电源控制装置以及具有该电源控制装置的热泵装置的制作方法

专利名称：电源控制装置以及具有该电源控制装置的热泵装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及减少了从电源供给的交流电流中的高次谐波，改善了 功率因数的电源控制装置和具有该电源控制装置的热泵装置。这里， 所谓热泵装置，例如包括室内空调器等空调设备、冰箱等冷冻冷藏设 备以及热泵式的供热水机等。
背景技术：
作为具有减少从电源供给的交流电流中的高次谐波、改善了功率因数的现有的电源控制装置的热泵装置，例如有在日本特开平4一 271299号公报中公开的空调设备。该空调设备中的控制方法是在交流 /直流变换电路中设置与电源构成闭合环路的电抗器和开关元件，对 其开关元件进行通断控制来形成减少了高次谐波的正弦波的输出电 压。图10是表示在日本特开平4—271299号公报中公开的作为现有的 热泵装置的空调设备的示意电路图。如图10所示，在现有的空调设备 中，包括把交流电源101的交流电流变换成直流电流的交流/直流变 换电路106、被供给直流电流的逆变器部107以及用于改善输入功率因 数、减少高次谐波的具有电抗器102和2个开关元件104、 105的输入 电流控制电路。另外，在图IO的现有的空调设备中，设置由逆变器部 107驱动的压縮机用电机108、检测交流输入电流的输入电流传感器(电 流变换器)103、把检测出的交流输入电流变换成电压的变换电路109、 驱动开关元件104、 105的开关元件驱动电路110、驱动逆变器部107 的逆变器部驱动电路111以及控制开关元件驱动电路110和逆变器部 驱动电路lll的控制装置112。控制装置112对开关元件104、 105进行通断控制，并且，根据检 测出的交流输入电流，变更开关元件104、 105的导通时间。控制装置 112进行控制，如果由电流传感器103检测出的交流输入电流大于规定在图IO表示的现有的热泵装置的结构中，根据由电流传感器103 检测出的交流输入电流值，控制开关元件104、 105的导通时间的时间 比例。然而，由于用电流传感器(电流变换器)103不能正确地检测瞬 时电流，其结果，不能正确地检测包含畸变的交流输入电流。因此， 在根据由电流传感器103检测出的交流输入电流值进行的控制中，难 以得到高的功率因数。另夕卜，具有如下问题交流/直流变换电路106 的输入控制电路中的2个开关元件104、 105如果由于噪声等同时成为 导通状态，则在由交流电源IOI、电抗器102和开关元件104、 105构 成的闭合环路中设置的电流传感器103不能应对，装置发生故障。因此，为了得到更高的功率因数，考虑使用畸变影响少且电流检 测精度高的霍尔传感器。但是，为了使用霍尔传感器，需要用于补偿 温度特性等的特别的电路，具有成为复杂、高价的电路结构的问题。 另外，存在如下问题在由使用了霍尔传感器的电流检测机构构成热 泵装置的情况下，如果要提高响应速度使得能够迅速应对过电流保护 等，则霍尔传感器的驱动电路的功耗增大。本发明解决上述现有的热泵装置中的问题，目的是提供一种电流 控制装置和效率高、可靠性高的节能的热泵装置，该电流控制装置能 够以简单的结构正确地检测交流输入电流，把输入电流低损失地形成 为正弦波形的输出电流，从而使畸变小，能大幅度地减少高次谐波， 得到高功率的输出，而且能够可靠地防止发生由短路事故等引起的过 电流。本发明第一方案的电源控制装置包括具有开关元件的整流电路，将通过电抗器被输入的来自交流电源 的交流电流变换成整流电流；平滑输出电路，被输入从上述整流电路输出的整流电流，形成对 直流负载的输出；输入电压检测部，检测来自上述交流电源的交流电压的瞬时电压; 输入电流检测部，具有检测来自上述交流电源的交流电流的电流 变换器；
整流电流检测部，检测从上述整流电路向上述平滑输出电路输入
的整流电流的瞬时值；
输出电压检测部，检测与上述整流电路的输出连接的平滑输出电 路的端子电压；
控制电路，被输入来自上述输入电压检测部、上述输入电流检测 部、上述整流电流检测部和上述输出电压检测部的检测信息，输出用 于使上述开关元件进行通断动作的驱动指令信号，使得从上述整流电 路输出的整流电流成为与输入电压同相且正弦波的整流波形；和
切断电路，当来自上述交流电源的输入电流异常时，切断从上述 控制电路输入到上述整流电路的上述驱动指令信号，
上述切断电路，在由上述输入电流检测部的上述电流变换器检测 出的输入电流的绝对值超过预先决定的异常输入电流阈值时，切断从 上述控制电路输入到上述整流电路的驱动指令信号。
这样构成的本发明第一方案的电源控制装置即使在开关元件误动 作而在交流电源侧流过过大电流的情况下也能进行检测，而且，在流 过了直流电流侧的短路电流的情况下也能进行检测。在第一方案的电 源控制装置中，作为交流电源侧的电流检测装置使用电流变换器。如 果输入电流的上升沿陡峭，则电流变换器的灵敏度升高，输出变大， 因此根据电流变换器的输出检测交流电源的异常输入电流，能够防止 由至切断之前的时间延迟引起的电流进一步增大。其结果，通过根据 来自电流变换器的输出进行切断动作，能够可靠地进行电流保护，能 够使用电流直到开关元件的极限。
在本发明第二方案的电源控制装置中，当在上述第一方案的上述 整流电流检测部中检测出的上述整流电流的瞬时值超过了预先决定的 异常整流电流阈值时，判断为上述整流电路的动作异常，由上述切断 电路切断从上述控制电路输入到上述整流电路的驱动指令信号。这样 构成的第二方案的电源控制装置成为能够可靠地防止发生由短路事故 等引起的过电流的可靠性高的装置。另外，在第二方案的电源控制装置中，由整流电流检测部检测从整流电路向平滑输出电路输入的电流， 由于能够检测来自交流电源的输入电流，因此能够调整开关元件的导 通占空比，进行高精度地控制使得来自交流电源的输入电流成为正弦 波形。其结果，依据第二方案的电源控制装置，能够大幅度地提高交 流电源的利用效率。
在本发明第三方案的电源控制装置中，当在上述第一或第二方案
了预先决定的异常输^i电压、阈值时，判断为来自上述交流电源的输入 为异常输入，由上述切断电路切断从上述控制电路输入到上述整流电 路的驱动指令信号。这样构成的第三方案的电源控制装置能够可靠地 防止发生由过大电压引起的电路故障。
