功率因数校正转换器的切换控制器的制作方法

文档序号:7494162阅读:247来源:国知局
专利名称:功率因数校正转换器的切换控制器的制作方法
技术领域
本发明涉及一种功率因数校正(power factor correction , PFC )转换器, 特别是涉及一种PFC转换器的切换控制器。
背景技术
图1是现有的PFC转换器的电路示意图。桥式整流器(bridge rectifier) 10将线电压VAC整流为输入电压VDC。输入电压Voc被供应到电感器 (inductor) 20。低通滤波器(low-pass filter) 80接收输入电压VDC以生成有 效线电压(line-effective voltage ) V腿s。整流器30连接在电感器20以及PFC 转换器的输出端之间。体电容器(bulkcapacitor) 40连接在PFC转换器的输 出端与接地参考之间,以提供体电压(bulk voltage ) VBULK。体电压Vbulk是 高于输入电压VDC的升压。体电压VBULK被用于提供电源给PFC转换器的负 载,例如脉宽调制电路60。功率切换(power switch) 70连接至电感器20 与整流器30的结合点,功率切换70执行能量切换以校正PFC转换器的线电 流以及调节体电压VBULK。由串联的电阻器51和52组成的分压器(voltage divider) 50连接在PFC转换器的输出端以及接地参考之间。
切换控制器(switching controller )100具有线电压端RMS、线电流端IAC、 电流感测端IS、补偿端EA、反馈端FB以及输出端OUT。低通滤波器80接 收输入电压VDc并提供有效线电压VRMs给线电压端RMS。线电流端IAC经 由线电阻器12连接至桥式整流器10 ,以接收线参考电流(line-reference current) IAC。感测电阻器11连接至桥式整流器10。电流感测端IS连接至感 测电阻器11以及桥式整流器10的结合点以获得感测电压-Vs 。感测电压-Vs 表示PFC转换器的整体系统电流Is。补偿电容器45连接至补偿端EA用以频率补偿。经由补偿电容器45以获得电压回路误差信号(voltage-loop error signal)VEA 。反馈端FB从电阻器51和电阻器52的结合点接收反馈电压Vra 。 切换控制器100依据反馈电压VFB、有效线电压Vrms、线参考电流Uc以及 感测电压-Vs在输出端OUT生成切换信号VG 。
图2是现有的PFC转换器的切换控制器100a的电路示意图。切换控制 器100a包括电流命令电路(current-command circuit)、切换控制电路、可编 牙呈反々赍电3各(programmable feedback circuit)、轻载检测器(light-load detector) 300以及过电压比寿交器(over-voltage comparator ) 310。电流^^令电if各包4舌平 方电路(square circuit) 305、乘除器(multiplier-divider) 320、电阻器330、 加法器340以及电流回聘4吴差力欠大器(current-loop error amplifier) 350。平方 电路305的输入端连接至线电压端RMS,用以接收有效线电压Vrms。乘除 器320包括连接至线电流端IAC的第一乘法器输入端,用以接收线参考电流 IAC;第二乘法器输入端,用以接收电压回路误差信号VEA;以及连接至平方 电路305的输出端的除法器输入端,用以接收平方的有效线电压Vrms2。
乘除器320生成电流命令信号ICMD,如下列方程式(1)表示
/,"x(1^^)---------------------............-------------(1)
Vrms
其中^是常数,Uc是线参考电流,VEA是电压回路误差信号,Vrms是 有效线电压。
加法器340生成命令信号Vx,如下列方程式(2)表示
二7a^x及33o+(-F^)-------------------------------------------(2)
其中IcMD是电流命令信号,R33o是电阻器330的电阻值,-Vs是表示PFC
