临界导通模式三引脚封装恒定电流电压控制器的制作方法

专利名称：临界导通模式三引脚封装恒定电流电压控制器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及电源转换领域，尤指一种在初级侧调节的控制器，其仅使用三个 引脚来产生恒定输出电流和恒定输出电压。
技术背景 反激式转换器用作电池充电器和交流适配器，可向重负载提供恒定电流和向轻负 载(例如当电池充满电时)提供恒定电压。反激式转换器可以断续导通模式(DCM)、临界导 通模式(CRM)或连续导通模式(CCM)工作。在断续导通模式中，在传递到次级电感器的所 有能量均已释放之后、电流再次开始通过初级电感器斜坡上升之前，存在一时间间隙。在连 续导通模式中，在电流己停止流过次级电感器以释放所传递能量之前，电流开始在初级电 感器中斜坡上升。在临界导通模式中，大约在电流停止流过次级电感器的同时，电流开始在 初级电感器中斜坡上升。反激式转换器以临界导通模式工作具有多种优点。例如，以临界导通模式工作的 反激式转换器的自振荡能力会减小开关损耗。此外，为获得给定的充电功率所需的峰值电 感器电流在临界导通模式中比在断续导通模式中低。尽管这两种情形中的平均电流相同， 然而在临界导通模式中没有死区时间(dead time)。在峰值电流较低时可实现较高的能量 传递效率。此外，在临界导通模式中比在连续导通模式中可实现更高的效率，因为在连续导 通模式中，在所有能量从次级电感器释放之前初级电感器便开始充电。自振荡并且以临界导通模式工作的反激式转换器具有多种现有设计。图1(现 有技术)图解说明实例性的现有技术自振荡反激式转换器10，也称为“振铃扼流转换器 (ringing choke converter) 自振荡是利用两个双极型晶体管实现。第一晶体管Qlll用 作初级电感器12的开关。第二晶体管Q213在每一开关循环结束时关断第一晶体管QUI。 转换器10通过经光耦合器15从变压器14的次级侧接收反馈来控制其输出电流和电压。 转换器10还利用次级侧上的并联参考U116。例如，并联参考U116是将其第三端子调节到 1.25伏的三引脚式部件TL431。转换器10的缺点是，由于其采用许多部件来执行恒定输出电压和恒定输出电流 控制，因而其比较昂贵。如图1所示，并联参考U116、电阻R2、R3和R6以及电容器C2用于 恒定输出电压控制。晶体管Q3以及电阻R4和R5用于恒定输出电流控制。还需要光耦合 器15，以将控制信号从反激式转换器10的次级侧传递到初级侧。初级侧上的两个外部双极 晶体管11和13以及光耦合器15和并联参考16均会增加转换器10的成本。此外，转换器 10的分立部件随着时间的推移不如集成电路中的同等部件可靠。当转换器10首先接通时，流经启动电阻RSTART17的电流使晶体管Qlll的基极电 压VB升高并且使晶体管Qlll导通。当晶体管Qlll导通时，在辅助电感器18中形成正的再 生反馈，该反馈通过R/C网络19施加到晶体管Qlll的基极，从而使晶体管Qlll快速导通。 随着晶体管Qlll的射极电流增大，射极电阻RE 20两端的电压增大来自光耦合器15的反 馈电压VFB，并且升高晶体管Q213的基极电压。当晶体管Q213导通时，电流从晶体管Qlll的基极泄放，并且基极电压VB降低。当晶体管Qlll开始关断时，电流停止流过初级电感器 12，并且变压器14的所有电感器两端的电压均按照通常的反激式动作进行反转。电流通过 辅助电感器18和R/C网络19流到晶体管Qlll的基极会引起再生关断。晶体管Qlll保持 关断，直到变压器14中存储的所有能量均传递到次级侧。在重负载条件下，来自反馈回路 所控制的辅助绕组的谐振电流将使下一用于导通晶体管Qlll的开关循环立即开始。在轻 负载或空载条件下，当电流不再流经任一电感器时，电感器两端的电压下降到零。当辅助电 感器18两端的电压为零并且流过起动电阻RSTART17的输入电流已再次在晶体管Qlll的 基极上积聚上，晶体管Qlll将导通并且开始新的循环。图2(现有技 术)显示自振荡反激式转换器21的简单得多的实施方案。转换器21 利用两个双极晶体管实现自振荡。通过变压器22从反射电压接收用于调节输出电流和电 压的反馈。尽管转换器21不采用光耦合器和并联参考，但这两个双极晶体管和这许多分立 部件增加转换器的成本。类似于转换器10，转换器21还利用再生反馈使其晶体管导通和关断。当转换器 21首先导通时，流过起动电阻RSTART 23的电流增大晶体管Q124的基极电压，并且晶体管 Q124开始导通。晶体管Q124随后快速导通，因为当其导通时，电流开始流过辅助电感器25。 在辅助电感器25两端形成正的再生反馈电压，该反馈电压通过R/C网络26施加到晶体管 Q124的基极。随着晶体管Q124的射极电流的增大，射极电阻RE 27两端的电压使第二晶 体管Q228的基极电压增大。在晶体管Q124关断时，第二晶体管Q228的基极电压由辅助电 感器25两端的反馈电压设定，而该反馈电压则通过由二极管Dl和D2、电阻Rl和R2以及 电容器Cl形成的反馈网络29调节。当射极电阻RE 27两端的电压增大到超过由反馈网络 29所设定的电压时，晶体管Q124开始关断。根据通常的反激式动作，当电流停止流过变压 器22的初级电感器30时，变压器22的所有电感器两端的电压均反转。此时，因电流通过辅助电感器25和R/C网络26流到晶体管Q124的基极而引起再 生关断，并且使晶体管Q124迅速关断。晶体管Q124保持关断，直到存储在变压器22中的 所有能量均传递到次级侧。在重负载条件下，来自反馈回路所控制的辅助电感器25的谐振 电流将使下一用于导通晶体管Q124的开关循环立即开始。在轻负载或空载条件下，当电流 不再流经任一电感器时，电感器两端的电压下降到零。当辅助电感器25两端的电压为零并 且流过起动电阻RSTART 23的输入电流已再次在晶体管Q124的基极上积聚上，晶体管Q124 将导通并且开始新的循环。包括二极管Dl和D2、电阻Rl和电容器Cl的反馈网络29用于通过关断晶体管 Q124以改变其导通时间来控制恒定输出电压。射极电阻RE27、电阻R2、电容器C2和第二晶 体管Q228用于控制恒定输出电流。反激式转换器21的主要缺点是输出电压和输出电流的 精确度较差。本实用新型的目的在于提供一种廉价的自振荡、初级侧受控的反激式转换器，其 应具有更少的外部部件并且可以以临界导通模式工作、但仍精确地控制恒定输出电流和电 压。例如，力图提供一种只具有一个外部晶体管的自振荡、初级侧受控的反激式转换器，其 由容纳在具有很少引脚的IC封装中的控制器IC进行控制。