在本发明第四方案的电源控制装置中，设有取样保持电路，其根 据用于使上述第一或第二方案的上述开关元件进行通断动作的驱动指 令信号对来自上述整流电路的整流电流进行取样保持，上述取样保持 电路对输入电流波形进行再现，上述控制电路根据所再现的输入电流 波形调整上述驱动指令信号的导通期间。这样构成的第四方案的电源 控制装置能够使输入电流以低损失形成为正弦波形的输出电流，得到 畸变小、大幅度减少了高次谐波的高功率因数的输出。
在本发明第五方案的电源控制装置中，上述第一或第二方案的上 述整流电路由双向开关电路和二极管桥构成，上述双向开关电路能够 通过电抗器与上述交流电源连接成短路，不检测上述交流电源的交流 电压的极性，通过上述双向开关电路的通断驱动，使来自整流电路的 整流电流成为与上述交流电源的输入电压同相且正弦波的整流波形。 这样构成的第五方案的电源控制装置能够使输入电流以低损失形成为 正弦波形的输出电流，得到畸变小、大幅度减少了高次谐波的高功率 因数的输出。
本发明第六方案的电源控制装置构成为交流电源通过电抗器连接 在由多个臂电路构成的整流电路上，上述整流电路的上述多个臂电路 中的至少一个臂电路由可控的开关元件、和将反向的二极管的并联连
接体串联连接2个而成的桥臂电路构成，而且，上述整流电路的输出 通过平滑输出电路而被供给到直流负载，设有检测上述交流电源与上述整流电路之间的电流的电流变换器，设有切断电路，当上述电流变换器的输出电压的绝对值超过了预先决定的异常输入电流阈值时，断开上述开关元件。这样构成的本发明第六方案的电源控装置即使在开关元件误动作而在交流电源侧流过了过大的电流的情况下也能进行检测，而且在流过了直流电源侧的短路电流的情况下也能进行检测。
在本发明第七方案的电源控制装置中，在上述第六方案的上述整流电路与上述平滑输出电路之间设有检测对上述平滑输出电路的整流电流的瞬时值的整流电流检测部，当由上述整流电流检测部检测出的瞬时的整流电流值超过了预先决定的异常整流电流阈值时，上述切断电路断开上述开关元件。这样构成的第七方案的电源控制装置成为能够可靠地防止由短路事故等引起的过电流产生的可靠性高的装置。
在本发明第八方案的电源控制装置中，设有检测来自上述第六或者第七方案的上述交流电源的输入电压的瞬时电压和极性的输入电压
检测部，当把由上述输入电压检测部检测出的瞬时电压记为Vac、把将要从上述整流电路输出的所希望的输出电压记为Vdc*时，根据由关系(1—D) XVdc*= I Vac I
计算出的占空比D，驱动整流电路中的与输入电压的瞬时电压的极性相反的一侧的桥臂电路的开关元件。这样构成的第八方案的电源控制装置使输入电流以低损失形成为正弦波形的输出电流，能够得到畸变小、大幅度减少高次谐波的高功率因数的输出。
在本发明第九方案的电源控制装置中，设置检测来自上述第六或者第七方案的上述交流电源的输入电压的瞬时电压和极性的输入电压检测部，当把由上输入电压检测部检测出的瞬时电压记为Vac、把将要从上述整流电路输出的所希望的输出电压记为Vd^、将K取为常数时，
根据由关系
(1—KXD) XVdc*= I Vac I
计算出的占空比D，驱动上述整流电路中的与输入电压的瞬时电压的极性相反的一侧的上述桥臂电路的上述开关元件，
在上述整流电路的实际的输出电压Vdc比所希望的输出电压Vdc*高的情况下，使常数K的值微量增加，在上述整流电路的实际的输出
10电压Vdc比所希望的输出电压VdcM氏的情况下，使常数K的值微量减少。这样构成的第九方案的电源控制装置能够使输入电流以低损失形成为正弦波形的输出电流，得到畸变小、大幅度减少高次谐波的高功率因数的输出。
在本发明第十方案的电源控制装置中，根据在第七方案的上述开关元件处于断开状态时由上述整流电流检测部检测出的整流电流值，决定上述开关元件的导通占空比的导通时间。这样构成的第十方案的电源控制装置能够使输入电流以低损失形成为正弦波形的输出电流，得到畸变小、大幅度减少高次谐波的高功率因数的输出。
在本发明第十一方案的电源控制装置中，构成为上述第十方案的上述控制电路进行控制，使得以一定周期进行上述开关元件的通断的反复动作，且在一定周期中断开期间不为零。这样构成的第十一方案的电源控制装置能够在控制电路中再现输入电流。
在本发明第十二方案的电源控制装置中，也可以用双极型晶体管、IGBT或者MOSFET构成上述第六至第十方案的上述开关元件。
本发明第十三方案的热泵装置具有上述第一方案至第十二方案的任一个电源控制装置，根据在输入电流检测部中检测出的来自交流电源的交流电压的绝对值的平滑值，检测该热泵装置的负载状态，进行该热泵装置的控制。这样构成的第十三方案的热泵装置由于使用可靠性高、大幅度减少了高次谐波的高功率因数的电源控制装置，因此能够提供节能、可靠性高的热泵装置。
本发明的新的特征除了在权利要求书中记载的内容以外，关于结构以及内容，通过综合其它的目的或者特征，与附图一起阅读以下详细的说明，将能够更好地理解和评价本发明。
发明的效果
本发明的电源控制装置根据检测出的交流输入电流以及输出电流，使交流输入电流以低损失形成为正弦波形的输出电流，能够形成大幅度减少了高次谐波的高功率因数的输出。另外，具有本发明的电源控制装置的热泵装置成为安全性、可靠性以及效率都高的装置。因此，本发明的电源控制装置以及热泵装置由于能够以简单的结构大幅度提高电源的功率因数，即电源的利用效率，因此能够从与当前使用说明书第7/23页
的电源相同的电源得到更大的电力输出，能够构筑节能的电源系统。


图1是用一部分方框表示本发明实施方式1的电源控制装置的结构的电路图。
图2是表示实施方式1的电源控制装置的结构的框图。图3A是表示实施方式1的电源控制装置中的输入电流的一个例子的波形图。
图3B是表示在实施方式1的电源控制装置中使用的电流变换器的输出特性的一个例子的波形图。
图3C是表示实施方式1的电源控制装置中的第二绝对值检测电路的输出特性的一个例子的波形图。
图4是说明在实施方式1的电源控制装置中利用用电流变换器的特性产生的优点的图。
图5是用一部分方框表示本发明实施方式2的电源控制装置的结构的电路图。
图6是实施方式2的电源控制装置中的输入电流以及整流电流的波形图。
图7是用一部分方框表示本发明实施方式3的电源控制装置的结构的电路图。
图8是用一部分方框表示本发明实施方式4的电源控制装置的结构的电路图。
图9是在实施方式4的电源控制装置中使用的双向开关电路的电路图。
图IO是表示现有的热泵装置的示意电路图。
具体实施例方式