转换器的整体系统电流Is的感测电压。电流回路误差放大器350放大命令信
号Vx以生成电流回路误差信号VIEA。
现有的切换控制器100a的切换控制电路包括振荡器110、反相器150、
触发器(flip-flop) 155、与门(ANDgate) 160以及比较器250。振荡器110
生成脉沖信号PLS以及斜坡信号RMP。脉沖信号PLS经由反相器150提供时脉到触发器155的时钟端以启用(enable)切换信号VG。比较器250比较 电流回3各误差信号VIEA以及斜i皮信号RMP。 一旦在+;皮信号RMP高于电流回 路误差信号VIEA,则经由触发器155以及与门160来禁用切换信号VG。
在现有的PFC转换器中,例如,当输入电压VDC是90VDC时,不管PFC 转换器的负载条件,体电压Vbulk被升圧至380VDC。当负载下降至轻负载 条件时,所述现有的PFC转换器的体电压Vbuuc保持在380VDC,例如第一 电平。由于有效供应负载的体电压VBuuc的电平仅需300VDC,例如第二电 平,因此这P争低了转换效率。从而多余的功率消耗将浪费在功率切换70的切 换损耗以及整流器30的功率损耗上。
为了避免多余的功率消耗以及获得更高效率的PFC转换器,采用现有的 切换控制器100a的可编程反馈电路依据PFC转换器的负载条件调节体电压 VBULK于第一电平与第二电平之间。可编程反馈电路包括电流源260、开关 261、电压回路误差放大器200。电源电压Vcc供应到电流源260。开关261 连接在电流源260以及电压回路误差放大器200的负输入端之间。电压回路 误差放大器200的负输入端连接到现有的切换控制器100a的反馈端FB以及 分压器50。反馈阈值VR供应到电压回路误差放大器200的正输入端。电压 回路误差放大器200的输出端连接到补偿端EA。
现有的切换控制器100a还包括轻载检测器300,用以接收电压回路误差 信号VEA以及脉冲信号PLS以生成功率节约信号(power-saving signal) SE。 轻载检测器300具有迟滞特性(hysteresis characteristic),此迟滞特性具有上 阈值(upper threshold) ViH冊以及下阈值(lower threshold) VTH(L)。 一旦电压
回路误差信号VEA小于下阈值VTH(L),则代表检测到负载的轻负载条件。当
轻载检测器300检测到轻负载条件时,启用功率节约信号SE。通过功率节约 信号Se控制开关261。在一^/重负载条件下,禁用功率节约信号Se并依据
电压回3各误差信号VEA调节体电压Vbulk至第一屯平VBULK1 (如图3所示)。
当轻载检测器300检测到轻负载条件时,启用功率节约信号Se以接通(turnon)开关261 。电流源260提供编程电流(programming current) IQ给分压器 50。电压回路误差放大器200的负输入端上增加的反馈电压Vra将体电压 VBULK从第一电平VBULK1调节到第二电平VBULK2 (如图3所示)。当负载增加 到一^/重负载条件时,禁用功率节约信号SE以断开(turnoff)开关261,令 编程电流I(5终止。从而降低电压回路误差放大器200的负输入端的反馈电压 VFB以将体电压VBULK从第二电平VBULK2再次调节到第 一 电平VBULK1 (如图3 所示)。
然而,如图3中的虚线圓圈W和X所示,产生了电压下冲(voltage undershooting)。在体电压VBuuc从第一电平VBULKi下降到第二电平Vbulk2
的瞬间产生第一电压下沖(如虚线圓圈W中所示)。在体电压VBULK从第二
电平VBULK2开始朝第一电平VBuua增加的瞬间产生第二电压下冲(如虚线圓 圈X中所示)。
请同时参看图2和图3,第一电压下沖(如虚线圆圈W中所示)的形成 解释如下。当PFC的输出端的负载减小时,切换控制器100a的反馈端FB上 的反馈电压Vra根据体电压Vbulk的増加而増加。因为反々赍电压Vra被供应 到电压回路误差放大器200的负输入端,由电压回路误差放大器200所生成 的电压回路误差信号VEA与反馈电Vfb成反比例。当电压回路误差信号VEA
低于下阈值VTH(L)时,启用功率节约信号SE以接通开关261。如图l所示,
