专利名称：用于控制谐振功率变换器的开关装置的方法,尤其为了提供所需功率,尤其用于x射线发生器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种方法，该方法用于控制开关装置以便为谐振电路提供开关电压以 产生谐振电流，从而在谐振功率变换器的输出端提供所需的输出功率。本发明还涉及一种 适于执行所提出的用于控制开关装置的方法的控制装置。此外，本发明涉及一种谐振功率 变换器，包括用于执行所提出的控制方法的控制装置。
背景技术：
现有谐振转换器工作在恰好高于可听范围以上的转换频率，于是在18kHz或稍微 更高。现代的谐振转换器工作于更高的开关频率，如果不采用任何措施来降低开关损耗，导 致开关损耗成比例地增大。必须要减少单次开关循环中由关联的电源开关导致的任何开关 损耗，以便限制总的功率损耗。一种减少这种开关损耗的方法是零电流开关(ZCS)，这是一 种软开关方法。在这里，仅在谐振转换器的谐振电流发生过零时或附近进行开关，这里表示 打开或关闭开关。ZCS方法是软开关转换器中的通用做法，但是有不利之处，因为它遏制了谐振转换 器输出功率的可控性。以通用方式连续控制非ZCS方法中所有操作点确实保证了开关损耗 中的结果。为了克服这种缺点，W02006/114719A1提供了基于ZCS方法的另一种开关方法。 在这种方法中克服了良好可控性以及减少采用ZCS导致的开关损耗的冲突要求。尽管使用 了软开关控制模式，但WO 2006/114719A1中提出的谐振DC/DC功率转换器具有较小功率损 耗。这是通过仅在谐振电流过零处或附近(包括之前不久或之后不久)开关电源开关来实 现的。在这种状况下，开关时刻和所用转换器电压的频率是自调节的，不能用于调节输出功 率。相反，通过选择打开或关闭转换器哪些电源开关定义的开关构造来控制功率，获得了可 以在宽范围上控制输出功率的转换器，这一宽范围能够通过确保每个开关循环的ZCS来高 效限制开关损耗。结果，在WO 2006/114719A1中描述了一种控制方法，其允许针对所有操作点进行 零电流开关，同时维持输出电压的完整可控性。由于零电流开关的原因，功率损耗非常低。 该方法基于从市电电源向功率转换器的输出传输分立的功率部分。通过向与电流同相(“ + 状态”)、零电压(“0状态”)或反相电压(“_状态”)的谐振电路施加电压来产生分立功 率部分。由可用控制级的数目给出所施加功率部分的离散化。对于三级控制方法而言，于 是三个不同功率电平正(+)、零(0)、负㈠是有效的(也参见图2到4，在下文中将更详细 地描述这一点)。通常，特定操作点的所需功率位于两个功率电平之间(例如，正功率电平和零功 率电平之间)。所述控制策略的结果是，在一定量的时间内，激活较高功率电平，而对另一量 的时间使用较低功率电平。不过，时间平均功率应当与所需功率相同。施加两个不同功率 电平的结果是，根据操作点，输出电压以一定频率和幅值从所需电压变化。这种现象被称为 抖动(chattering)。
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对于正电平附近的操作点而言(也参见图6，下文将详细描述该图)，在电压降落 之后没有太多剩余功率可用于增大输出。同时，如果应用零电平，输出电压迅速减小。结果， 输出电压的抖动频率变得非常低，而幅值非常大。避免这种大抖动的不言而喻的方法是禁用正电平功率附近的操作点。这会需要高 压发电机尺寸过大，导致更高的成本。此外，自身并不排除有具有类似性质的其他中间操作 点。因此，本发明的目的是减小谐振功率变换器工作期间的抖动效应。于是，本发明提出了 一种改进，以减小电压抖动而无需使发电机尺寸过大。本发明还提供了一种通用三电平控 制策略的改进。
发明内容