以下，参照

本发明的理想实施方式。另外，本发明并不限于以下说明的实施方式的结构，以下说明的实施方式是用于实施本发明的一个具体例子，基于相同技术思想的结构当然也包含在本发明内。(实施方式l)
图1是用一部分方框表示本发明实施方式1的电源控制装置的结
构的电路图。图2是表示实施方式1的电源控制装置的结构的框图。
图1中，实施方式1的电源控制装置中，交流电源1通过电抗器2与作为整流电路的全波整流电路4连接，由交流电源l、电抗器2和全波整流电路4构成闭合环路。全波整流电路4由2个开关元件(IGBT)9、 10以及4个二极管11、 12、 13、 14构成。第一开关元件9与第二开关元件10串联连接，在其连接点上连接电抗器2的一端。电抗器2的另一端连接在交流电源1的一个输出端上。在第一开关元件9以及第二开关元件10上分别并联连接有第一二体管11以及第二二极管12使得流过反向电流。另外，第三二体管13以及第四二体管14串联连接，在其连接点上连接交流电源1的另一个输出端。
在上述那样构成的全波整流电路4中，第一开关元件9与第一二体管ll并联连接，第二开关元件10与第二二体管12并联连接，各个并联连接体串联连接构成1个臂电路(armdrcuit)。另外，第三二极管13以及第四二极管14串联连接构成1个臂电路。而且，在全波整流电路4中，由2个臂电路构成桥臂电路。
如以上那样，第一开关元件9与第一二体管11的并联连接体和第二开关元件10与第二二极管12的并联连接体串联连接，构成第一臂电路，第三二极管13以及第四二极管14的串联连接体构成第二臂电路。在实施方式1中，全波整流电路4由第一臂电路和第二臂电路组成的桥臂电路构成。全波整流电路4的输出由作为平滑输出电路的平滑电容器7反复充放电而被平滑，直流电力被输入到直流负载8。
在上述那样构成的电源控制电路中，设置有包括控制电路24的控制装置50 (参照图2)。
如图2的框图所示，控制装置50中除控制电路24以外，还设置有检测来自交流电源1的输入电压的瞬时电压的输入电压检测部51、检测来自交流电源l的输入电流的绝对值的输入电流检测部52、检测在全波整流电路4与平滑电容器7之间流过的整流电流的整流电流检测部53、检测平滑电容器7的端子电压的输出电压检测部54以及切断电路21。切断电路21构成为根据来自输入电流检测部52、整流电流检测部53和输出电压检测部54的各检测信号，切断从控制电路24向全波整流电路4的开关元件9、 10的驱动指令信号。
输入电压检测部51 (参照图2)包括检测交流电源1的输入电压的瞬时电压(Vac)的脉冲变压器(PT) 15、根据来自脉冲变压器15的输出检测输入电压的瞬时电压的绝对值(I Vac I )的第一绝对值检测电路16、和根据来自脉冲变压器15的输出检测输入电压的极性的第一比较电路17。表示由第一绝对值检测电路16检测出的输入电压的瞬时电压的绝对值以及由第一比较电路17检测出的输入电压的极性的信息被输入到控制电路24。
输入电流检测部52 (参照图2)包括检测交流电源1的输入电流的电流变换器(CT) 3、把由电流变换器3检测出的检测电流变换成与输入电流成比例的检测电压的电阻18、检测其检测电压的绝对值的第二绝对值检测电路19、和检测被绝对值化了的检测电压是否在预先决定的规定值以上的第二比较电路20。第二比较电路20把表示被绝对值化了的检测电压与规定值的比较结果的信息(切断信号)输出到切断电路21以及控制电路24。在切断电路21中，如果被绝对值化了的检测电压在规定值以上，则切断从控制电路24向全波整流电路4的开关元件9、 IO的驱动指令信号。
整流电流检测部53 (参照图2)包括设置在全波整流电路4与平滑电容器7之间的电阻5、把在全波整流电路4与平滑电容器7之间流过的电流(整流电路)与预先决定的规定值(异常整流电流阈值)进行比较的第三比较电路22。第三比较电路22把表示在全波整流电路4与平滑电容器7之间流过的整流电流与规定值(异常整流电流阈值)的比较结果的信息(切断信号)输出到切断电路21以及控制电路24。如果整流电流是在规定值(异常整流电流阈值)以上的电流，则第三比较电路22把切断信号输入到切断电路21，切断电路21切断从控制电路24向全波整流电路4的开关元件9、 10的驱动指令信号。
输出电压检测部54 (参照图2)包括作为检测平滑电容器7的端子电压的直流电压检测装置的直流电压检测器6、把检测出的平滑电容器7的端子电压与预先决定的规定值(异常输出电压阈值)进行比较的第四比较电路23。第四比较电路23把表示平滑电容器7的端子电压与规定值(异常输出电压阈值)的比较结果的信息(切断信号)输
入到切断电路21以及控制电路24。如果平滑电容器7的端子电压在规 定值(异常输出电压阈值)以上，则第四比较电路23把切断信号输出 到切断电路21，切断电路21切断从控制电路24向全波整流电路4的 开关元件9、 IO的驱动指令信号。
关于以上那样构成的实施方式1的电源控制装置，以下说明其动作。
在实施方式1的电源控制装置中，在连接直流负载8进行驱动的 情况下，从交流电源1供给的电力通过电抗器2供给到由具有第一开 关元件9和第二开关元件10的桥臂电路构成的全波整流电路4。
在实施方式1的电源控制装置中，由脉冲变压器15检测来自交流 电源1的输入电压的瞬时电压，在第一比较电路17中检测输入电压的 极性。另外，脉冲变压器15的输出被输入到第一绝对值检测电路16， 检测输入电压的瞬时电压的绝对值I Vac I 。与这些输入电压有关的极 性信息和绝对值信息被输入到控制电路24。
在实施方式1的电源控制装置中，根据与具有脉冲变压器15、第 一绝对值检测电路16和第一比较电路17的输入电压检测部51检测出 的交流电源1的输入电压有关的信息，控制电路24对全波整流电路4 中的开关元件9、 IO进行驱动控制。
如图1所示，交流电源1在第一开关元件9与第二开关元件10的 连接点、第三二极管13与第四二极管14的连接点上，通过电抗器2 施加交流电压。根据来自控制电路24的驱动指令信号互补地通断驱动 第一开关元件9和第二开关元件10，把从交流电源1输入的输入电流 形成为正弦波的输出电流。其结果，由全波整流电路4整流了的直流 电流成为实质上与输入电压同相且把正弦波整流了的实质上呈山形的 波形。在实施方式1的电源控制装置中，通过第一开关元件9和第二 开关元件10的通断驱动，电抗器3进行能量的存储和释放，形成具有 正弦波的整流电流。这样，在实施方式1的电源控制装置中，由于第 一开关元件9和第二开关元件10的通断驱动，使输出的电流成为与输 入电压同相的正弦波，因此高次谐波减少，功率因数大幅度提高。