编程电流IQ流向分压器50。这进一步增加了反馈电压VFB。当反馈电压Vra
超过反馈阈值VR时,电压回路误差信号VEA从下阈值V观l)下降到零。当反
馈电压Vra超过过电压阈值Vovp时,过电压比较器310生成过电压信号Sov 以经由与门160禁用切换信号VG。输入电压VDc的波形将从全波整流波形变 成直流波形。如期间T,所示,输入电压Voc经由图1中的低通滤波器80的 RC网络,将有效线电压VRMs充电达到其最大电平Vrms(max)。
因为切换信号Vg被禁用,所以体电压V叨lk从第一电平VBuua线性下 降。反馈电压Vra随着体电压Vbuuc的下降而幾性下降。当反馈电压Vra下降到约反馈阈值VR时,电压回路误差放大器200的输出电流经由补偿端EA
开始对补偿电容器45充电。如期间T2所示,电压回路误差信号VEA因充电
而往上升,其上升斜率由电压回路误差放大器200的输出电流以及补偿电容 器45的电容值来决定。请参看上述的方程式(1),此时过大的有效线电压 Vrms以及电压回路误差信号VEA緩慢的响应,使得电流命令信号Icmd的幅
度相对较小。小的电流命令信号IcMD使得输入电流lDC减小。这导致了不足 以将体电压VBUUC保持在第二电平VBULK2的能量传送。如虚线圓圈W所示,
从而产生了第一电压下沖。
除了第一电压下沖之外,下面将讨论体电压VeuLK的错误操作。正常情
况下,电压回路误差信号VEA因充电往上升且应在达到下阈值时停止。然而, 请继续参看方程式(1),现有的切换控制器100a的电流回路为了保持电流
命令信号IcMD为常数,如期间丁3所示,将继续增加电压回路误差信号VEA 直到其达到上阔值VTH(H)。
当电压回路误差信号VEA超过上阈值VxH(h)时,功率节约信号SE被禁用
以终止编程电流Iq。如粗体虚线波形所示,反馈电压Vfb被大幅下拉(pull down),从而错误地拉升(pull up ) 了体电压VBULK 。
接下来解释第二电压下沖(如虚线圆圈X中所示)的形成。如期间丁4所 示,当PFC转换器的负载增加时,电压回路误差信号VEA将根据负载的增加 而逐渐增加。当电压回路误差信号VEA超过上阈值VxH(h)时,禁用功率节约
信号SE以断开开关261。因而终止编程电流lQ,从而令^J溃电压VFB下降到 电压电平VRo.反馈阈值V]^以及电压电平Vro分別如下的方程式(3)和方程 式(4)来表示
<formula>formula see original document page 9</formula>
其中lQ是编程电流,Rs!和R52分别是电阻器51和电阻器52的电阻值,以及AV是反馈阈值Vr与电压电平VRo之间的差值。
如期间Ts所示,电压回路误差信号vea继续因充电而上升至其最大值 Vea(max),此最大值vea(max)为令电流命令信号ICMD最大化藉以拉升体电压 vbuuc而不会产生电压下沖。由于受限于电压误差信号vea的緩慢响应,所
以当PFC转换器的负载从PFC转换器抽取电源时,如虚线圓圏X中所示,
产生了第二电压下沖。
PFC转换器的体电压的电压下沖导致了诸如脉宽调制电路60之类的负 载所需要的电源供应不足。这可能导致脉宽调制电路60的过低输入电压条件 (brownout condition)。尽管上述的现有技术解决了 PFC转换器的轻负载条 件下的多余的功率消耗问题,但是其却无法克服电压下沖问题。
因此,需要提供一种PFC转换器,其不仅能够根据不同的负载条件调节 体电压,而且能够平滑地调节体电压而不会产生电压下沖。

发明内容
本发明提供了 一种PFC转换器的切换控制器。此切换控制器包括切换控 制电路、电流命令电路、可编程反馈电路、调制器、过电压检测电路以及轻 载检测电路。切换控制电路生成切换信号。电流命令电路接收有效线电压、 线参考电流以及电压回路误差信号,以提供电流回路误差信号给切换控制电 路。轻载检测电路连接至切换控制电路以及调制器,用于通过检测电压回路 误差信号生成功率节约信号。可编程反馈电路连接至轻载检测电路以根据 PFC转换器的轻负载而生成编程电流。调制器连接至轻载检测电路以生成电 压回路误差信号。过电压检测电路连接至可编程反馈电路以及调制器,以调 制电压回路误差信号。
