电压、在所述第 一阶段被充电到所述第二电容的 电压以及在所述第 一输入端口和所述第二输入端口上的当前电压的总和。
25. 根据权利要求22至24中任何一项的方法，其进一步包括 将所述第一振荡信号和所述第二振荡信号配置成相同的振荡信号。
26. 根据权利要求22至24中任何一项的方法，其进一步包括 将所述笫一振荡信号和所述第二振荡信号配置成具有相同的频率和不同的相位。
27. 根据权利要求22至26中任何一项的方法，其进一步包括 将所接收的输入信号配置成射频输入信号；以及 将所述第一振荡信号和所述第二振荡信号配置成具有适于将所述射频输入信号的频率转换成所期望的目标频率的频率。
28. 根据权利要求22至27中任何一项的方法，其进一步包括 在所述第一阶段，取决于所述输出信号相对于所述输入信号的所期望的电压倍增因子，在所述第 一输入端口与所述第二输入端口之间串联地或 者并联地连接所述第 一 电容和所述第二电容。
29. 根据权利要求28的方法，其进一步包括在所述第一阶段，当所期望的电压倍增因子是二时，在所述第一输入 端口与所述第二输入端口之间串联地连接所述第一电容和所述笫二电容， 并且当所期望的电压倍增因子是三时，在所述第 一输入端口与所述第二输入端口之间并联地连接所述第 一 电容和所述第二电容。
30. 根据权利要求28或29的方法，其进一步包括 在所述第一阶段，将所述第一电容的两端连接至所述第一输入端口；以及当所期望的电压倍增因子是一时，在所述第一阶段，将所述第二电容 的两端连接至所述第二输入端口 。
31. 根据权利要求28至30中任何一项的方法，其进一步包括 在所述第一阶段，在所述第一输入端口与所述第二输入端口之间串联地连接所述第一电容和所述第二电容；以及提供与所述第一电容和所述第二电容串联的附加电容，所述附加电容 具有才艮据所期望的电压倍增因子而确定的电容值。
32. 根据权利要求22的方法，其进一步包括利用所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的电容值来定义低 通滤波器的拐角频率；以及对输入到所述第一输入端口和所述第二输入端口的输入信号进行低通 滤波。
33. 根据权利要求22至32中任何一项的方法，其进一步包括 在所述第一阶段，在所述第一输入端口与所述第二输入端口之间串联地连接所述第 一 电容和所述第二电容；在所述笫一阶段，在所述第一电容与所述第二电容之间串联地提供第 四电容；以及根据所述输出信号相对于所述输入信号的所期望的电压倍增因子，调 整所述第四电容的电容值。
34. 根据权利要求22至33中任何一项的方法，其进一步包括 在所述第三电容的情况下交替地对所述第 一 电容和所述第二电容进行充电。
35. 根据权利要求22至34中任何一项的方法，所述方法是在具有双 平衡结构的装置中实现的。
36. —种设备，其包括输入装置，其包括被配置以便接收平衡输入信号的平衡输入端口的 第一和第二输入端口 ，以及被配置以便接收第一振荡信号和第二振荡信号的振荡信号输入装置；用于存储电荷的第一电容装置； 用于存储电荷的第二电容装置； 用于存储电荷的第三电容装置；第一连接装置，其在响应于所述第一振荡信号的第一阶段中，用于在 所述平衡输入端口的第 一输入端口与第二输入端口之间连接所述第 一 电容 装置和所述第二电容装置；第二连接装置，其在响应于所述第二振荡信号的第二阶段中，用于在 所述第 一输入端口与所述第三电容装置之间连接所述第 一 电容装置，并且 在所述第二输入端口与所述笫三电容装置之间连接所述笫二电容装置；以 及输出装置，其用于获得所述第三电容装置上的电压作为输出电压。
全文摘要
提供了一种混频设备，除了混频之外，所述混频设备还实现电压倍增和低通滤波操作。通过适当地设计混频器，可以利用相同的组件来实现这三种操作。所述混频器包括接收平衡输入信号的平衡输入端口(IN1，IN2)，接收第一和第二振荡信号(LO_0，LO_180)的振荡信号输入端口，以及第一(C41)、第二(C42)和第三(C43)电容器。第一开关装置(33，34)被安排成响应于所述第一振荡信号(LO_0)，在所述平衡输入端口的第一(IN1)与第二(IN2)输入端之间连接第一(C41)和第二(C42)电容器。第二开关装置(31，32)被安排成响应于所述第二振荡信号(LO_180)，在第一输入端(IN1)与第三电容器(C43)之间连接第一电容器(C41)，以及在第二输入端(IN2)与第三电容器(C43)之间连接第二电容器(C42)。输出端口(OUT1，OUT2)被连接至第三电容器(C43)的端子。
文档编号H02M5/32GK101507103SQ200780030738
公开日2009年8月12日 申请日期2007年6月26日 优先权日2006年6月30日
发明者R·韦伊塞宁 申请人:诺基亚公司