在实施方式1的电源控制装置中，根据来自输入电压检测部51的信息，由控制电路24对第一开关元件9和第二开关元件10进行通断 驱动，使得输入电流成为正弦波的电流。另外，在该通断驱动中，由 控制电路24根据检测出的输入电压设定第一开关元件9和第二开关元 件10的导通占空比(一个周期中导通时间的比例)D。在输入电压高 的情况下增大导通时间的比例，在输入电压小的情况下减小导通时间 的比例。这样，通过根据输入电压对第一开关元件9和第二开关元件 IO进行通断驱动，输入电流形成为正弦波的电流，能谋求提高功率因 数和减少高次谐波。
接下来，说明控制电路24中的设定导通占空比D的动作。另外， 所谓导通占空比D是开关元件9、 10的通断动作中的导通期间和断开 期间的 一个周期中导通期间的时间比例。
如果把将要从电源控制装置输出的所希望的输出电压记为Vdc*， 把作为第一绝对值检测电路16的输出的输出电压的瞬时电压Vac的绝 对值记为I Vac I ，则在控制电路24中设定的导通占空比D由下述的 式(1)表示。
(1—D) XVdc*= I Vac I (1)
因此，导通占空比D由所希望的输出电压Vdd与输入电压的瞬时 电压Vac决定。
在控制电路24中，按照用式(1)决定的导通占空比D，根据由 第一比较电路17得到的输入电压的极性信息，互补地通断驱动开关元 件9、 10。
基于控制电路24中的导通占空比D的对第一开关元件9或者第二 开关元件10的输入信号分配如下。使用由第一比较电路17得到的输 入电压的极性信息，在交流电源1的电抗器2侧(图1中的上侧输入 端子)的电压高的情况下，对第二开关元件10 (图1表示的臂电路中 的下侧开关元件)进行通断驱动。另一方面，在交流电源1的相反侧 (图1中的下侧输入端子)的电压高的情况下，对第一开关元件9 (图 l表示的臂电路中的上侧开关元件)进行通断驱动。这样，通过对第一 开关元件9或者第二开关元件10进行通断驱动，把来自交流电源l的 输入电流形成为对正弦波进行了整流的实质上具有山形波形的整流电 流。另外，在进一步提高将要输出的所希望的输出电压Vdc^的精度的 情况下，能够使用由直流电压检测器6得到的实际的输出电压Vdc。 在实施方式1的电源控制装置中，能够构成为在输出电压检测部54中 设置比较电路，把检测出的实际的输出电压Vdc与预先设定的所希望 的输出电压Vdd进行比较。在输出电压检测部54中，在检测出的实 际的输出电压Vdc比所希望的输出电压VdcM氏的情况下，在导通占空 比D中增加一定的微小增量。另一方面，在检测出的实际的输出电压 Vdc比所希望的输出电压Vdc^高的情况下，从导通占空比D减去一定 的微小值。即，按照下述的式(2)微量地修正系数K。 (1—KXD) XVdc*= I Vac I (2)
在式(2)中系数K的初始值是1，例如，可以实施在每一秒根据 检测出的实际的输出电压Vdc与所希望的输出电压Vdc^的差使系数K 的值变化O.l等的方法。
通过如上述那样使系数K变化，检测出的实际的输出电压Vdc逐 渐接近所希望的输出电压Vdc、其结果，实施方式l的电源控制装置 能够谋求输出电压精度的进一步提高。另外，除了微调整系数K的方 法以外，根据检测出的实际的输出电压Vdc与所希望的输出电压Vd^ 的差，进行比例或者积分等运算处理决定系数K的方法当然也是可行 的。
如上所述，实施方式1的电源控制装置由于能够根据来自输入电 压检测部51以及输出电压检测部54的各种信息高精度地控制开关元 件(IGBT) 9、 10，因此能够大幅度提高交流电源1的利用效率(功率 因数)。
在实施方式1的电源控制装置中，设置有切断电路21，在交流电 源1的输入中发生了异常状态的情况下，或者在该电源控制装置内的 电路中发生了异常状态的情况下，以及在直流负载8中发生的异常状 态的情况下，停止第一开关元件9和第二开关元件10的通断控制。如 果由切断电路21停止第一开关元件9和第二开关元件10的通断驱动， 则该电源控制装置可靠地停止将要向直流负载8供给的所希望电平的 输出。
接下来，说明在实施方式1的电源控制装置中发生了异常状态时的动作。以下，顺序说明实施方式1的电源控制装置中的输入电流检
测部52、整流电流检测部53以及输出电压检测部54的发生了异常动 态时的动作。
设置在交流电源1与全波整流电路4之间的电流变换器3检测来 自交流电源l的输入电流，由电阻18变换成与检测出的输入电流相对 应的检测电压。其检测电压输入到第二绝对值检测电路19，检测出检 测电压的绝对值，输入到第二比较电路20。在第二比较电路20中，把 与电流变换器103检测出的输入电流相对应的检测电压的绝对值与预 先决定的规定值(异常输入电流阈值)进行比较。表示其比较结果的 信息(切断信号)输入到切断电路21和控制电路24。如果检测电压的 绝对值在异常输入电流阈值以上，则切断电路21瞬时切断从控制电路 24输出到全波整流电路4的开关元件9、 10的驱动指令信号。
图3A、 3B、 3C是表示在实施方式1的电流控制装置中使用的电 流变换器3的输出特性的一个例子的波形图。图3A是电流变换器3检 测的输入电流波形，图3B是电流变换器3的输出电压波形，图3C是 从第二绝对值检测电路19输出的电压波形。
在由电流变换器3检测出图3A中用虚线表示的标准正弦波的输入 电流的情况下，电流变换器3输出在图3B中用虚线表示的标准正弦波 的输出电压波形。这种情况下，第二绝对值检测电路19输出图3C中 用虚线表示的标准正弦波的电压。
如果来自交流电源1的输入电流有上升沿陡峭的波形，则在由电 流变换器3检测出例如图3A中用实线表示那样的具有上升沿陡峭部分 的输入电流波形的情况下，在电流变换器3的输出电压中，成为进一 步强调了输入电流的上升沿陡峭部分的陡峭的电压波形。因此，从电 流变换器3输出的电压波形的振幅增大。如果这样的电流变换器3的 输出电压输入到第二绝对值检测电路19，则成为如图3C中用实线表 示的电压波形，该电压波形的电压从第二绝对值检测电路19输入到第 二比较电路20。