实用新型内容本实用新型所要解决的技术问题是提供一种临界导通模式三引脚封装恒定电流 电压控制器，具有更少的外部部件并可以以临界导通模式工作，且仍精确地控制恒定输出 电流和电压，节约了制造成本。为了解决以上技术问题，本实用新型提供了如下技术方案首先，本实用新型提供了一种集成电路封装，其包括开关控制端子，耦接到电感 器开关，所述电感器开关由具有接通时间的电感器开关控制信号断开，容纳在所述集成电 路封装中的控制器集成电路在恒流模式中调整所述接通时间以使反激式转换器的输出电 流保持恒定，并且在恒压模式中调整所述接通时间以使所述反激式转换器的输出电压保持 恒定；反馈端子，所述控制器集成电路通过所述反馈端子接收电力；以及接地端子，所述控 制器集成电路通过所述接地端子接地。进一步，所述反激式转换器是自振荡的；所述集成电路封装除所述开关控制端子、 所述反馈端子和所述接地端子外，不再包括其它端子；所述反激式转换器在所述恒流模式 期间以临界导通模式工作；在所述开关控制端子上接收基极信号，并且其中所述基极信号 指示流过所述反激式转换器的电感器的电流；所述控制器集成电路包括自动调零电路，所 述电感器开关表现出基极-射极偏移电 压，所述基极信号具有电压，并且所述自动调零电 路通过对所述基极信号的电压进行自动调零以减掉所述基极_射极偏移电压，来确定流过 所述电感器的所述电流；所述电感器开关具有基极和集电极，所述开关控制端子耦接到所 述基极，并且所述集电极耦接到所述电感器；在所述反馈端子上接收反馈信号，并且所述反 馈信号指示所述反激式转换器的电感器两端的电压。其次，本实用新型还提供了一种集成电路封装，其包括开关控制端子，耦接到外 部电感器开关和内部电源开关，所述内部电源开关由具有接通时间的电感器开关控制信号 断开，并且容纳在所述集成电路封装中的控制器集成电路调整所述接通时间，以使反激式 转换器的输出电压保持恒定；反馈端子，用于接收反馈信号，所述反馈信号是从所述反激式 转换器的第一电感器两端的电压导出，其中所述反馈信号为所述控制器集成电路供电，并 且所述反馈信号由所述控制器集成电路用于产生所述电感器开关控制信号；和接地端子， 所述控制器集成电路通过所述接地端子接地，所述集成电路封装除所述开关控制端子、所 述反馈端子和所述接地端子外，不再包括其它端子。进一步，所述控制器集成电路在恒压模式中调整所述接通时间以使所述反激式转 换器的输出电压保持恒定，所述控制器集成电路在恒流模式中调整所述接通时间以使所述 反激式转换器的输出电流保持恒定，并且所述反激式转换器在所述恒流模式期间以临界导 通模式工作；所述反馈信号在所述外部电感器开关接通时为所述控制器集成电路供电，并 且所述反馈信号由所述控制器集成电路用于确定所述外部电感器开关断开时所述反激式 转换器的输出电压；所述第一电感器两端的所述电压是反馈电压，所述控制器集成电路包 括开关电容器电路，所述反激式转换器的输出电压由所述开关电容器电路确定，所述开关 电容器电路在电容器的一个极板上提供具有负值的所述反馈电压并且在所述电容器的另 一极板上提供具有类似的正值的参考电压；在所述开关控制端子上接收基极信号，并且所 述基极信号指示电流流过所述反激式转换器的第二电感器的速率；所述第一电感器是所述 反激式转换器的辅助电感器，并且所述第二电感器是所述反激式转换器的初级电感器；在 恒压模式中，所述反激式转换器的输出电流小于预定电流限值，并且在所述恒压模式中，所述控制器集成电路调整所述接通时间，以使所述反激式转换器的输出电压保持恒定，并且 当所述反激式转换器的输出电流下降到所述预定电流限值的设定百分比以下时，所述反激 式转换器在所述恒压模式中以断续导通模式工作。再者，本实用新型还提供了一种电源转换器，其包括初级电感器；电感器开关， 耦接到所述初级电感器，所述电感器开关具有基极；辅助电感器，磁耦合到所述初级电感 器；和控制器集成电路，具有内部电源开关、反馈焊盘、基极焊盘和接地焊盘，所述基极焊 盘耦接到所述内部电源开关和所述电感器开关的基极，所述内部电源开关由具有接通时间 的电感器开关控制信号断开，所述控制器集成电路通过所述反馈焊盘接收电力，所述反馈 焊盘接收反馈信号，所述反馈信号由所述控制器集成电路用于产生所述电感器开关控制信 号，并且所述控制器集成电路在恒流模式中调整所述电感器开关控制信号的接通时间，以 使所述电源转换器的输出电流保持恒定。进一步，在所述电感器开关控制信号的接通时间期间，所述电感器开关控制信号 被取消设置；所述电源转换器在所述恒流模式中以临界导通模式工作；所述控制器集成电 路除所述反馈焊盘、所述基极焊盘和所述接地焊盘外，不再包括其它焊盘；所述反馈信号是 从所述辅助电感器两端的电压导出，并且其中当所述电感器开关断开时，所述控制器集成 电路利用所述反馈信号在恒压模式中调整所述电感器开关控制信号的接通时间；在所述基 极焊盘上接收基极信号，所述基极信号指示流过所述初级电感器的电流，并且当所述电感 器开关接通时，所述控制器集成电路利用所述基极信号在恒流模式中调整所述电感器开关 控制信号的接通时间；流过所述初级电感器的电感器电流具有大小，其中所述电感器开关 表现出基极-射极偏移电压，在所述基极焊盘上接收具有电压的基极信号，所述控制器集 成电路通过从所述基极信号的电压中减去所述基极-射极偏移电压而产生所述基 极信号 的自动调零的电压，并且所述控制器集成电路利用所述基极信号的自动调零的电压来确定 所述电感器电流的大小。最后，本实用新型还提供了一种电源转换器，其包括电感器开关，具有集电极和 基极，所述电感器开关具有接通时间；初级电感器，耦接到所述电感器开关的集电极；辅助 电感器，磁耦合到所述初级电感器；和控制器集成电路的基极焊盘，所述基极焊盘耦接到所 述电感器开关的基极，其中所述基极焊盘上所存在的基极信号使所述电感器开关断开；和 用于接收反馈信号的装置，所述反馈信号是从所述辅助电感器两端的电压导出，所述反馈 信号既用于为所述控制器集成电路供电，也用于调整所述电感器开关的接通时间，以使所 述电源转换器的输出电压保持恒定。进一步，所述控制器集成电路的接地焊盘，除通过所述基极焊盘、所述接地焊盘和 所述装置外，不向所述控制器集成电路或从所述控制器集成电路传递电流；所述控制器集 成电路封装在集成电路封装中，所述集成电路封装包括开关控制端子、反馈端子和接地端 子，所述基极焊盘耦接到所述开关控制端子，所述装置耦接到所述反馈端子，并且所述集成 电路封装包括不多于三个端子；所述电感器开关、所述初级电感器、所述辅助电感器、所述 基极焊盘和所述装置位于所述电源转换器的初级侧，次级电感器位于所述电源转换器的次 级侧，并且所述控制器集成电路不从所述次级侧接收信号。综上所述，本实用新型所采用的一种自振荡反激式转换器包括容纳在只具有以下 三个端子的IC封装中的控制器集成电路(IC)接地端子、开关控制端子和反馈端子。开关控制端子和反馈端子均用于双重功能。控制器IC通过接地端子接地。开关控制端子耦接 到外部电感器开关的基极，所述外部电感器开关控制流过反激式转换器的初级电感器的电 流。控制器IC调整电感器开关的接通时间，以使得在恒流模式中输出电流保持恒定并且在 恒压模式中输出电压保持恒定。在恒流模式中，控制器IC控制流过初级电感器的电流的峰 值大小，以使反激式转换器的输出电流不超过预定电流限值。电感器开关的接通时间对应 于用于控制控制器IC中内部主电源开关的电感器开关控制信号的接通时间。主电源开关 的漏极通过开关控制端子耦接到外部电感器开关的基极。在开关控制端子 上接收的基极信号不仅使电感器开关断开，而且还在电感器开关 接通时提供关于输出电流的指示。基极信号指示电流流经反激式转换器的初级电感器的速 率。电感器开关既通过电感器开关控制信号关断内部主电源开关而接通，也通过流经反激 式转换器的辅助电感器的电流的再生驱动而接通。在反馈端子上接收的反馈信号为控制器 IC供电，以及在电感器开关断开时提供关于输出电压的指示。