本发明的目的在于提供一种减小谐振功率变换器输出处抖动现象的方法和装置。本发明的目的通过独立权利要求的主题来实现，在独立权利要求中并入了有利的 实施例。应当指出，在下文中，所述的本发明示范性实施例也适用于方法和装置。根据示范性实施例，提供了一种方法，该方法用于控制开关装置以便为谐振电路 提供开关电压以产生谐振电流，从而在谐振功率变换器的输出端提供所需的输出功率，其 中该方法包括以交替序列使用第一控制模式和第二控制模式在所述谐振功率变换器的输 出处提供所需输出功率，其中所述第一控制模式(-/0/+)相对于所述开关电压和所述谐振 电流是软/平滑开关控制模式，并且其中所述第二控制模式相对于所述开关电压和所述谐 振电流是非软开关控制模式。一种控制模式可以包括不同的工作模式，例如对于第一控制 模式而言的+状态、-状态和0状态。所提出的方法在单一的控制方法中组合了第一控制模式和第二控制模式，而两种 控制模式的序列是任意使用的。这意味着首先使用第一控制方法或第二控制方法，然后接 下来使用另一种控制模式，即第二控制模式或第一控制模式。由此，也未必两种控制模式在 时间上彼此是直接相继的。此外，用于应用第一控制模式的时间长度未必要等于使用第二 控制模式的时间长度。总之，交替序列表示在谐振功率变换器的一次操作流程之内使用第一控制模式和 第二控制模式，而在特定时间首先使用第一控制模式或第二控制模式。之后根据首先选择 的哪个，使用另一种控制模式，即第二控制模式或第一控制模式，其中第一控制模式和第二 控制模式或第二控制模式和第一控制模式分别未必彼此直接相继使用。一个时间的第一控 制模式的软开关和其他时间的第二控制模式的非软开关的组合影响了谐振变换器输出处 的电压抖动。针对最大输出功率附近的操作点的电压抖动将急剧减小。可以无需放大发电机尺 寸来实现这一点，并将从而降低成本。这对于有成本效率的发电机系统而言是必需的。在此在如下意义上使用术语“软开关”:在发生谐振电流过零时有意识地选择开关 装置开关的开关时刻。如果谐振电流的过零仅仅是基本过零，这表示它接近谐振电流的过 零，那么也满足软开关条件。这表示对于软开关而言，相对于零的轻微偏差是可以允许的。 在软开关的所有情况下，都要求有意识地选择开关时刻且开关不会意外发生。随机开关不 是对开关自身的控制。
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在此在如下意义上使用术语“非软开关”在发生谐振电流过零时有意识地不选择 开关装置开关的开关时刻。在软开关条件下，开关损耗小，理想情况下为零，而在非软开关条件下，开关损耗 未得到抑制。这意味着所提出的控制方法基于在第二控制模式之内接受开关损耗，而有利 于第一控制模式之内的开关损耗具有最小值。因此，在它们接受的开关损耗方面，软开关控 制模式和非软开关控制模式是彼此不同的。根据本发明的示范性实施例，在第一控制模式中，开关电压为零。有可能第一控制模式包括不止一个工作模式。在开关电压为零值时的状况下，发 生可能进行软开关的一种可能工作模式。这意味着电压不仅在过零时是零，但在谐振电流 具有特定波形时也是零。可以通过避免谐振变换器之内的开关电压来获得开关电压的这种 零值。在不向谐振变换器提供电压时，或在选择开关装置的开关以产生零开关电压时，这是 可能的。由此，谐振电流的波形(例如幅值和频率)取决于谐振电路的谐振元件(例如电 感和电容)中存储的能量的量，并取决于连接到谐振电路的变压器的初级侧上的电压。根据本发明的示范性实施例，在第一控制模式中，开关电压和谐振电流彼此处于 第一预定相位关系。在确定开关电压和谐振电流之间的相位关系时，开关电压或谐振电流的任一可以 是参考。可以在谐振变换器，例如串联谐振变换器的输入端的第一端子处使用DC电压来产 生开关电压。开关电压是DC/AC变换器的输出电压，而开关电压具有AC特性，这意味着，如 果相对于开关电压没有偏移，它具有至少两个不同且通常极性也不同的电压电平。谐振电 路中存在的电流是谐振电流。在比较也存在于谐振电路之内的开关电压和谐振电流的时间 相关波形时，它们彼此处于特定关系。这种关系是开关电压和谐振电流之间的第一关系，并 可以有意识地加以选择。根据本发明的示范性实施例，在第二控制模式中，开关电压和谐振电流彼此处于 第二预定相位关系。