如从第二绝对值检测电路19输出的电压波形(图3C的实线的波 形)所明确的那样，在输入电流具有上升沿陡峭部分的波形的情况下，由电流变换器3检测出的波形成为进一步强调了输入电流的上升沿的 陡峭部分的振幅大的电压波形。因此，在图3C表示的第二绝对值检测 电路19的输出中，通过检测是否超过规定值，能够在具有上升沿陡峭 波形的输入电流成为异常大的输入电流之前进行检测。即，具有直流 电流变换器3的输入电流检测部52能够在实际的输入电流成为异常大 的输入电流之前判断为异常，由切断电路21切断向开关元件9、 10的 驱动指令信号。
在实施方式1的电源控制装置中，利用了如下特性当电流变换 器3检测出上升沿陡峭的电流波形时，电流变换器3进一步强调陡峭 的部分，灵敏度升高。图4说明使用电流变换器3的特征产生的优点。 图4的(a)表示输入电流的上升沿角度小时的波形(X)与大时的波 形(Y)。图4的(b)是从电流变换器3输出的电压波形，(X)是输 入电流的上升沿角度小时的电流变换器3的输出电压波形，(Y)是输 入电流的上升沿角度大时的电流变换器3的输出电压波形。
在输入电流检测部52中，至检测到输入电流是异常电流而切断电 路21切断向开关元件9、 IO的驱动指令信号之前，存在延迟时间。在 该延迟时间的期间有可能输入电流异常升高而破坏元件或设备等。特 别是，在输入电流中的上升沿陡峭的情况下，在延迟时间的期间中有 时成为很大的电流，引起重大的事故。在实施方式1的电源控制装置 中，为了防止这样前事故，利用上述作为电流变换器3旨注的当输 入急剧变化时灵敏度升高这样的特征。
在电流变换器3中，如从图4的(a)以及(b)所明确的那样， 输入电流的上升沿角度越大，即电流的增加率越大，电流变换器3的 输出电压波形越陡峭。如图4的(b)所示，在实施方式l的电源控制 装置中，在电流变换器3的输出电压超过作为预先设定的规定值的异 常输入电流阈值的时刻，使用切断电路21使开关元件9、 IO成为断开 状态。由于如上所述，从判断为输入电流异常到实际切断经过某种程 度的时间，因此在陡峭的情况下，在其经过时间的期间电流进一步增 加，有可能超过开关元件9、 10的临界电流。然而，在实施方式1的 电源控制装置中，由于使用当检测电流的变化急剧时灵敏度升高的电 流变换器3检测输入电流，因此如上述的图3A到图3C所示，在输入
19电流有急剧上升沿的情况下，能够用比实际输入电流的值低的值判断 是否出现异常。
在实施方式1的电源控制装置中，成为在实际切断电流时能够不
超过开关元件9、 10的临界电流可靠地进行切断的结构。因此，在本 发明的实施方式1的电源控制装置中，具有能够恰到好处地使用开关 元件9、 10的临界电流值、不需要使用必要以上的大电流容量的开关 元件9、 10的出色效果。而且，在本发明的实施方式1的电源控制装 置中使用的电流变换器3由于具有不会导致电路损失的特征，因此该 电源控制装置具有高的效率。另外，实施方式1的电源控制装置由于 在输入电流检测中未使用霍尔传感器等检测装置，因此有环境温度等 的影响少、能够简化电路的优点。
如上所述，在实施方式1的电源控制装置中，当作为输入电流检 测部52中的输入电流检测装置的电流变换器3检测出了输入电流的异 常时，切断电路21可靠地切断输入到开关元件9、 10的驱动指令信号， 提高装置的安全性以及可靠性。 [整流电流检测部53]
另外，在实施方式1的电源控制装置中，构成为当设置在全波整 流电路4与平滑电容器7之间的具有电阻5的整流电流检测部53检测 出了异常状态时，切断输入到开关元件9、 10的驱动指令信号。整流 电流检测部53检测在全波整流电路4与平滑电容器7之间流过的整流 电流。在整流电流检测部53中，把由电阻5形成了电压降的整流电流 信息输入到第三比较电路22。在第三比较电路22中，检测被检测出的 整流电流是否在规定值(异常整流电流阈值)以上。表示第三比较电 路22中的比较结果的信息(切断信号)输入到切断电路21以及控制 电路24。如果检测出的整流电流在异常整流电流阈值以上，则切断电 路21切断从控制电路24向全波整流电路4的开关元件9、 10的驱动 指令信号。
在实施方式1的电源控制装置中，构成为当检测平滑电容器7的 端子电压的输出电压检测部54检测出了异常状态时，切断输入到开关 元件9、 IO的驱动指令信号。在输出电压检测部54中，直流电压检测器6检测作为输出电压的平滑电容器7的端子电压，第四比较电路23 检测被检测出的输出电压是否在规定值(异常输出电压阈值)以上。 表示第四比较电路23中的比较结果的信息(切断信号)输入到切断电 路21以及控制电路24。如果检测出的输出电压在异常输出电压阈值以 上，则切断电路21切断从控制电路24向全波整流电路4的开关元件9、 IO的驱动指令信号。
如上所述，在实施方式1的电源控制装置中，在输入电流检测部 52中的电流变换器3检测出了异常大的输入电流值时、整流电流检测 部53检测出了异常大的整流电流值时或者输出电压检测部54检测出 了异常高的输出电压时的任一种状态下，切断电路21都可靠地切断从 控制电路24输入到全波整流电路4的开关元件9、10的驱动指令信号。
因此，实施方式1的电源控制装置成为安全性高的装置，能够提 高使用了该电源控制装置的热泵装置的可靠性。 (实施方式2)
接下来，使用图5以及图6，说明本发明实施方式2的电源控制装 置。图5是用一部分方框表示实施方式2的电源控制装置的结构的电 路图。图6是表示实施方式2的电源控制装置中的输入电流与整流电 流的波形图。在实施方式2的电源控制装置中，与上述实施方式1的 电源控制装置的不同点在于，由电阻5检测从全波整流电路4流向平 滑电容器7的整流电流，表示其检测出的电流值的整流电流信息通过 取样保持电路25输入到控制电路24。因此，在实施方式2的说明以及 图5中，在具有与上述实施方式1的电源控制装置相同的功能、结构 的构成要素上标注相同的附图标记，这些构成要素的说明适用在实施 方式l中的说明。
在实施方式2的电源控制装置中，检测交流电源1的输入电压的 脉冲变压器(PT) 15的输出被输入到第一绝对值检测电路16，在第一 绝对值检测电路16中检测交流电压的绝对值信息。实施方式2的电源 控制装置构成为检测出的交流电压的绝对值信息输入到控制电路24， 根据交流电压的绝对值信息和来自取样保持电路25的整流电流信息， 检测对该电源控制装置的输入电流。