反馈信号是从反激式转换器 的辅助电感器两端的电压导出。尽管反激式转换器在恒流模式中以临界导通模式工作，控制器IC仍使电感器开 关保持最短的断开时间，以防止反激式转换器的效率在轻负载条件下降低。当反激式转换 器的负载在临界导通模式中减小并且开关效率升高到对应于最短断开时间的阈值时，反激 式转换器从临界导通模式变为断续导通模式，并且最高开关频率受到限制。控制器IC包括自动调零(auto-zeroing)电路和开关电容器电路。自动调零电路 通过对基极信号的电压进行自动调零以使电感器开关的基极-射极偏置电压被消除，来确 定流经初级电感器的电流。开关电容器电路将电感器开关断开时反馈信号的负电压提供给 反馈电容器的一个极板，并将具有相似正值的参考电压提供给电容器的另一极板。另外，本实用新型所采用的一种操作电源转换器的方法包括以下步骤将次级电感器 和辅助电感器磁稱合到电源转换器的初级电感器。所述电源转换器具有外部电感器开关和控 制器IC，所述控制器IC具有内部主电源开关。所述内部主电源开关的漏极稱接到所述外部电 感器开关的基极。所述内部电感器开关由电感器开关控制信号和再生反馈进行接通和断开。在另一步骤中，在所述控制器IC的反馈焊盘上接收反馈信号。所述反馈信号是从 所述辅助电感器两端的电压导出。在另一步骤中，利用所述反馈信号为所述控制器IC供 电。在另一步骤中，利用所述反馈信号确定所述电源转换器的输出电压。在另一步骤中，在 所述控制器IC的基极焊盘上接收基极信号。所述基极信号指示流经所述初级电感器的电 感器电流。在另一步骤中，利用所述基极信号断开所述外部电感器开关。因电流流经所述 辅助电感器而引起的再生断开也促使所述外部电感器开关断开。在另一步骤中，利用所述 基极信号确定输出电流。在恒压模式中，利用所述基极信号调整所述外部电感器开关的接通时间，以在所 述输出电流低于预定电流限值时使所述电源转换器的输出电压保持恒定。在恒流模式中，也利用所述基极信号调整所述外部电感器开关的接通时间，以在 原本需要更大的输出电流才能实现所调节的输出电压时使输出电流在所述预定电流限值 处保持恒定。在另一实施例中，一种电源转换器包括电感器开关、初级电感器、辅助电感器、基 极焊盘、接地焊盘和用于接收反馈信号的装置。所述基极焊盘和接地焊盘位于控制器IC上。除通过所述基极焊盘、所述接地焊盘和所述装置外，没有电流传递到所述控制器IC或 从所述控制器IC传递出。所述电感器开关具有集电极和基极，并表现出具有接通时间。所 述初级电感器耦接到所述电感器开关的集电极。所述辅助电感器磁耦合到所述初级电感 器。所述基极焊盘耦接到所述电感器开关的基极。所述基极焊盘上存在的基极信号使所述电感器开关断开，并用于调整所述电感器 开关的接通时间，以使所述电源转换器的输出电流保持恒定。所述装置接收的反馈信号是 从所述辅助电感器两端的电压导出，用于为控制器IC供电，并用于调整电感器开关的接通 时间，以使电源转换器的输出电压保持恒定。关于本实用新型的优点与精神可以藉由以下的
和具体实施方式
得到进 一步的了解。
附图说明
以下结合附图和具体实施方式
对本实用新型作进一步详细说明其中相同的编号 指示相同的组件。图1是现有技术中在次级侧上受控且具有分立组件的自振荡反激式转换器的简 化示意图。图2是现有技术中在初级侧上受控且具有分立组件的自振荡反激式转换器的简 化示意图。图3是具有控制器集成电路(IC)的自振荡、初级侧受控反激式转换器的简化示意 图，所述控制器集成电路容纳在只具有三个引脚的集成电路封装中。图4是显示理想化波形的图，这些理想化波形图解说明图3所示反激式转换器的 操作。图5是图3的只具有三个焊盘的控制器IC的更详细示意图。图6是在恒流模式中和恒压模式中流过图3反激式转换器的次级电感器的峰值电 流随时间变化的示意图。图7是图3反激式转换器的输出电压_输出电流示意图，其显示在恒流模式、恒压 模式、临界导通模式和断续导通模式中的工作区域。图8是图3反激式转换器的另一实施例的运行参数表，根据输入线电压而定，所述 反激式转换器在不同的输出电流负载水平下从临界导通模式变为断续导通模式。图9是通过调整电感器开关的接通时间来控制图3反激式转换器的输出电流和电 压的方法的流程图。图10是在高、低AC输入线电压下，图3反激式转换器的峰值电压限值与负载循环 之间的关系示意图。
具体实施方式
现在将详细参照本实用新型的某些实施例，这些实施例的例子在附图中被示出。图3是反激式转换器35的图，反激式转换器35具有封装在集成电路封装37中的 控制器集成电路(IC) 36。尽管术语“集成电路”常用于既表示集成电路、也表示其中容纳有 集成电路的集成电路封装，然而本文所用的术语“集成电路”只表示集成电路裸片(die)。反激式转换器35包括用于将输入电压转换成不同输出电压的变压器38。变压器38包括初 级电感器(绕组)39、次级电感器40和辅助电感器41。初级电感器39具有Np匝；次级电 感器40具有Ns匝；并且辅助电感器41具有Na匝。在一个实施例中，输入电压是来自墙上插座的电压，输出电压则用于对便携式电 子用户装置(例如移动电话或便携式媒体播放器)进行充电。当转换器35中的电感器开 关仏42接通时，电感器电流(IuO 43开始流经初级电感器39。在电流通过初级电感器39斜 坡上升到峰值并随后停止时，初级电感器39周围的崩溃的磁场向次级电感器40传递能量。 电流开始流经次级电感器40时的峰值通过匝数比与流经初级电感器39的峰值电流Ipeak相 关。电流然后流出次级电感器40，对次级侧整流二极管D04施加正向偏压，并注入到输出 电容器45中。传递到次级电感器40的能量在不同的输出电压下从反激式转换器35作为 输出电流输出。在某些应用中，例如在对电子用户装置进行充电的应用中，希望防止输出电 流超过预定电流限值。图4显示反激式转换器35的各个节点上的理想化波形。这些波形图解说明反激 式转换器35的操作，包括电感器开关Q02如何接通和断开。控制器IC36通过调整流过初 级电感器39的峰值电流，控制反激式转换器35的输出电压(Vqut)和输出电流(Iom)。通过 控制电感器开关仏42的接通和断开时间来调整峰值电流。反激式转换器35以两种模式工 作恒流模式和恒压模式。在恒流模式中，控制器IC 36控制电感器开关仏42的接通时间， 以使初级电感器电流、43停止增大时的时刻(T3)对应于电流检测信号(Vcs)46达到峰值 电流限值(Vipk)时的时刻。在恒压模式中，控制器IC 36控制电感器开关仏42的接通时间， 以使初级电感器电流‘43停止增大时的时刻(T3)对应于电流检测信号(Vcs)46达到误差 电压(Vektok)时的时刻，其中误差电压(Vektok)低于峰值电流限值(Vm)。误差电压乂-皿是 通过将参考电压与从辅助电感器41导出的反馈信号47的电压(Vfb)相比较而产 生。在图3的实施例中，电感器开关仏42是外部NPN双极晶体管。控制器IC 36具有 基极焊盘48、反馈焊盘49和接地焊盘50。由于电流通过仅三个焊盘传递到控制器IC 36， 因而集成电路封装37只具有三个端子开关控制端子51、反馈端子52和接地端子53。集 成电路封装的每一个端子均增加成本。