根据本发明的一目的,依据负载条件调节PFC转换器的体电压于不同电
平上。 j
根据本发明的另一目的,在体电压从第一电平下降达到第二电平的瞬间,采用加速电流(turbo current)来弭除PFC转换器的体电压的第一电压下冲。 根据本发明的又一个目的,利用有效线电压以及电压回路误差信号以避
免PFC转换器的体电压的错误操作。
根据本发明的又一个目的,在体电压从第二电平朝第 一电平增加的瞬间,
令电压回路误差信号最大化以弭除PFC转换器的体电压的第二电压下沖。 上述说明仅是本发明技术方案的概述,为了能够更清楚了解本发明的技
术手段,并可依照i兑明书的内容予以实施,以下以本发明的较佳实施例并配
合附图详细i兌明如后。


图1为现有的PFC转换器的电路示意图。
图2为现有的PFC转换器的切换控制器的电路示意图。
图3为现有的PFC转换器的切换控制器的主要波形图。
图4为本发明实施例的PFC转换器的切换控制器的电路示意图。图5为本发明实施例的PFC转换器的切换控制器的主要波形图。
图6为本发明实施例的切换控制器的轻载检测器的电路图。
图7为本发明实施例的切换控制器的单击电路(one shot circuit)的电路图。
具体实施例方式
下面将以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明本发明,但这些实施 例并非用于限定本发明。说明书中的具有相似或者相同功能的组件将用相同 的数字来表示。
图4为本发明实施例的PFC转换器的切换控制器的电路示意图,即本发 明根据图1中的PFC转换器的切换控制器100b的实施例。切换控制器100b 包括切换控制电路、电流命令电路、可编程反馈电路、调制器、过电压检测电路、轻载检测电路、线电压端RMS、线电流端IAC、电流感测端IS、补偿 端EA、反馈端FB以及输出端OUT。
如图4所示,电流命令电路包括平方电路305、乘除器320、电阻器330、 加法器340、电流回路误差放大器350以及第一箝位电路(clamping circuit)。 平方电路305的输入端连接至线电压端RMS,用以接收有效线电压Vrms。第 一箝位电路包括开关302以及箝位装置,此箝位装置如齐纳二极管(zener diode) 301,此齐纳二极管具有反相击穿电压(reverse breakdown voltage) Vzl,开关302与齐纳二极管301串联在线电压端RMS以及接地参考之间。 乘除器320包括连接至线电流端IAC的第一乘法器输入端,用以接收线参考 电流Uc;第二乘法器输入端,用以接收电压回路误差信号VEA;以及连接至 平方电路305的输出端的除法器输入端,用以接收平方的有效线电压Vrms2。 乘除器320生成电流命令信号Icmd。加法器340的第一输入端接收由电阻器 330转换电流命令信号IcMD后的电压。加法器340的第二输入端在电流感测 端IS接收感测电压-Vs。在加法器340的输出端生成的命令信号Vx被供应到 电流回路误差》文大器350的正输入端。电流回路误差》文大器350的负输入端 连接到接地参考。电流回路误差放大器350放大命令信号Vx以在其输出端生 成电流回路误差信号VIEA。
切换控制电路包括振荡器110、反相器150、触发器155、与门(AND gate) 160以及比较器250。振荡器IIO生成脉沖信号PLS以及斜坡信号RMP。脉 冲信号PLS经由反相器150供应到触发器155的时钟端以启用(enable)切 换信号VG。比较器250比较电流回路误差信号V正a以及斜坡信号RMP。如 果斜坡信号RMP高于电流回路误差信号VIEA,则经由触发器155以及与门 160来禁用切换信号VG。
可编程反馈电路包括电流源260、开关261、电压回路误差放大器200。 电源电压Vcr供应到电流源260。开关261连接在电流源260以及电压回路 误差放大器200的负输入端之间。电压回路误差放大器200的负输入端连接到切换控制器100b的反馈端FB以及图1中的分压器50。反馈阈值VR供应 到电压回路误差放大器200的正输入端。电压回路误差放大器200的输出端 连接到补偿端EA以生成误差信号VEA。