使用图6说明实施方式2的电源控制装置中的输入电流检测动作。图6的(a)是表示从交流电源1输入的输入电流的波形图。在图6的 (b)中，用实线表示当输入了图6的(a)表示的输入电流时，从全 波整流电路4输出而通过电阻5的实际的整流电流波形(凹凸波形)， 用虚线表示直接把输入电流进行了全波整流时的波形(山形波形)。
如图6的(b)所示，通过电阻5的电流的包络线与用虚线表示的 把输入电流进行了全波整流时的波形相对应。图6的(b)中，在用实 线表示的整流电路波形(凹凸波形)中，在电阻5上流过电流的期间 (凸期间)是图5表示的电源控制装置的开关元件9、 IO断开的期间。 在该断开期间通过在取样保持电路25中进行取样保持动作，能够得到 输入电流的信息，能够再现输入电流。在实施方式2的电源控制装置 中，由于构成为全波整流电路4的开关元件9、 10在分时的通断期间 进行动作，因此通过在整流电流中的断开期间检测电流值，能够检测 输入电流。而且，取样保持电路25由于至下一个断开期间为止保持着 检测出的电流信息，因此在输入电流信息被输入的控制电路24中能够 再现输入电流波形。因此，在实施方式2的电源控制装置中，能够由 整流电流检测输入电流。因此，控制电路24进行控制，使得以一定周 期进行开关元件9、 10的通断的反复动作，在其一定周期中，断开期 间不为零。
在实施方式2的电源控制装置中，使用检测出的输入电流信息， 控制开关元件9、 IO的导通占空比，使得其输入电流成为正弦波。
在实施方式2的电源控制装置中，如以下那样把整流电流控制成 与输入电压同相的正弦波电流，成为减少高次谐波、功率因数高的交 流/直流变换装置。在控制电路24中，计算由作为直流电压检测装置 的直流电压检测器6检测出的实际的输出电压Vdc与所希望的输出电 压Vdc^的偏差。根据计算出的偏差和作为交流电源1的输入电压的绝 对值信息的振幅信息设定目标输入电流。求目标输入电流与由整流电 流检测出的输入电流的偏差，调整开关元件9、 10的导通占空比使得 偏差减少。这样，在实施方式2的电源控制装置中，利用了所谓的高 功率因数变换的动作原理。
上述那样构成并动作的实施方式2的电源控制装置除了上述实施 方式1的电源控制装置中的效果以外，还能够使整流电流进一步接近与输入电压同相的正弦波，电源功率因数极高，能够利用电力直到电 源容量的大致极限。
(实施方式3)
接下来，使用附图7说明本发明实施方式3的电源控制装置以及 热泵装置。图7是用一部分方框表示实施方式3的电源控制装置的结 构的电路图。在实施方式3的电源控制装置中，与上述实施方式2的 电源控制装置的不同点在于，还设置有平滑电路26，构成为在平滑电 路26中把第二绝对值检测电路19的输出平滑化(取平均值)，将其平 均值信息输入到控制电路24。这样，在实施方式3的电源控制装置中， 表示电流变换器3的输出的绝对值的信号输入到平滑电路26被平滑 后，检测输入电流的平均值。检测出的输入电流的平均值信息输入到 控制电路24。因此，在实施方式3的说明以及图7中，在具有与上述 实施方式1以及实施方式2的电源控制装置相同的功能、结构的构成 要素上标注相同的附图标记，这些构成要素的说明适用在实施方式1 以及实施方式2中的说明。
由实施方式3的电源控制装置供给电力的直流负载8具体地讲是 对压缩动作流体的压縮机的电机进行驱动的电路。如果压缩机电机的 转速提高则热泵装置的能力增强，能够满足更多的热需求。然而，如 果热泵装置的动作环境例如温度环境等不同，则即使是相同的压缩机 电机以相同的转速驱动，也不会成为相同的能力和相同的功耗。特别 是，如果环境温度升高，则动作流体的压力上升，如果要以相同的转 速驱动相同的压縮机电机，则功耗急剧增加。因此，在实施方式3的 电源控制装置中，为了检测功耗的急剧增加，监视输入电流，在输入 电流急剧增大，作为热泵装置有可能超过设想的容许值的情况下，进 行降低压縮机电机的转速或者停止向压縮机电机供电等的系统控制。
实施方式3的电源控制装置为了检测功耗的急剧增加，使用由电 流变换器3检测出的输入电流。实施方式3的电源控制装置中的输入 电流检测部520如在前边的实施方式1中说明过的那样，包括当输入 电流的变化急剧时灵敏度(输出)升高的电流变换器3、把由该电流变 换器3检测出的检测电流变换成与输入电流成比例的检测电压的电阻 18、检测其检测电压的绝对值的第二绝对值检测电路19、检测绝对值化了的检测电压是否在预先决定的规定值以上的第二比较电路20、和 输入绝对值化了的检测电压进行平滑化(平均值检测)的平滑输出电 路26。在平滑电路26中检测输入电流的平均值，在其平均值超过了预 先决定的值的情况下，进行降低压縮机电机的转速或者停止向压縮机 电机供电等的系统控制。
如上所述，在实施方式3的电源控制装置中，通过电流变换器3 在检测输入电流的同时兼进行功耗急剧增加的检测，能够以简单的结 构构筑可靠性高的系统，而不必在系统控制用中设置新的检测装置。 (实施方式4)
接下来，使用附图8，说明本发明实施方式4的电源控制装置。图 8是用一部分方框表示实施方式4的电源控制装置的结构的电路图。在 实施方式4的电源控制装置中，与上述实施方式1的电源控制装置的 不同点在于，在整流电路4的前级部分设置双向开关电路27，在后级 部分设置用二极管构成的全波整流电路28。因此，在实施方式4的说 明以及图8中，在具有与上述实施方式1的电源控制装置相同功能、 结构的构成要素上标注相同的附图标记，这些构成要素的说明适用在 实施方式l中的说明。
本发明实施方式4的电源控制装置与实施方式1的电源控制装置 相同，交流电源1的输入电流通过电抗器2输入到整流电路4。整流电 路4具备双向开关电路27和全波整流电路28。全波整流电路28并联 连接2个二极管的串联电路，由4个二极管构成二极管桥电路。全波 整流电路28的输出由平滑电容器7平滑后，向直流负载8供给电力。
如图8所示，实施方式4的电源控制装置在向整流电路4的输入 端子间设置有1个双向开关电路27，该双向开关电路27由控制电路 24控制。构成为能够由切断电路21切断由控制电路24对双向开关电 路27的驱动指令信号。
实施方式4的电源控制装置中的控制电路24中的处理内容与上述 实施方式l的控制电路24的处理内容几乎相同，但不同之处在于，将 对实施方式1的电源控制装置中的开关元件9、 10的处理内容变更成 对双向开关电路27的处理内容。而在实施方式4的电源控制装置中， 由于使用了不需要极性信息的双向开关电路27，因此不需要根据交流电源1的输入电压的极性切换开关元件，简化了控制电路。另外，基