因此，制造封装在集成电路封装37中的控制器IC 36比制造需要使封装具有多于三个端子的控制器IC便宜。通过利用反馈信号47为控制器IC 36供电，便不再需要使用额外的端子，该反馈 信号47还包含指示当电感器开关42断开时的输出电压Vqut的信息。此外，通过利用基极 信号54断开电感器开关Q02，便不再需要另一端子，该基极信号54包含指示当电感器开关 Qi42接通时的输出电流(Iout)的信息。通过消除现有技术自激振荡转换器的第二外部晶体 管，生产成本得以降低。使用控制器IC 36内的比较器取代第二外部晶体管来实现自振荡。在另一实施例中，电感器开关仏42是外部MOSFET开关。在又一实施例中，电感器 开关Qi42是集成到控制器IC 36中的场效应晶体管(FET)。在图3的实施例中，基极焊盘48通过焊线连接到开关控制端子52。控制器IC 36 利用开关控制端子51来控制电感器开关Q02和接收关于输出电流Itm的指示。反馈焊盘 49通过另一焊线连接到反馈端子52。控制器IC 36通过反馈端子52接收功率和输出电压 Vout的指示。根据封装的类型而定，开关控制端子51、反馈端子52和接地端子53可以是低 成本三引脚式T0-92晶体管外形封装的三条引线或者S0T-23小尺寸晶体管的三条引线。在其中集成电路封装37为三引脚式T0-92封装的实施例中，允许将控制器IC 36容纳在通常 用于容纳单个晶体管的低成本封装中。除控制器IC 36、IC封装37、变压器38、NPN双极晶体管42、次级侧整流二极管 D:44和输出电容器45外，反激式转换器35还包括二极管整流桥57、起动电阻RSTAKT58、射 极电阻Re59、R/C网络60、分压电阻网络61、初级侧整流二极管D262、电阻63和两个电容器 64-65。反激式转换器35不具有次级侧控制电路和光耦合器。二极管整流器57是AC/DC 桥，用于将墙上的交流转换成脉动的直流。转换器35的第一实施例被配置成在恒流模式中 产生600mA的输出电流IOTT和在恒压模式中产生5伏的输出电压VOTT。在第一实施例中，二 极管整流器57可接受处于85-265伏范围内的交流输入电压。第一实施例中电阻和电容的 值为^13. 8kQ ,R221. 9kQ ,R31. 8k Q , RE4. 3 Q , RSTAET3 X 2. 2MQ，禾口 CB10 纳法。所述电感器 具有下列匝数NP99，Ns8和Na9。电感器开关Q:42主要由来自辅助电感器41的正再生反馈而不是由来自控制器IC 36的开关信号导通。然而，控制器IC 36产生的电感器开关控制信号67确实允许电荷在电 感器开关Q02的基极上积聚，以便开始再生驱动的过程。当反激式转换器35首先接通时， 电感器开关控制信号67使控制器IC 36中的主电源开关Q268保持打开(open)。此使流经 起动电阻Rstakt58的输入电流在电感器开关仏42的基极上积聚。在一个实施例中，起动电阻 Rstaet58具有约为6. 6MQ的电阻。当电感器开关仏42的基极上的电压(VBASE)上升超过NPN双极晶体管42的基极-射 极导通电压(VBE)时，来自初级电感器39的电感器电流开始流经电感器开关兑42。然而， 只有当流过电阻Rstakt58的起动电流被晶体管42的电流增益和电感器的辅助/初级匝数比 (NA/NP)放大(此会形成正再生反馈)时，电感器开关Q:42才完全接通。辅助电感器41磁 耦合到初级电感器39，因而当电流开始通过初级电感器39斜坡上升时，辅助电感器41的带 点端的电压(VAUX)立即升高。初级电感器和辅助电感器的磁耦合在图4中由辅助电感器41 的带点端上的电压(VAUX)和初级电感器39的不带点端上的电压(VeJ (等价于电感器开关 Q02的集电极上的电压)的波形示出。辅助电感器41的带点端通过R/C网络60耦接到电 感器开关Q02的基极。R/C网络60的阻挡电容器CB 69在辅助电感器41两端的电压升高 时上拉基极电压VBASE，并且电感器开关Q:42迅速接通。电感器开关Q:42的集电极中并且因 而射极中的电流现在以一个速率线性斜坡上升，该速率由初级电感器39的电感(LP)和输 入电压(VIN)限定。图5是控制器IC 36的更详细的示意图。除主电源开关68外，控制器IC 36还包 括开关电容器电路70、自动调零电路71、反馈信号检测器72、误差比较器73、开关逻辑74、 栅极驱动器75、欠电压闭锁和过电压保护电路(0VP)76、前置放大器77、信号滤波器78、误 差放大器79、DC软线(cord)补偿电路80、峰值电流调制器81、电力电容器(CP)82、电源电 压调节器(D3)83、二极管(D4) 84和电容器85。开关电容器电路70包括反馈电容器(CFB)86、 第一开关饵)87、第二开关(S2)88、第三开关(S3)89和电流源55。自动调零电路71包括调 零电容器(Cz)90、第四开关(S4)91和二极管(D5)92。峰值电流调制器81包括精密电压钳 位电路(D6)93。现在利用图5来描述电感器开关Q:42如何断开。利用流经初级电感器39的电流 ILP 43来判断何时断开电感器开关仏42。流经射极电阻RE59的电流约等于流经初级电感CN 201601616 U
说明书
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器39的电流1 >43。当初级电感器电流1 >43增大并且流出电感器开关Q02的射极时，基极 信号54的基极电压VBASE也增大。基极电压VBASE等于射极电阻Re59两端的电压(VKE)加上 NPN双极晶体管42的基极-射极偏移电压(VBE)。因此，VBASE = VBE+VEE.(94)在一个实施例中，基极-射极偏移电压VBE约为0. 7伏。因此，初级电感器电流1 >43 近似按下式与射极电阻Re59两端的电压降VKE相关VEE = ILP Re.(95) 等式95未考虑NPN双极晶体管42的基极电流误差。(实际上VKE= (ILP+IBASE) -RE)。 通过将等式94和95相组合，将初级电感器电流1 >43描述为在控制器IC 36的基极焊盘48 上接收的基极信号54的基极电压VBASE的函数ILP= (Vbase-Vbe)/Re.(96)因此，可通过从基极电压VBASE中减去基极-射极偏移电压(VBE)来检测流过初级电 感器39的电流如下文所述，自动调零电路71从基极电压VBASE中减去基极-射极偏移 电压(VBE)而产生电流检测电压V。s，使得ILP = Vcs/Re.(97)当基极电压VBASE减去基极-射极电压VBE (如电流检测信号46的电压Ves所示)达 到恒压模式中误差电压VEK_或恒流模式中峰值电流限值VIPK中较小的一者时，电感器开关 Q:42断开。误差比较器73将电流检测电压Ves与误差信号98的误差电压VEKMi或与峰值电 流调制器81所产生的峰值电流限值VIPK相比较。误差电压VEKKQK指示为获得转换器35的 所调节输出电压而需要的电流大小。在转换器35重载运行时的恒流模式中，在可获得所调 节输出电压之前，输出电流达到峰值电流限值VIPK。因此，在恒流模式中，误差比较器73将 电流检测电压Ves与峰值电流限值VIPK相比较。对应于预定输出电流限值的电压VIPK被峰值电流调制器81设定为等于获得所期 望输出电流时的电流检测电压Vcs。