调制器包括开关230、开关370、加法器220以及第二箝位电路。第二箝 位电路包括开关380以及另一箝位装置,如具有反相击穿电压12齐纳二极管 390。加速电流Lre被供应到开关370的第一端。开关370的第二端连接到电 压回路误差放大器200的输出端、补偿端EA以及加法器220的第一输入端。 加法器220的输出端生成电压回路误差信号VVEA。最大电压回路误差信号
VvEA(max)被供应到开关230的第一端。最大电压回路误差信号Vvea(maX)可最
大化电流命令信号IcMD藉以拉升体电压VBULK而不会产生电压下冲。开关230 的第二端连接到加法器220的第二输入端。开关380以及齐纳二极管390串 联在加法器220的输出端以及接地参考之间。
轻载检测电路包括轻载检测器300、反相器360以及单击电路270。轻载 检测器300接收电压回路误差信号Vea以及脉沖信号PLS以生成功率节约信 号SE。功率节约信号SE控制可编程反馈电路的开关261以及第一箝位电路的 开关302。具有迟滞特性(hysteresis characteristic )的轻载检测器300具有上 阈值Vth(h)以及下阈值Vth(l)。 一旦电压回路误差信号Vvea低于下阈值Vth(l), 则检测出轻负载条件。当轻载检测器300检测到轻负载条件时,则启用功率 节约信号SE。单击电路270经由反相器360接收功率节约信号SE以控制调制 器的开关230。
过电压检测电路包括比较器311、反相器151以及与门210。比较器311 的正输入端连接到反馈端FB以从分压器50接收反馈信号VFB。过电压阈值 Vovp被供应到比较器311的负输入端。比较器311的输出端连接到与门210 的输入端。当反馈电压Vra超过过电压阈值Vovp时,比较器311经由反相器 151生成过电压信号Sov,以经由与门160来禁用切换信号VG。功率节约信 号SE被供应到与门210的另一输入端。与门210的输出端被连接以控制调制器的开关370和380。
下面将介绍本发明如何克服现有技术中的在体电压VBULK从第一电平
VBUljK1下降达到第二电平vbulk2的瞬间所产生的第一电压下沖(如图3中的
虚线圓圈W所示)。当PFC转换器处于一船重负载条件下时,体电压VBuuc 被调节在第一电平VBULK1。当PFC转换器的输出端的负载减小时,因为反馈 电压Vra被供应到电压回路误差放大器200的负输入端,所以在电压回路误 差放大器200的输出端生成的误差信号Vea也将下降。当开关230被断开时,
电压回路误差信号VvEA等于误差信号VEA。
一旦电压回路误差信号VvEA小于下阈值Vth(l),则启用功率节约信号SE
以接通开关261。开关302被接通,从而有效线电压VRMs被箝位在齐纳二极 管301的反相击穿电压VZ1。编程电流IQ流向图1中的分压器50,令反馈电 压Vra大幅增加。当反馈电压Vra超过电压阈值Vow,则比较器311与功率 节约信号SE将令与门210的输出端生成逻辑高电平。此时开关370和380被 同时接通。当开关370接通时,加速电流ITB与电压回路误差放大器200的输 出电流相加并经由补偿端EA来对补偿电容器45充电。如期间T6所示,电压 回路误差信号VvEA继续爬升直到被齐纳二极管390箝位在其反相击穿电压 VZ2。下阈值VxH(w的值被预定为齐纳二极管390的反相击穿电压VZ2。相较
于现有技术,改进后的本发明提前将电压回路误差信号VvEA充电至下阈值 ViH(L)的值。此时,因为有效线电压VRMS正被箝位在齐纳二极管301的反相 击穿电压V^,增加了电流命令信号IcMD。因而立刻拉升了体电压Vbulx(如 图5中的虚线圓圈Y中所示),成功地避免了体电压VBULK的第一电压下冲。
下面将继续介绍本发明如何克服现有技术中的在体电压VBULK从第二电
平Vbulk2开始朝第一电平VBuuu增加的瞬间而产生第二电压下冲(如图3中
的虚线圓圏X中所示)。如期间T7所示,当PFC转换器的负载增加时,电
压回路误差信号VvEA将根据负载的增加而逐渐增加。当电压回路误差信号 VEA超过上阈值VTH(H)时,禁用功率节约信号SE以断开开关261。令编程电流Iq終止,从而反馈电压Vfb下降到电压电平Vrq。当功率节约信号Se被禁用 时,则单击电路270生成短逻辑高脉沖(short logic-high pulse)以接通开关 230。开关230将最大电压误差信号VvEA(MAx)传导至加法器220的第二输入