于相同的理由，在实施方式4的电源装置中，不需要用于检测交流电
源l的输入电压极性的电路，简化了电路。
图9是在实施方式4的电源控制装置中使用的双向开关电路27的 具体例子。图9的(a)表示了由全波整流电路29和IGBT30构成的双 向开关电路27A。用1个图9的(a)表示的双向开关电路27A实现可 控的开关元件。全波整流电路29以2个二极管的串联体作为l个臂电 路，并联连接2个臂电路而由4个二极管组成的二极管桥电路构成。 臂电路中的2个二极管的连接点成为连接交流电源1的端子A、 B。另 外，在全波整流电路29的阴极侧端子上连接IGBT30的集电极端子， 在全波整流电路29的阳极侧端子上连接IGBT30的发射极端子。另外， 在全波整流电路29的阳极侧端子上设置端子D。构成为在作为IGBT30 的栅极端子的控制端子C上输入来自控制电路24的驱动指令信号，如 果对控制端子C施加作为比端子D的电位高的电位的一定以上的电 压，则IGBT30成为导通状态。作为结果，连接交流电源1的端子A 和端子B与端子之间的电位极性无关，成为等电位。即，通过控制输 入到双向开关电路27A的端子C的信号，双向开关电路27A进行通断 动作。
图9的(b)表示的双向开关电路27B由2个IGBT31、 33和在这 些IGBT31、 33的每一个上并联配置的二极管32、 34构成。IGBT31 与二极管32是反方向的并联连接。即，IGBT31的集电极端子与二极 管32的阴极端子连接，IGBT31的发射极端子与二极管32的阳极端子 连接。另一方面，IGBT33与二极管34是反方向的并联连接，但IGBT31 与IGBT33是反向的。艮卩，IGBT33的发射极端子与二极管34的阳极 端子连接，IGBT33的集电极端子与二极管32的阴极端子连接。而且， IGBT31的发射极端子与IGBT33的发射极端子连接。另夕卜，在IGBT31 的发射极端子与IGBT33的发射极端子的连接点上设置端子D。这样， IGBT31、 33与二极管32、 34连接而构成双向开关电路27B。
图9的(b)表示的双向开关电路27B与图9的(a)的双向开关 电路27A相比较，是开关时的电流通过元件少的结构。图9的(b)的 双向开关电路27B与图9的(a)的双向开关电路27A相同，如果对控制端子C施加作为比端子D的电位高的电位的一定以上的电压，则 IGBT31、 33成为导通状态。因此，在端子A的电位比端子B的电位 高的情况下，由于IGBT31和二极管34，端子A与端子B成为等电位， 双向开关电路27B进行开关动作。另一方面，在端子A的电位比端子 B的电位低的情况下，由于IGBT33与二极管32，端子A与端子B成 为等电位，双向开关电路27B进行开关动作。这样，双向开关电路27B 能够与端子A和端子B的电位的高低无关地进行开关动作。其结果， 在图8表示的控制电路24中，不必知晓交流电源1的极性就能进行开 关控制。
如上所述，在实施方式4的电源控制装置的结构中，由于能够实 现不需要交流电源1的极性信息的控制系统，因此能够简化控制电路。
另外，实施方式4的电源控制装置是把实施方式1的电源控制装 置中的开关元件9、 10置换成双向开关电路的结构，而该结构对于上 述实施方式2的电源控制装置的结构以及实施方式3的电源控制装置 的结构也同样能够适用。
另外，在上述实施方式1至4的说明中，作为开关元件以使用IGBT 的例子进行了说明，而即使是双极型晶体管、MOSFET也可以得到同 样的效果。
在上述实施方式2至3的说明中，作为与控制电路24不同的电路， 以使用了取样保持电路25和平滑电路26的例子进行了说明，而即使 使用控制电路24的运算功能也能实现取样保持电路25和平滑电路26 的功能。
在上述实施方式1至3的全波整流电路4中，以仅是二极管的串 联连接的例子说明了一侧的臂电路，而即使是串联连接了开关元件也 可以得到同样的效果。
在上述的实施方式4中，使用图9说明了双向开关电路的具体例 子，而即使是使用具有反向高耐压的器件等图9表示的结构以外的结 构也能够实现双向开关电路。
在本发明的电源控制装置中，针对如果输入电流的变化剧烈则能 实际切断时的输入电流进一步增加从而超过开关元件的临界电流的问 题，由于在输入电流的检测中使用电流变换器，因此成为如果电流增
26加急剧则检测灵敏度相应提高，能够迅速地做出应该切断这样判断的 结构。因此，依据本发明，能够降低能实际切断时的电流值，直到开 关元件的临界电流附近都能够使用。
另外，在本发明的电源控制装置中，在整流电路与平滑输出电路 之间设置对平滑输出电路的整流电流检测部，当由整流电流检测部检 测出的瞬时的整流电流值超过了预先决定的阈值时，切断电路切断开 关元件的驱动。另外，在本发明的电源控制装置中，通过根据开关元 件处于断开期间时的对平滑输出电路的整流电流值决定开关元件的导
通占空比D，能够正确地检测开关元件的每个控制周期的输入电流。 另外，上述那样构成的本发明的电源控制装置能够实现把来自交流电 源的输入电流形成为高精度的正弦波形的控制，电源功率因数提高， 电源的利用效率大幅度提高。
此外，在本发明的电源控制装置中，整流电路由仅是二极管组成 的二极管桥和与输入电压的极性无关的双向开关电路构成，在单相交 流电源上通过电抗器连接双向开关电路。根据双向开关电路的通断动 作，低损失地形成与输入电压同相且正弦波形的输出电流，能够得到 畸变小，大幅度减少了高次谐波的高功率因数的输出。另外，在本发 明的电源控制装置中，由于用一个开关电路构成而且不需要输入电压 的极性判别，因此成为简单的结构，能够谋求小型而且降低制造成本。
本发明的热泵装置是使用了上述的电源控制装置的热泵装置，使 用当输入电流的变化急剧时灵敏度升高的电流检测装置的绝对值的平 均值，检测系统的负载状态。这样，本发明的热泵装置不用添加新的 检测装置，就能在负载加重了的情况下进行充分发挥热泵装置的能力 等的系统控制，能够进行热泵装置的宽范围而且适宜的运转。
虽然以某种程度的详情对于理想的形态说明了本发明，但该理想 形态的当前的公开内容在结构细节方面应该是可以变化的，各元素的 组合或者顺序的变化能够不脱离所申请的发明的范围以及思想而实 现。
产业上的可利用性