在转换器35以临界导通模式工作的恒流模式中，输出电 流可表示为总循环时间的函数而不是开关频率的函数。之所以可使用总循环时间取代开关 频率，是因为临界导通模式中的开关频率是电流斜坡上升或斜坡下降的总时间的倒数。因 此，输出电流可描述为简化的等式I。UT = 1/2 ILP U-T。n/(T。n+T。ff)} (NP/NS) n(99)其中IlP是流过初级电感器39的峰值电流，Ton和TQFF是电感器开关Q:42的接通和 断开时间，n是效率。项1 /0^+^是负载循环。在一个实施例中，效率约为80%。应 注意，在恒流模式中，输出电流与初级电感器39的电感LP无关。将等式97和99相组合可 得到I。UT = 1/2 (Vcs/Re) U-T。n/(T。n+T。ff)} (NP/NS) n(100)根据等式100，电压VIPK被设定为等于在给定的Re值条件下获得所期望最大输出 电流的电流检测电压vcs。等式100表明，输出电流IOTT随AC输入线电压的变化而变化。 例如，当AC输入线电压从110V倍增到220V时，接通时间Ton将减半，同时断开时间Tqff保 持恒定，并且因此输出电流将根据等式100而变化。但当满足下式时，输出电流与 输入线电压无关ILP- {1-Ton/(Ton+Toff)} = 0.576V/(Re+Rvbe)(101)
13[0070]其中项RVBE补偿当流过电感器开关仏42的电流变化时基极-射极电压的变化。当 流过电感器开关Q02的电流增大时，基极-射极电压VBE增大。例如，当电流从20mA增大到 220mA并且对NPN双极晶体管42使用部件13002时，基极-射极电压的变化约为62mV，此 可由约为0.31Q的电阻RVBE进行补偿。在本实施例中，RVBE是按经验进行确定。因此，当按 下式被描述为射极电阻59的电阻Re的函数时，输出电流便与输入线电压和Rvbe变化无关I。UT = 1/2 0. 576V/ (RE+RVBE) (NP/NS) n(102)利用等式102选取射极电阻59的电阻Re，结果得到利用等式100时电流检测电压 Vcs所对应的相同的所期望输出电流。恒流樽式在恒流模式中，流经射极电阻Re59的电流增大，直到电流检测电压Ves等于峰值电 流限值VIPK。然后，误差比较器73跳变，并且开关逻辑74利用从误差比较器73输出的脉冲 宽度信号产生“N沟道导通”(NCH0N)信号103。误差比较器73的输出用于对转换器35的 开关进行脉冲频率和宽度调制(PFWM)控制。栅极驱动器75利用N沟道导通信号103产生 电感器开关控制信号67。栅极驱动器75是相对高速度的M0SFET栅极驱动器。电感器开关 控制信号67被设置(asserted)并且闭合主电源开关Q268。从电感器开关仏42的基极排放 出电流，并且电感器开关仏42开始断开。根据通常的反激式动作，当电流停止流过初级电感 器39时，变压器38的所有电感器两端的电压均反转。例如，辅助电感器41的带点端上的 电压变为负值。因电流流过辅助电感器41和R/C网络60所引起的再生断开可增强电感器 开关仏42的断开。该电流下拉电感器开关仏42的基极，从而使电感器开关仏42迅速断开。电感器开关Q02保持断开，直到存储在初级电感器39中的所有能量均传递到次 级电感器40并且从转换器35输出为止。当电流不再流过任一电感器时，电感器两端的电 压在图4中的时刻(T4)开始下降到零。反馈信号检测器72检测何时反馈信号47的负反 馈电压VFB在T4时刻开始崩溃并反相。在反馈信号检测器72检测到T4时刻时，电感器开关 控制信号67在T5时刻闭合主电源开关Q268。流过起动电阻Rstakt58的输入电流开始在电 感器开关Q02的基极上积聚，并且正再生反馈在T6时刻接通电感器开关Q:42，并且开始新 的循环。接通和断开电感器开关仏42的正再生反馈和再生断开使得转换器35自振荡。自动调零电路71产生电流检测电压Ves，误差比较器73将其与误差电压
行比较。自动调零电路71利用调零电容器Cz90从基极电压VBASE中减去基极-射极偏移电 压VBE。在电感器开关仏42断开时，电感器开关仏42的基极上的电压VBASE(由基极信号54 指示)被接地。此外，当电感器开关仏42断开时，第四开关S491闭合，从而将调零电容器 Cz90耦接到二极管(D5)92。二极管(D5)92被选取成与电感器开关仏42的基极-射极偏移 电压VBE具有相同的电压降。因此，在电感器开关Q:42接通并且第四开关S491打开后，调零 电容器Cz90的两个极板上的电压均为一倍的VBE。反馈信号检测器72检测反馈信号47何 时反相和变高，此表明电感器开关Q02正在接通并且基极电压VBASE正在从一倍的VBE斜坡 上升。在电感器开关Q02最初接通时，反馈信号检测器72打开第四开关S491，以使电流检 测信号Ves46开始从零伏而不是从一倍的VBE斜坡上升。因此，当电流检测信号46首先开始 斜变时，将基极_射极偏移电压VBE置零。由于基极-射极偏移电压VBE随流过电感器开关 Q:42的电流的增大而增大，因而通过调整对应于峰值电流限值的电压VIPK来补偿基极-射 极偏移电压VBE随电流增大的变化。在调整电压VIPK时，峰值电流调制器81应用电流变化
14与基极_射极偏移电压VBE的变化之间的众所周知的关系。因电流变化而引起的VBE变化表 示为
q
/ T \
h
(104)其中K是波尔兹曼常数(Boltzmarm' s constant)，T是绝对温度，q是电子电荷， I是原始电流，并且12是变化后的电流。恒压模式在恒压模式中，由于误差电压VE_K低于与峰值电流限值相对应的电压VIPK，因而 误差比较器73将电流检测电压Ves与误差信号98的误差电压比较。当电感器开关 Q:42断开时，反馈信号47的负反馈电压VFB指示输出电压VQUT。辅助电感器41的带点端上 的电压VAUX是次级电感器40的不带点端上的电压Vs乘以匝数比Na/Ns的结果的相反数。电 压\等于输出电压加上次级侧整流二极管D04两端电压降VD1。因此， V皿=-(V0UT+VD1) Na/Ns.(105)因此，反馈焊盘49上的反馈电压VFB可表示为VFB = - (V0UT+VD1) Na/Ns R2/ (Ri+R2).(106)在恒压模式中，控制器IC36将反馈电压VFB的绝对值调节到等于电源电压调节器 D383所产生的参考电压VKEF。在调节期间，转换器35的输出电压为 VoUT = Vt
REF
R,
-Vm.(107)