像第一控制模式之内的第一关系那样，第二控制模式之内开关电压和谐振电流之 间的这一第二关系也是有意识选择的相位关系。第一预定相位关系和第二预定相位关系都 是相对于随机值的可选择值。在确定开关电压和谐振电流之间的相位关系时，开关电压或 谐振电流之任一可以是参考。根据本发明的示范性实施例，开关电压和谐振电流之间的第一预定相位关系基本为零。在这个条件下保证了软开关。而且，并非精确零值但接近零的基本零值确保了软 开关，像用于ZCS那样。由此，开关电压和谐振电流彼此同相。根据本发明的示范性实施例，第一预定相位关系基本为180度。在这个条件下，开关电压和谐振电流彼此反相。如上文假设的，由此假设开关电压 和开关电流的整个周期持续时间为360度。同样在这种建议的基本180度的条件下，软开 关是可能的，而基本表示不违反ZCS方法。这是第一控制模式之内的另一种可能工作模式。根据本发明的示范性实施例，第二预定相位关系大于第一预定相位关系。这意味着选择第二预定相位以便确保非软开关条件，并选择第一预定相位关系以 确保软开关条件。例如，第一预定相位关系可以是大约10度，而第二预定相位关系可以是大约30度。根据本发明的示范性实施例，第二预定相位关系小于90度。这意味着在开关电流和谐振电压的整个周期时间分别为360度时，开关电压和开 关电流之间的时间差小于整个时间周期的四分之一。根据本发明的示范性实施例，在第二预定相位关系中，谐振电流相对于开关电压 是延迟的。在将开关电压跨越零线的时刻与谐振电流跨越零线的时刻进行比较时确定开关 电压的延迟。如果开关电压首先跨越零线，之后是谐振电流，那么谐振电流具有延迟。根据本发明的示范性实施例，控制所述开关装置，使得所述第一控制模式提供第 一功率电平，第二控制模式提供第二功率电平。第一功率电平和第二功率电平彼此不同，但可以是相同极性的。输出功率的极性 由谐振变换器之内的功率方向界定。在从谐振变换器的输入端子向DC/AC变换器的输出端 子传输平均能量，并因此也传输系统的功率，以便为例如χ射线管的装置供应系统功率时， 认为输出功率为正。在从DC/AC变换器的输出端子向DC/AC变换器的输入端子传输平均能 量，因此也传输系统的功率时，认为输出功率为负。在这种情况下，χ射线管可以不消耗功 率。在共同决定谐振变换器的输出功率的开关电压或谐振电流分别为零或基本为零时，输 出功率被定义为零。根据本发明的示范性实施例，所述第一功率电平和所述第二功率电平都是正的。可以利用开关电压和谐振电流之间的第一预定相位关系提供第一功率电平。可以 利用开关电压和谐振电流之间的第二预定相位关系提供第二功率电平。两个正功率电平确 保了谐振变换器更有效率的运行，因为在谐振变换器之内没有功率传输方向的反转。在运 行的任何时候所有可用功率都指向谐振变换器的输出端。在第二功率电平也是正电平时， 像第一功率电平那样，这样会有优点，即，谐振电路之内的能量和功率会在相对稳定的水平 上而不会下降到零功率电平。根据本发明的示范性实施例，第一功率电平高于第二功率电平。第一功率电平可以提供最大可能输出功率，而第二功率电平可以提供不同的接近 最大功率电平的功率电平，但选择所述不同功率电平以便获得预定的平均功率电平，该预 定平均功率电平可能是谐振变换器的输出端子处的耗电装置所需要的。结果，理想状况下 是所需输出功率的平均输出功率介于第一和第二功率电平之间。在这种状况下，整个串联 谐振变换器的运行非常有效，因为功率和能量在特定时间内保持在高水平而不会达到零功 率电平。这意味着可以使用谐振变换器来根据耗电装置的需求迅速适应特定功率需求。这 确保了功率变换器的使用有高度灵活性，同时按顺序(参见图7，将如下所述)使用第一和 第二控制模式时，开关损耗平均起来很小。另一个优点是抖动幅值低。根据本发明的示范性实施例，控制开关装置，使得第一控制模式提供第三功率电 平。该第三功率电平可以是零。利用这样的第三功率电平，能够使用谐振变换器的自 我调节特性，这可能取决于进入第三功率电平之前使用的工作条件。自我调节特性也可能 取决于谐振变换器之内的电气部件，尤其是谐振电路的电气部件，谐振电路可以是串联谐 振变换器的串联谐振电路。