端。此立刻将电压回路误差信号VvEA从上阈值VTH冊的电平拉升到最大电压 回路误差信号VvEA(max)的值。电流命令信号IcMD随即被最大化,使得输入电 流lDC也随着增加。体电压VBUuc被拉升(如图5中的虚线圓圈Z中所示),以 成功地避免了现有技术中的第二电压下沖。
图6为本发明实施例的切换控制器100b的轻载检测器300的电路图。轻 载才全测器300包括迟滞比伞支器(hysteresis comparator) 391和延迟电路351。 在本发明的一个实施例中,通过多个串接的触发器306-308以形成延迟电路 351,以提供延迟期间。迟滞比较器391比较电压回路误差信号Vvea以及其
迟滞参考,此迟滞参考是轻载检测电路的上阈值VTH冊以及下阈值VxH(l)。当 电压回路误差信号VvEA小于下阈值VxH(l)时,代表了轻负载条件,迟滞比较器
391即启用延迟电路351。在延迟电路351的延迟期间之后,触发器308生成 功率节约信号SE。只有在PFC转换器的轻负载条件维持的时间大于延迟电路 351的延迟期间的情况下,才会启用功率节约信号SE。
图7为本发明实施例的切换控制器的单击电路270的电路图。单击电路 270包括反相器91、反相器94、电流源90、晶体管92、电容器93以及与门 95。单击电路270的输入端IN经由反相器91连接到晶体管92的栅极。单击 电路270的输入端IN也连接到与门95的输入端。电流源90连接在电源电压 Vcc以及晶体管92的漏极之间。晶体管92的源极连接到接地参考。电容器 93连接在晶体管92的漏极与接地参考之间。反相器94连接在晶体管92的 漏极以及与门95的另一输入端之间。与门95的输出端连接到单击电路270 的输出端OUT。当单击电路270的输入端IN变成逻辑高电平时,单击电路 270的输出端OUT将生成短逻辑高脉冲,此短逻辑高脉冲的脉冲宽度由电流 源90的电流振幅以及电容器90的电容值来决定。以上所述,仅是本发明的较佳实施例而已,并非对本发明作任何形式上 的限制,虽然本发明已以较佳实施例揭露如上,然而并非用以限定本发明, 任何熟悉本专业的技术人员,在不脱离本发明技术方案范围内,当可利用上 述揭示的结构及技术内容作出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施例, 但是凡是未脱离本发明技术方案的内容,依据本发明的技术实质对以上实施 例所作的任何简单修改、等同变化与修饰,均仍属于本发明技术方案的范围 内。
权利要求
1、一种功率因数校正转换器的切换控制器,其特征在于,所述切换控制器包括切换控制电路,用以生成切换信号;电流命令电路,用以接收有效线电压、线参考电流、第一误差信号以及感测电压,以提供第二误差信号给所述切换控制电路;轻载检测电路,连接至所述切换控制电路,用以通过检测所述第一误差信号来生成功率节约信号;可编程反馈电路,连接至所述轻载检测电路,用以依据所述功率因数校正转换器的负载条件而生成编程电流;调制器,连接至所述轻载检测电路,用以生成所述第一误差信号;以及过电压检测电路,所述过电压检测电路连接至所述可编程反馈电路以及所述调制器以调制所述第一误差信号,以及所述过电压检测电路连接至所述切换控制电路以禁用所述切换信号。
2、 根据权利要求1所述的切换控制器,其特^^于,所述电流命令电路包括: 乘除器,用以生成电流命令信号,其中所述电流命令信号与所述线参考电流以及所述第一误差信号成正比例,以及所述电流命令信号与所述有效线 电压成反比例;第一箝位电路,连接至所述乘除器,其中所述第一箝位电路包括串联的 第一开关以及第一箝位装置,以及当启用所述功率节约信号时,所述有效线 电压被所述第一箝位装置箝位在第一箝位电压;第一加法器,连接至所述乘除器,用以将所述电流命令信号以及所述感 测电压相加来生成命令信号;以及第二误差放大器,连接至所述第一加法器,用以放大所述命令信号以生 成所述第二误差信号。