2 J\ly A J开关电容器电路70用于在转换器35进行调节运行时使反馈电容器(Cfb)86带有 相反但相等的电荷。电源电压调节器83是精密的并联调节器参考，用于在高于3. 45V士2% 的参考电压时分流掉过量的电流。例如，电源电压调节器 83是精密的并联调节器。当电 感器开关Qi42接通时，反馈信号47的电压为高，并且当电源电压调节器泄放来自反馈信号 47的电流时，电力电容器CP82被充电到3. 45伏，该电流原本会将电力电容器82充电到高 于3. 45伏。当反馈信号47提供非常大的电流时，欠电压闭锁和过电压保护电路(0VP) 76保护 控制器IC 36。在一个实施例中，如果在0.5秒的接通时间后，反馈信号47向0VP 76递送 大于1. 15mA的电流，则基极焊盘48被短接到地，直到VKEF泄放到1伏为止。通常，此耗用 约1毫秒的时间。然后，输入电压对基极焊盘48上的电SVBASE重新充电，直到正再生反馈 恢复开关操作为止。控制器IC 35的所有元件均由电力电容器CP82供电。为简明起见，在图5中仅示 出通往误差放大器79的电源线。当电感器开关仏42接通时，第二开关(S2) 88和第三开关(S3) 89均闭合，并且第一 开关饵)87打开。因此，在反馈电容器CFB86的上极板上带有3. 45伏的参考电压。从电 容器86到前置放大器77和过电压保护电路(0VP)76的输入是高阻抗，因而在反馈电容器 86的上极板上保持3. 45伏的电压。开关87-89是由开关逻辑74产生的控制信号进行控 制，该控制信号类似于N沟道导通信号103，只是该控制信号在T4而非T5时刻被取消设置 (deassert)。反馈信号检测器72内的取样系统检测负反馈电压VFB在T4时刻开始崩溃的时
15刻。在T4时刻电感器开关Q02即将断开之前，开关电容器电路70通过打开第二开关(S2) 88 和第三开关(S3)89并闭合第一开关饭)87来检测由等式106所指示的输出电压VQUT。在 转换器35进行调节运行时，此使反馈电容器Cfb86的下极板带有负反馈电压VFB，并将上极 板上的电压下拉到零伏。因此，当负反馈电压VFB在断开时间中由于辅助绕组41的电阻有 限而朝零伏缓慢衰减时，在开关87-89反转并且对电压进行取样之前在反馈电容器CFB86的 下极板上存在的反馈电压VFB的最终电压电平是T4时刻的负反馈电压VFB。(在图4的波形 中，为便于图解说明，夸大了在断开时间期间负反馈电压VFB朝零伏的衰减。)接地信号和零伏信号经前置放大器77放大，并且开关暂态量经信号滤波器78滤 除。误差放大器79将接地信号与上极板上的零伏相比较，并且在转换器35正在进行调节时 发现二者相等。当转换器35正在进行调节时，误差电压VEKMi不发生变化，并且由误差比较 器73输出的脉冲宽度信号所主导的接通时间不发生变化。误差放大器79是跨导放大器， 因为其接收输入电压差值并输出与该差值成正比的电流。误差放大器79输出误差信号98， 其中流到电容器85上的电流产生误差电压VE_K。当转换器35在调节之上运行并且正在输出过高的电压时，VAUX和反馈电压VFB的 负值均过大。因此，反馈电容器CFB86的上极板被拉到地电位以下。误差放大器79输出变 小的误差电压VEKMi，斜变的电流检测信号Ves46会更快地达到该电压。从误差比较器73输 出的脉冲宽度信号产生具有更短接通时间的电感器开关控制信号。由于接通时间变短，通 过初级电感器39斜坡上升的峰值电流减小，并且传递到次级侧的能量减少。因此，输出电 压降低，以便进入调节状态。在恒压模式中，DC软线补偿电路80提供自动输出软线电阻补偿。在满功率下通 常约为3%的输出软线校正增加到误差信号98上。DC软线补偿可补偿由输出软线的电阻 引起的输出电压降，从而提高输出电压的精确度。断续导通模式转换器35的开关频率取决于其谐振特性，包括初级电感器39的电感LP、初级和次 级电感器的匝数比NP/NS、和反射负载的电流和电压。在转换器35以临界导通模式工作的 恒流模式中，开关频率是电感器开关兑42的接通时间与断开时间之和的倒数。接通时间可表示为
v OUT
断开时间可表示为
开关频率可表示为
其中VQUT/VIN为DC电压转换比。
图6是在恒流模式和恒压模式中流过次级电感器40的峰值电流随时间变化的图<每一峰值均近似于反激式转换器35在一个开关周期中输出的电流。例如，在电池的正常充 电顺序中，充电过程以恒流模式在周期#1中开始并在周期#9中进入恒压模式。在电池开 始充电时的开始阶段，转换器35的负载最重。该负载拉动大于预定输出电流限值的电流， 并且转换器35在恒流模式中限值输出电流。随着电池充电的进行和负载的减小，反激式转 换器35在周期#8后减小峰值电流，以维持恒定电压。当在周期#17中达到轻负载阈值时， 反激式转换器35从临界导通模式变为断续导通模式，并且电感器开关Qi42的断开时间保 持恒定。图7是反激式转换器35的输出电压-输出电流图。沿曲线的数字对应于图6各 周期的峰值电流。正常充电过程开始于点#1并进行到点#23。当输出电压下降到由虚线表 示的故障阈值以下时，出现故障状态。当输出电压下降到故障阈值以下时，反馈焊盘49上 存在的反馈电压(VFB)下降到欠电压闭锁断开阈值以下，并且开关操作停止。在一个实施例 中，如果在0. 5微秒的接通时间后，反馈信号47未向UVL0和0VP 76递送至少0. 06mA的电 流，则达到欠电压闭锁断开阈值。当达到该断开阈值时，基极焊盘48短接到地，直到VKEF泄 放到1伏为止。然后，输入电压对基极焊盘48上存在的电压(VBASE)重新充电，直到正再生 反馈恢复开关操作为止。随着转换器35进入恒压模式，误差电压VE_K下降到对应于峰值电流限值的电压 VIPK。然后，误差比较器73将电流检测电压Vcs与误差信号98的误差电压VE_相比较，并 使接通时间减小。电流流过初级电感器39斜坡上升一个较短的时间周期。电流流出次级 电感器40期间的断开时间也变短。由于转换器35是自振荡的，因而接通时间加上断开时 间等于总的循环时间，并且开关频率增大，以防止输出电压超过所设定的最大值。当电池充 满电时，负载减小并且开关频率变得越来越高，以防止输出电压超过调节电压。然而，在非常高的开关频率下，随着开关损耗上升，反激式转换器的效率降低。为 在对轻负载充电时保持高的效率，开关逻辑74产生具有最小断开时间的N沟道导通信号 103。甚至当电流Is停止流过次级电感器40时，主电源开关Q268也保持打开最小的断开时 间并且不允许电感器开关仏42接通。当电流13的放电时间变得短于最小断开时间时，反激 式转换器35从临界导通模式变为断续导通模式。图7图解说明点#16与#17之间的此变 化。在一个实施例中，该最小断开时间为10微秒，此对应于使初级电感器电流‘43斜变到 峰值电流水平IIPK的70%所需的时间。在临界导通模式中，开关频率取决于AC输入线电压。输入线电压越高，传递相同 量的能量所需的时间就越短。因此，对于越高的输入线电压，获得所调节电压时所用的频率 越高。在一个实施例中，转换器35在达到相同的负载水平时从临界导通模式变为断续导通 模式。为了以相同的负载水平切换模式，控制器IC 36调整最小断开时间，以使转换器35 在越高的输入线电压下以越高的频率进入断续导通模式。例如，从临界导通模式(CRM)到 断续导通模式(DCM)的转变在低输入线电压下是在约60kHz时发生，在高输入线电压下则 在约100kHz时发生。图8是转换器35的另一实施例的运行参数的表，根据输入线电压而定，转换器35 在不同的输出电流负载水平下从临界导通模式变为断续导通模式。这些运行参数是针对输 出2. 75瓦功率(5V/0. 55A)的实施例。在110伏的低AC输入线电压下，转换器35在被设 定为低于25%的输出电流负载下变为断续导通模式。而在220伏的高AC输入线电压下，转换器35在约50%的所设定输出电流负载下变为断续导通模式。