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根据本发明的示范性实施例，控制开关装置，使得第一控制模式提供第四功率电 平。该第四功率电平可以是负的。利用这一第四功率电平，也能够从谐振电路向谐振 变换器的输入端传输功率，这表示与使用正功率电平时相比在相反方向上。在使用所提出 的功率电平时，即使用第一、第二、第三和第四功率电平时，可以提供第四功率电平控制方 法，这样确保改善了谐振变换器的抖动特性。本发明还涉及一种控制装置，其包括用于接收表示所需输出功率的数据的输入 端、控制器、预测器、判定块，其中所述判定块适于根据所需输出功率产生值以决定控制模 式。在这种控制装置中，控制器适于计算所述输出功率的所需变化，并产生用于所述判定块 的值，其中所述预测器包括用于第一控制模式的第一输出端，所述第一控制模式是软开关 控制模式，其中所述预测器包括用于第二控制模式的第二输出端，所述第二控制模式是非 软开关控制模式，并且其中所述控制装置适于以任意序列组合两种控制模式。这种配置的控制装置确保了紧凑的构造，因为可以在一个装置之内组合不同的控 制模式。根据本发明的示范性实施例，所述预测器还包括用于第一控制模式的第三输出端 和用于第一控制模式的第四输出端中的至少一个。用于第一控制模式的至少一个另一输出 端适于提供第一控制模式之内的不同工作模式。根据本发明的示范性实施例，所述判定块包括与预测器的第二输出端连接的第二 输入端，还包括与预测器的第一输出端连接的第一输入端、与预测器的第三输出端连接的 第三输入端和与预测器的第四输出端连接的第四输入端中的至少一个。这意味着预测器包括可用于不同目的的至少三个输出端。根据本发明的示范性实施例，具有控制装置的谐振功率变换器包括所提出的控制
直ο这种控制装置可以用于一般的谐振变换器，尤其用于为χ射线管供电的串联谐振 变换器。可以将提供软开关控制模式和非软开关控制模式两者视为本发明的要点，在时间 上相继使用它们，导致谐振功率变换器输出端处电压抖动减小，同时确保了所连接装置所 需的功率，所连接装置像X射线管，其需要一定量的功率，还需要高电压来工作。因此，使用 第一控制方法和第二控制方法的次序是任意的。应当指出，也可以组合以上特征。即使未详细明确描述，以上特征的组合也可以导 致协同效应。通过下文描述的实施例和参考其做出的解释，本发明的这些和其他方面将变得显 而易见。
在以下附图中示出了一些示范性实施例，其中图1示出了高压发电机的功能图，图2示出了针对正状态(+状态)的DC/AC转换器的开关构造，图3示出了针对零状态(O状态)的DC/AC转换器的开关构造，
图4示出了针对负状态(_状态)的DC/AC转换器的开关构造，图5a和5b示出了针对+状态和+d状态的转换器电压和电流，图6示出了针对最大输出功率附近的操作点的功率电平施加，图7示出了针对最大输出功率附近的操作点的功率电平施加，其具有额外的功率 电平(+d)，图8示出了为低于功率电平(低于+d)的操作点施加能量电平，图9示出了用于四级控制的控制策略；以及图10示出了在有和没有第四功率电平的最大输出功率附近的60kV操作点的输出 电压测量结果。
具体实施例方式可以将用于X射线应用的高压发电机实现为串联谐振转换器。在 W02006/114719A1中描述了一种用于串联谐振转换器的控制方法，允许所有操作点的零电 流开关。于是，实现了非常低的开关损耗并能够进行高频操作。所提出的控制方法的缺点 在于，对于特定操作点而言，这种控制方法的极限周期频率变得相当低，不希望的电压变化 (抖动)的幅值变得非常高。本发明提出一种有成本效益的方法以针对那些操作点减小电 压抖动并且确保整个操作范围内的低抖动。图1示出了具有串联谐振转换器100的高压发电机的功能图。将DC输入电压200 转换成AC电压300并馈送到串联谐振电路350中。