本发明的电源控制装置能改善电源输入的功率因数，大幅度减少高次谐波，因此在使用了该电源控制装置的热泵装置，例如，室内空 调器等空调设备、冰箱等冷冻冷藏设备、或者热泵式供热水机等各种 领域中是有用的。
权利要求
1.一种电源控制装置，其特征在于，包括具有开关元件的整流电路，将通过电抗器被输入的来自交流电源的交流电流变换成整流电流；平滑输出电路，被输入从所述整流电路输出的整流电流，形成对直流负载的输出；输入电压检测部，检测来自所述交流电源的交流电压的瞬时电压；输入电流检测部，具有检测来自所述交流电源的交流电流的电流变换器；整流电流检测部，检测从所述整流电路向所述平滑输出电路输入的整流电流的瞬时值；输出电压检测部，检测与所述整流电路的输出连接的平滑输出电路的端子电压；控制电路，被输入来自所述输入电压检测部、所述输入电流检测部、所述整流电流检测部和所述输出电压检测部的检测信息，输出用于使所述开关元件进行通断动作的驱动指令信号，使得从所述整流电路输出的整流电流成为与输入电压同相且正弦波的整流波形；和切断电路，当来自所述交流电源的输入电流异常时，切断从所述控制电路输入到所述整流电路的所述驱动指令信号，所述切断电路，在由所述输入电流检测部的所述电流变换器检测出的输入电流的绝对值超过预先决定的异常输入电流阈值时，切断从所述控制电路输入到所述整流电路的驱动指令信号。
2.根据权利要求l所述的电源控制装置，其特征在于， 当在所述整流电流检测部中检测出的所述整流电流的瞬时值超过 了预先决定的异常整流电流阈值时，判断为所述整流电路的动作异常， 由所述切断电路切断从所述控制电路输入到所述整流电路的驱动指令 信号。
3. 根据权利要求1或2所述的电源控制装置，其特征在于， 当在所述输出电压检测部中检测出的所述平滑输出电路的输出电压超过了预先决定的异常输出电压阈值时，判断为来自所述交流电源 的输入为异常输入，由所述切断电路切断从所述控制电路输入到所述 整流电路的驱动指令信号。
4. 根据权利要求1或2所述的电源控制装置，其特征在于， 设有取样保持电路，其根据用于使所述开关元件进行通断动作的驱动指令信号对来自所述整流电路的整流电流进行取样保持，所述取 样保持电路对输入电流波形进行再现，所述控制电路根据所再现的输 入电流波形调整所述驱动指令信号的导通期间。
5. 根据权利要求1或2所述的电源控制装置，其特征在于， 所述整流电路由双向开关电路和二极管桥构成，所述双向开关电路能够通过电抗器与所述交流电源连接成短路，不检测所述交流电源 的交流电压的极性，通过所述双向开关电路的通断驱动，使来自整流 电路的整流电流成为与所述交流电源的输入电压同相且正弦波的整流 波形。
6. —种电源控制装置，其特征在于，该电源控制装置构成为交流电源通过电抗器连接在由多个臂电路 构成的整流电路上，所述整流电路的所述多个臂电路中的至少一个臂 电路由可控的开关元件、和将反向的二极管的并联连接体串联连接2 个而成的桥臂电路构成，而且，所述整流电路的输出通过平滑输出电 路而被供给到直流负载，设有检测所述交流电源与所述整流电路之间的电流的电流变换 器，设有切断电路，当所述电流变换器的输出电压的绝对值超过了预 先决定的异常输入电流阈值时，断开所述开关元件。
7. 根据权利要求6所述的电源控制装置，其特征在于， 在所述整流电路与所述平滑输出电路之间设有检测对所述平滑输出电路的整流电流的瞬时值的整流电流检测部，当由所述整流电流检 测部检测出的瞬时的整流电流值超过了预先决定的异常整流电流阈值 时，所述切断电路断开所述开关元件。
8. 根据权利要求6或7所述的电源控制装置，其特征在于， 设有检测来自所述交流电源的输入电压的瞬时电压和极性的输入电压检测部，当把由所述输入电压检测部检测出的瞬时电压记为Vac、 把将要从所述整流电路输出的所希望的输出电压记为Vdc^时，根据由 关系<formula>formula see original document page 4</formula>计算出的占空比D，驱动整流电路中的与输入电压的瞬时电压的 极性相反的一侧的桥臂电路的开关元件。
9. 根据权利要求6或7所述的电源控制装置，其特征在于，设有检测来自所述交流电源的输入电压的瞬时电压和极性的输入 电压检测部，当把由上输入电压检测部检测出的瞬时电压记为Vac、把 将要从所述整流电路输出的所希望的输出电压记为Vdc*、将K取为常数时，根据由关系<formula>formula see original document page 4</formula>计算出的占空比D，驱动所述整流电路中的与输入电压的瞬时电 压的极性相反的一侧的所述桥臂电路的所述开关元件，在所述整流电路的实际的输出电压Vdc比所希望的输出电压Vdc^ 高的情况下，使常数K的值微量增加，在所述整流电路的实际的输出 电压Vdc比所希望的输出电压VdcM氏的情况下，使常数K的值微量减
10. 根据权利要求7所述的电源控制装置，其特征在于， 根据在所述开关元件处于断开状态时由所述整流电流检测部检测出的整流电流值，决定所述开关元件的导通占空比的导通时间。
11. 根据权利要求10所述的电源控制装置，其特征在于，所述控制电路进行控制使得以一定周期进行所述开关元件的通断 的反复动作，且在一定周期中断开期间不为零。
12. 根据权利要求6至11的任一项所述的电源控制装置，其特征 在于，所述开关元件是双极型晶体管、IGBT或者MOSFET。
13. —种热泵装置，其特征在于，该热泵装置具有权利要求1至12的任一项所述的电源控制装置， 根据在输入电流检测部中检测出的来自交流电源的交流电压的绝 对值的平滑值，检测该热泵装置的负载状态，进行该热泵装置的控制。
全文摘要
本发明的电源控制装置，被输入来自输入电压检测部(51)、输入电流检测部(52)、整流电流检测部(53)和输出电压检测部(54)的检测信息的控制电路(24)，输出用于使开关元件进行通断动作的驱动指令信号，使来自整流电路(4)的整流电流成为与输入电压同相且对正弦波的电流波形进行了整流的波形，当由输入电流检测部(52)的电流变换器(3)检测出的输入电流的绝对值超过了预先决定的异常输入电流阈值时，切断电路(21)切断从控制电路(24)输入到整流电路(4)的驱动指令信号。
文档编号H02M7/12GK101682267SQ20088001891
公开日2010年3月24日 申请日期2008年5月30日 优先权日2007年6月4日
发明者京极章弘, 土山吉朗, 川崎智广 申请人:松下电器产业株式会社