图8还列出在低或高输入 线电压下能使转换器35在所列输出电流负载水平下最有效地运行的峰值电流水平IPEffl。图9是流程图，其图解说明图3的反激式转换器35的操作方法的步骤111-119。 该方法通过利用电感器开关控制信号67调整电感器开关仏42的接通时间，来控制反激式 转换器35的输出电流(I0UT)和输出电压(V0UT)。在第一步骤111中，将次级电感器40和辅助电感器41磁耦合到第一电感器39。 当电感器电流43在图4中的时刻开始通过初级电感器39斜坡上升时，辅助电感器41和 分压电阻网络61所产生的反馈信号47的反馈电压VFB迅速升高。反馈信号47是从辅助电 感器41两端的电压导出。在步骤112中，在控制器IC 36的反馈焊盘49上接收反馈信号47。在步骤113中，利用反馈信号47为控制器IC 36供电。反馈信号47通过二极管 D484提供电流并提供到电力电容器CP82上。来自电力电容器82的电流为控制器IC36的 各部件(例如误差放大器79、反馈信号检测器72和误差比较器73)供电。在步骤114中，利用反馈信号47确定转换器35的输出电压VOTT。当电感器开关 Q:42断开时，反馈信号47的负电压的大小提供关于输出电压的指示。在步骤115中，在控制器IC 36的基极焊盘48上接收基极信号54。当电感器开关 QA2接通时，基极信号54提供流过初级电感器39的电流‘43的指示。在步骤116中，利用基极信号54断开电感器开关Q02。当电流检测信号46的斜 变电压Ves达到误差信号98的误差电压VEKKQK或者峰值电流调制器81产生的峰值电流限 值VIPK中的较小者时，电感器开关控制信号67打开主电源开关％68并使电流从电感器开关 942的基极泄放。当电感器开关仏42打开时，接通时间结束，并且电流‘43停止通过初级 电感器39斜坡上升。在步骤117中，利用基极信号54确定输出电流IQUT。基极信号54提供流过初级电 感器39的电流‘43的指示，并且因而还提供转换器35的输出电流IQUT的指示。通过减除 NPN双极晶体管42的基极-射极偏移电压VBE，从基极信号54产生电流检测信号Ves46。输 出电流IQUT按照等式100与电流检测信号46的电压Ves相关。在步骤118中，利用基极信号54调整电感器开关仏42的接通时间，以在输出电流 低于预定电流限值时使输出电压VOTT保持恒定。在恒压模式期间，当误差电压VE_K低于峰 值电流限值VIPK时，控制器IC 36控制输出电压。在步骤119中，利用基极信号54调整电感器开关仏42的接通时间，以使在输出电 流保持恒定在预定电流限值。在恒流模式期间，当误差电压VE_K高于峰值电流限值VIPK 时，控制器IC 36控制输出电流。当电流检测信号46的斜变电压Ves达到峰值电流调制器 81产生的峰值电流限值VIPK时，接通时间结束。对输入线电压变化的补偿尽管AC输入线电压变化很大，控制器IC 36仍提供精确的恒流运行。自动调零电 路71用于在电流检测信号46首先开始斜变时将基极_射极偏移电压VBE置零。如上文所 解释，峰值电流调制器81增强自动调零，因为基极-射极偏移电压VBE随流过电感器开关 Q:42的电流的增大而增大。基极_射极偏移电压VBE随增大的电流的变化由等式101中的 项RVBE来补偿。因为电感器开关仏42的接通时间与输入线电压相关，所以输出电流IOTT
18随输入线电压的变化而变化。然而，电感器开关Q02的断开时间保持恒定，并且输出电 流iQUT与量U-Tqn/(Tqn+Tqff)}成正比。当AC输入线电压变化，设定峰值电压VIPK时，峰值 电流调制器81考虑了(factor in)该效果。如上文结合等式101所解释，在恒流模式中，当乘积IlP {1-Ton/(Ton+Toff)}恒定 时，输出电流IQUT与输入线电压无关。因此，峰值电流调制器81与值U-Tqn/(Tqn+Tqff)}成 反比地改变峰值电压VIPK，以使这两者的乘积保持等于0. 576伏，如当将等式101两边均除 以(Re+Rvbe)时所示。例如，当负载循环随输入线电压的增大而减小时，对于增大的(1-负载 循环)值，峰值电流调制器81向下调整峰值电压VIPK。因此，在输入线电压较高时，峰值电 压VIPK较低，因为与在较低输入线电压下以较长负载循环达到相同的峰值电流IPEAK相比，在 较高输入线电压下会以较短负载循环达到相同的峰值电流IPEAK。图10是在样本高、低AC输入线电压下，峰值电压VIPK与百分比负载循环之间的 关系图。图9的峰值电压和负载循环是利用电感为6. 7毫亨的初级电感器获得。峰值电流 调制器81从开关逻辑74接收关于接通时间TON和断开时间T0FF的指示，并调整峰值电 压VIPK以使峰值电压VIPK与(1-负载循环)的乘积等于约0. 576伏。例如，当在120伏 的低AC输入线电压下以36%的负载循环获得预定输出电流的接通时间时，峰值电流调制 器81将峰值电压VIPK设定为0. 900伏，从而使峰值电压与(1-负载循环)的乘积等于约 0.576伏。当在375伏的高AC输入线电压下以仅12%的负载循环获得预定输出电流的接 通时间时，峰值电流调制器81将峰值电压VIPK设定为0. 655伏，从而使峰值电压与(1-负 载循环)的乘积保持等于约0. 576伏。尽管出于说明目的，上文结合某些具体实施例来说明本实用新型，然而本实用新 型并不仅限于此。相应地，可在不脱离权利要求所述本实用新型范围的条件下对所述实施 例的各种特征实施各种修改、改动和组合。
权利要求一种集成电路封装，其特征在于，其包括开关控制端子，耦接到电感器开关，所述电感器开关由具有接通时间的电感器开关控制信号断开，容纳在所述集成电路封装中的控制器集成电路在恒流模式中调整所述接通时间以使反激式转换器的输出电流保持恒定，并且在恒压模式中调整所述接通时间以使所述反激式转换器的输出电压保持恒定；反馈端子，所述控制器集成电路通过所述反馈端子接收电力；以及接地端子，所述控制器集成电路通过所述接地端子接地。
2.如权利要求1所述的集成电路封装，其特征在于，所述反激式转换器是自振荡的。
3.如权利要求1所述的集成电路封装，其特征在于，所述集成电路封装除所述开关控 制端子、所述反馈端子和所述接地端子外，不再包括其它端子。
4.如权利要求1所述的集成电路封装，其特征在于，所述反激式转换器在所述恒流模 式期间以临界导通模式工作。
5.如权利要求1所述的集成电路封装，其特征在于，在所述开关控制端子上接收基极 信号，并且其中所述基极信号指示流过所述反激式转换器的电感器的电流。
6.如权利要求5所述的集成电路封装，其特征在于，所述控制器集成电路包括自动调 零电路，所述电感器开关表现出基极-射极偏移电压，所述基极信号具有电压，并且所述自 动调零电路通过对所述基极信号的电压进行自动调零以减掉所述基极_射极偏移电压，来 确定流过所述电感器的所述电流。
7.如权利要求5所述的集成电路封装，其特征在于，所述电感器开关具有基极和集电 极，所述开关控制端子耦接到所述基极，并且所述集电极耦接到所述电感器。
8.如权利要求1所述的集成电路封装，其特征在于，在所述反馈端子上接收反馈信号， 并且所述反馈信号指示所述反激式转换器的电感器两端的电压。