作为串联谐振电路350 —部分的高压 变压器450将低压400 (例如400V)变换成高压500 (例如40kV)。最后，整流电路550也提 高电压电平并产生高DC电压600。总体上，在谐振转换器100之内的DC/AC变换器250的 帮助下，在谐振转换器100之内，将DC输入电压200变换成高DC电压600。除了高压变压器450之外，串联谐振电路350还包括电感320和电容器330。电 感可以部分地或全部由变压器的漏感构成。整流电路550可以由包括若干整流器的整流级 形成。或者，整流电路550可以是倍压器拓扑(不是一级)或标准的桥式整流器。显然，可 以由连接到串联谐振变换器100的DC/AC变换器250的输入端的AC/DC装置产生DC输入 电压200。还可以在整流电路550的输出端直接连接功耗装置，例如医疗装置的χ射线管。 在这种情况下，串联谐振变换器充当χ射线高压发电机。如图2所示，可以将DC/AC变换器250提供为全桥式转换器。电桥被示为一相电 桥，包括用于DC输入电压200的第一端子210，也如图1所示，以及用于被转换电压，即AC 电压300的第二端子310，也如图1所示。DC/AC变换器250包括四个开关(Si，S2，S3，S4)， 它们可以是可控半导体元件，适于按照需要以高频值或范围开关。与每个开关元件并联使 用反并联二极管(Dl，D2，D3，D4)，以便确保在并联的对应开关元件(Dl和Sl ；D2和S2 ；D3 和S3;D4和S4)处于开路位置的情况下确保电学路径。这里使用的是二极管，但其他半导 体元件也可以是适用的。总之，开关装置260，这里为全电桥，包括四个桥部分，而第二端子 310处的电桥输出端与电感320和电容器330的串联电路连接。除了这些部件之外，在图 2中还示出了寄生电容器340，其表示变压器450的电容耦合。在图2中，还示出了与串联 谐振电路330串联的整流器550。这个整流器550包括四个半导体元件，这里为四个二极 管，将DC/AC变换器250的输出AC电压300 (300与Uwr相同)转换成DC电压600，DC电压
9600高于由高压变压器450与串联谐振变换器100的其他元件的变压比决定的DC输入电压 200。图3和4分别示出了与图2中给出的DC/AC变换器250、串联谐振电路350和整 流器550相同的元件。由开关元件S1、S2、S3、S4的开关位置给出图2、3和4之间的差异。 基于这些差异，影响到串联谐振电路350之内的谐振电流Ires和开关电压Uwr。图2到4示出了串联谐振变换器100的三种不同工作模式。这些工作模式的共同 特征是以软开关条件作为第一控制模式。这意味着，在特定时间将所有开关元件S1、S2、S3、 S4从位置开到关或从关到开进行切换，而不违反现有技术中已知的ZCS方法。图2示出了谐振电流Ires与开关电压Uwr同相的状况。图3示出了开关电压Uwr 为零，谐振电流Ires在串联谐振电路350的元件间瞬态补偿消失之前不等于零的状况。在 这种状况下，由于通过谐振电流Ires和开关电压Uwr之积计算功率，所以DC/AC变换器250 的输出功率为零。在图4中给出了一种状况，其中，所有开关装置都打开，而开关电压Uwr不 等于零，且谐振电流Ires也不等于零。这里，开关电压Uwr和谐振电流Ires彼此不同相。 特别地，它们处于反相关系，这意味着，在一个周期为360度的情况下，谐振电流Ires和开 关电压彼此具有180度的相位关系，或换言之在假设它们都具有相同时间周期时，它们彼 此具有半个周期的相位延迟。在下文中将图2中的情况称为“正状态”(+)，将图3中的情况称为“零状态”(0)， 将图4中的情况称为“负状态”(_)，而附图仅针对实现这些状态的开关位置示出了范例。 这里给出的定义基于图1中分别示出的DC输入电压200的给定方向和高DC输出电压600 的给定方向。在使用正状态状况时，则从DC/AC变换器250的第一端子210将能量和功率 传输到DC/AC变换器250的第三端子310。另一方面，在发生-状态时，从谐振电路350向 DC/AC变换器250的输入端210传输功率。