3、 根据权利要求2所述的切换控制器,其特征在于,所述可编程反馈电 路包括被所述功率节约信号控制的第二开关,其中所述第二开关传导编程电流以调制反馈电压,以及所述反馈电压与所述功率因数校正转换器的所述负载条件相关;以及第 一误差放大器,具有用以接收所述反馈电压的第 一输入端以及用以接 收反馈阈值的第二输入端,其中所述第 一误差放大器放大所述反馈阈值与所 述反馈电压之间的差值,以在所述第一误差放大器的输出端生成误差信号。
4、 根据权利要求3所述的切换控制器,其特征在于,所述调制器包括 第二加法器,具有第一输入端、第二输入端以及输出端,其中所述误差信号供应到所述第二加法器的所述第一输入端,以及所述第二加法器的所述 输出端生成所述第一误差信号;第三开关,具有第一端以及第二端,其中最大误差信号供应到所述第三 开关的所述第一端,以及所述第三开关的所述第二端连接到所述第二加法器 的所述第二输入端;第四开关,具有第一端以及第二端,其中加速电流供应到所述第四开关 的所述第一端,以及所述第四开关的所述第二端连接到所述第一误差;^文大器 的所述输出端;以及第二箝位电路,包括相互串联的第五开关以及第二箝位装置,其中所述 第二箝位电路连接在所述第二加法器的所述输出端以及接地参考之间。
5、 才艮据权利要求4所述的切换控制器,其特征在于,所迷过电压;f全测电 路包括比较器,具有第一输入端、第二输入端以及输出端,其中所述反馈电压 供应到所述比较器的所述第一输入端,过电压阈值供应到所述比较器的所述 第二输入端,所述比较器的所述输出端经由第一反相器生成过电压信号,以 禁用所述切换信号;以及与门,具有第一输入端、第二输入端以及输出端,其中所述与门的所述 第 一输入端连接到所述比较器的所述输出端,所述功率节约信号供应到所述 与门的所述第二输入端,以及所述与门的所述输出端控制所述第四开关以及 所述第五开关。
6、 根据权利要求4所述的切换控制器,其特征在于,所述轻载检测电路包括轻载检测器,当所述第一误差信号低于所述轻载检测器的下阈值时,所 述轻载检测器启用所述功率节约信号,以及当所述第一误差信号高于所述轻 载检测器的上阈值时,所述轻载检测器禁用所述功率节约信号;以及单击电路,具有输入端以及输出端,其中所述功率节约信号经由第二反 相器供应到所述单击电路的所述输入端,以及所述单击电路的所述输出端控 制所述第三开关。
7、 根据权利要求l所述的切换控制器,其特征在于,所述第二误差信号 用于禁用所述切换信号。
8、 根据权利要求l所述的切换控制器,其特征在于,所述感测电压表示 所述功率因数校正转换器的整体系统电流。
9、 根据权利要求3所述的切换控制器,其特征在于,所述第一误差放大 器的所述输出端还连接到补偿电容器,以生成所述误差信号。
10、 根据权利要求4所述的切换控制器,其特征在于,所述最大误差信 号的幅度等于所述第一误差信号的最大幅度。
11、 根据权利要求4所述的切换控制器,其特征在于,接通所述第三开 关将所述第一误差信号增加至所述最大误差信号的幅度,以最大化电流命令 信号。
12、 根据权利要求6所述的切换控制器,其特征在于,当所述第一误差 信号超过所述第二箝位装置的第二箝位电压时,通过所述第二箝位装置来箝 位所述第一误差信号。
13、 根据权利要求6所述的切换控制器,其特征在于,所述上阈值的幅 度大于所述下阈值的幅度。
14、 根据权利要求12所述的切换控制器,其特征在于,所述第二箝位电 压等于所述轻载检测电路的所述下阈值。
全文摘要
本发明提供了一种功率因数校正转换器的切换控制器。此切换控制器包括切换控制电路、电流命令电路、可编程反馈电路、调制器、过电压检测电路以及轻载检测电路。切换控制器能够依据PFC转换器的负载条件调节PFC转换器的体电压于不同的电平上。在体电压从第一电平下降到第二电平的瞬间,加速电流消弭了体电压的第一电压下冲。在体电压从第二电平开始朝第一电平增加的瞬间,令电压回路误差信号最大化以消弭体电压的第二电压下冲。
文档编号H02M1/00GK101552564SQ200910138618
公开日2009年10月7日 申请日期2009年5月6日 优先权日2009年5月6日
发明者徐乾尊, 陈振松 申请人:崇贸科技股份有限公司
网友询问留言 已有0条留言
  • 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞!
1