9.一种集成电路封装，其特征在于，其包括开关控制端子，耦接到外部电感器开关和内部电源开关，所述内部电源开关由具有接 通时间的电感器开关控制信号断开，并且容纳在所述集成电路封装中的控制器集成电路调 整所述接通时间，以使反激式转换器的输出电压保持恒定；反馈端子，用于接收反馈信号，所述反馈信号是从所述反激式转换器的第一电感器两 端的电压导出，其中所述反馈信号为所述控制器集成电路供电，并且所述反馈信号由所述 控制器集成电路用于产生所述电感器开关控制信号；和接地端子，所述控制器集成电路通过所述接地端子接地，所述集成电路封装除所述开 关控制端子、所述反馈端子和所述接地端子外，不再包括其它端子。
10.如权利要求9所述的集成电路封装，其特征在于，所述控制器集成电路在恒压模式 中调整所述接通时间以使所述反激式转换器的输出电压保持恒定，所述控制器集成电路在 恒流模式中调整所述接通时间以使所述反激式转换器的输出电流保持恒定，并且所述反激 式转换器在所述恒流模式期间以临界导通模式工作。
11.如权利要求9所述的集成电路封装，其特征在于，所述反馈信号在所述外部电感器 开关接通时为所述控制器集成电路供电，并且所述反馈信号由所述控制器集成电路用于确 定所述外部电感器开关断开时所述反激式转换器的输出电压。
12.如权利要求9所述的集成电路封装，其特征在于，所述第一电感器两端的所述电压是反馈电压，所述控制器集成电路包括开关电容器电路，所述反激式转换器的输出电压由 所述开关电容器电路确定，所述开关电容器电路在电容器的一个极板上提供具有负值的所 述反馈电压并且在所述电容器的另一极板上提供具有类似的正值的参考电压。
13.如权利要求9所述的集成电路封装，其特征在于，在所述开关控制端子上接收基极 信号，并且所述基极信号指示电流流过所述反激式转换器的第二电感器的速率。
14.如权利要求13所述的集成电路封装，其特征在于，所述第一电感器是所述反激式 转换器的辅助电感器，并且所述第二电感器是所述反激式转换器的初级电感器。
15.如权利要求9所述的集成电路封装，其特征在于，在恒压模式中，所述反激式转换 器的输出电流小于预定电流限值，并且在所述恒压模式中，所述控制器集成电路调整所述 接通时间，以使所述反激式转换器的输出电压保持恒定，并且当所述反激式转换器的输出 电流下降到所述预定电流限值的设定百分比以下时，所述反激式转换器在所述恒压模式中 以断续导通模式工作。
16.一种电源转换器，其特征在于，其包括初级电感器；电感器开关，耦接到所述初级电感器，所述电感器开关具有基极；辅助电感器，磁耦合到所述初级电感器；和控制器集成电路，具有内部电源开关、反馈焊盘、基极焊盘和接地焊盘，所述基极焊盘 耦接到所述内部电源开关和所述电感器开关的基极，所述内部电源开关由具有接通时间的 电感器开关控制信号断开，所述控制器集成电路通过所述反馈焊盘接收电力，所述反馈焊 盘接收反馈信号，所述反馈信号由所述控制器集成电路用于产生所述电感器开关控制信 号，并且所述控制器集成电路在恒流模式中调整所述电感器开关控制信号的接通时间，以 使所述电源转换器的输出电流保持恒定。
17.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，在所述电感器开关控制信号的接 通时间期间，所述电感器开关控制信号被取消设置。
18.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器在所述恒流模式 中以临界导通模式工作。
19.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，所述控制器集成电路除所述反馈 焊盘、所述基极焊盘和所述接地焊盘外，不再包括其它焊盘。
20.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，所述反馈信号是从所述辅助电感 器两端的电压导出，并且其中当所述电感器开关断开时，所述控制器集成电路利用所述反 馈信号在恒压模式中调整所述电感器开关控制信号的接通时间。
21.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，在所述基极焊盘上接收基极信号， 所述基极信号指示流过所述初级电感器的电流，并且当所述电感器开关接通时，所述控制 器集成电路利用所述基极信号在恒流模式中调整所述电感器开关控制信号的接通时间。
22.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，流过所述初级电感器的电感器电 流具有大小，其中所述电感器开关表现出基极-射极偏移电压，在所述基极焊盘上接收具 有电压的基极信号，所述控制器集成电路通过从所述基极信号的电压中减去所述基极_射 极偏移电压而产生所述基极信号的自动调零的电压，并且所述控制器集成电路利用所述基 极信号的自动调零的电压来确定所述电感器电流的大小。
23.一种电源转换器，其特征在于，其包括电感器开关，具有集电极和基极，所述电感器开关具有接通时间；初级电感器，耦接到所述电感器开关的集电极；辅助电感器，磁耦合到所述初级电感器；和控制器集成电路的基极焊盘，所述基极焊盘耦接到所述电感器开关的基极，其中所述 基极焊盘上所存在的基极信号使所述电感器开关断开；和用于接收反馈信号的装置，所述反馈信号是从所述辅助电感器两端的电压导出，所述 反馈信号既用于为所述控制器集成电路供电，也用于调整所述电感器开关的接通时间，以 使所述电源转换器的输出电压保持恒定。
24.如权利要求23所述的电源转换器，其特征在于，其还包括所述控制器集成电路的接地焊盘，除通过所述基极焊盘、所述接地焊盘和所述装置外， 不向所述控制器集成电路或从所述控制器集成电路传递电流。
25.如权利要求23所述的电源转换器，其特征在于，所述控制器集成电路封装在集成 电路封装中，所述集成电路封装包括开关控制端子、反馈端子和接地端子，所述基极焊盘耦 接到所述开关控制端子，所述装置耦接到所述反馈端子，并且所述集成电路封装包括不多 于三个端子。
26.如权利要求23所述的电源转换器，其特征在于，所述电感器开关、所述初级电感 器、所述辅助电感器、所述基极焊盘和所述装置位于所述电源转换器的初级侧，次级电感器 位于所述电源转换器的次级侧，并且所述控制器集成电路不从所述次级侧接收信号。
专利摘要本实用新型公开了一种临界导通模式三引脚封装恒定电流电压控制器，具有更少的外部部件并可以以临界导通模式工作，且仍精确地控制恒定输出电流和电压，可用于实现自振荡反激式转换器。该恒定电流电压控制器包括开关控制端子，耦接到电感器开关，所述电感器开关由具有接通时间的电感器开关控制信号断开，容纳在所述集成电路封装中的控制器集成电路在恒流模式中调整所述接通时间以使反激式转换器的输出电流保持恒定，并且在恒压模式中调整所述接通时间以使所述反激式转换器的输出电压保持恒定；反馈端子，所述控制器集成电路通过所述反馈端子接收电力；以及接地端子，所述控制器集成电路通过所述接地端子接地。
文档编号H02M3/335GK201601616SQ20092015653
公开日2010年10月6日 申请日期2009年6月26日 优先权日2008年7月1日
发明者羊建, 陈明亮, 黄树良 申请人:技领半导体(上海)有限公司;技领半导体股份有限公司