于是，谐振电流减小。然而，仍然可能向610的 输出端传输少量能量。在图3的零状态状况下，任由串联谐振电路自己运行，其行为在到达 零状态状况时取决于系统中的能量，并取决于像电感320、电容器330和高压变压器450的 电气部件。然后，在DC/AC变换器250的输入端210处没有能量流动。在图2到4中，由电桥部分之间的全电桥截面中的箭头示出开关电压Uwr。将电桥 中通过串联谐振电路350的元件传递电流时流动的谐振电流Ires显示为相应桥部分和桥 截面中的虚线。本发明基于控制开关元件Si、S2、S3、S4，使得针对第一控制模式选择谐振电流 Ires和开关电压Uwr之间的第一相位关系，针对第二控制模式选择谐振电流Ires和开关电 压Uwr之间的第二相位关系。相对于两种相位关系而言，第一和第二工作模式都是彼此不 同的。相位关系是预定的且不是随机值。图5a和5b示出了两种不同控制模式的这两种不 同相位关系，而χ轴被示为时间轴，y轴被示为用于谐振电流Ires和开关电压Uwr的值，它 们都是依赖于时间的。可以通过选择图5a中所示的第一相位关系的预定值来实现第一控 制模式，其中谐振电流Ires和开关电压Uwr彼此同相，这意味着它们具有正好零度的相位 差或零度左右的相位差。可以将这一基本零值选作预定值。在谐振电流Ires和开关电压 Uwr处于彼此反相位关系时，这表示在图5a中，谐振电流Ires或开关电压Uwr的任一个相 对于给定时间轴被对称地反相，可以利用谐振电流Ires和开关电压Uwr之间的第一相位实 现其它第一工作模式。那么，在预定时间步骤的共同过零不变，而对于谐振电流Ires和开关电压Uwr跨过时间轴的方向相反。应当指出，与术语“工作模式”相比，并非等同地使用 术语“控制模式”。一种控制模式可以包括不同的工作模式，例如对于第一控制模式而言的 +状态、_状态和0状态。在第二控制模式中，谐振电流Ires和开关电压Uwr彼此处于第二预定相位关系， 这与第一预定相位关系不同。可以在图5b中看出这一点，其中示出了第二控制模式。在这 里，开关电压Uwr比谐振电流Ires稍早一点跨过时间轴的零线。这一时间间隙是预定的， 以便确保第二控制模式。在这里，谐振电流Ires相对于开关电压Uwr是延迟的。从图5b 中还可以看出，由于较早切换开关元件，这里为Sl和S4，所以谐振电流Ires的正弦形状不 再可用。在比较图5a和图5b时，那么，在两种控制模式中，开关元件Sl和S4都导通，开关 元件S2和S3都截止。直到开关元件Sl和S4都截止之前一直是这种状况，在从正电压值 直接变化到负电压值而不在零值停留时，由开关电压Uwr的时间曲线形状可以看出这种状 况。在图5b中，与第一控制模式相比，开关电压过零的时刻更早，即时间td更早。在第二 控制模式中，以时间延迟td紧随开关电压Uwr的谐振电流Ires稍晚跨过时间轴。图7和8示出了如何相对于彼此应用两种控制模式，即以交替方式以及时间上相 继的方式。在这些图中，相对于时间在垂直y轴上示出串联谐振变换器100的输出处的功 率电平，时间给出于水平χ轴上。在图6中，示出了仅使用第一控制模式的两种工作模式。示出了三种功率电平， 可以由图2的正状态实现的正功率电平(+)；可以由图3的零状态状况实现的零功率电平 (0)；以及可以由图4的负状态状况实现的负功率电平(-)。在图6中，仅使用了正状态状 况和零状态状况。这意味着，在串联谐振变换器100的输出端处接收的功率在正功率电平 和零功率电平之间交替变化。在这里，零功率电平的持续时间比正功率电平的多，可以从依 赖时间的功率的曲线形式看出这一点，这里曲线具有理想化的矩形波形。波形表示从串联 谐振变换器100之内的第一端子210向第三端子610传输的能量封装。串联谐振变换器输 出端处施加功率的依赖于时间的曲线下方的平均积分部分平均起来是图6中被示为虚线 的所需功率。与图6仅有一种第一控制模式相反，图7示出了使用第一控制模式和第二控制模 式的状况。χ轴和y轴与图6中相同，S卩，一方面描述时间，另一方面描述功率电平。还可以 在图8中找到图6中所有三个功率电平。此外，图8示出了用于第二控制模式中的额外功 率电平(+d)。有一种功率电平高于零功率电平并低于正功率电平。之间的这种功率电平在 下文中被称为“+d功率电平”，其可以使用图5a的开关条件来实现，其中现在在非软开关条 件下开关谐振电流Ires和开关电压Uwr0这种非软开关条件的特征在于，与基本没有相位 差的开关相比，谐振电流Ires和开关电压Uwr之间的相位延迟更大。从图6可以看出，以 交替方式使用的功率电平未达到零功率电平。这意味着电路相对于功率电平保持在相对稳 定的状况。一方面，由于第二控制模式违反了 ZCS方法，所以发生更多开关损耗，另一方面， 减小了抖动。图7中的所需输出功率(rP)介于正功率电平(+)和+d功率电平(+d)之间。如图8所示，所有四种功率电平(+)、(-)、(+d)和(0)都可用，但仅正功率电平⑴ 和零功率电平(0)用于操作。这是针对仅使用第一控制模式的时候的状况的范例。而操作 于正功率电平和零功率电平下的时间相等，更优选地，正功率电平下的时间比0功率电平 下的长，如图8所示。在开始为与第三端子610连接的像X射线管的装置供电时可以使用
11这种状况。短时间之后，可以改变控制方法，使得发生图7的状况，其中，并非仅仅使用第一
控制模式，而是如图7所示以交替方式使用第一和第二控制模式。 可以展示出，如果有接近系统所用电平之一的额外功率电平可用，可以将抖动频
率改变成更高的值。在X射线系统的范例中，将始终使用正电平，因为系统不可以仅利用零
或负电平工作。例如，针对最大输出功率附近的操作点的电压抖动被减小额外功率电平+d，
这非常接近正电平能量。从图7可以看出，通过在彼此接近的两个功率电平之间交替变化，
现在控制了正电平能量和+d电平能量之间的操作点。这导致了更高的抖动频率和更低的
抖动幅值。图7示出了恰好在+d电平功率下方的操作点的行为。在这里，抖动幅值也减小
了，因为与最大输出功率附近的操作点相比，有更多剩余能量可用。还可以展示出，对于通
常大部分利用零状态以及利用正状态工作的操作点，抖动频率将肯定受到影响。 图5a和5b示出了针对正电平和+d电平的电压和电流波形。在电流跨过零线时，
通过激活开关来实现正电平。电压和电流是同相的。将通过比图5a和5d所示的过零早时
间td进行开关来实现+d电平。电压和电流具有几度的相位延迟。这将会导致传输的能量
稍微低一些。开关损耗比正电平稍微高一点，但受到相位延迟td可能非常小这一事实的限制。用于具有可使用的控制装置900 (图9)的四电平控制器的控制策略类似于用于 三电平控制器的控制策略。在图9中，控制装置900包括预测器910、控制器920和判定块 930。预测器910预测下一控制周期整流器输出电压600的变化，下一控制周期由谐振电流 Ires针对所有可能开关配置，正电平、零电平、负电平和+d电平的过零给出。PI控制器920 计算下一步骤需要的输出电压600的变化。判定块930然后通过选择最终输出电压变化最 接近需要值的控制模式来决定将使用哪种控制模式。预测器包括针对输出电压Uout 600 的输入端和针对电压Uc(电容器330上的电压)的输入端。电压Uout(600)和Uc都用于分 析模型915。判定块930根据最接近deltaUoutref的deItaUout选择功率电平(+)、(_)、 (0)或(+d)，而在控制器920内部计算deltaUoutref，这里控制器是PI控制器。与来自预 测器910的其他输入独立地给出deltaUoutref的值作为判定块930的输入。判定块的输 出为控制值，在一个控制周期之内是(+)、(_)、(0)或(+d)之一，以确定所需功率电平。在 第一控制周期之后，开始下一次计算以确定取决于所需输出功率(rP)的以下所需控制值。图10示出了具有激活的+d功率电平的电压抖动的测量结果。如果激活+d功率 电平，抖动幅值剧烈减小。从图10可以看出，所关心的时间跨度例如在几μ秒的范围内， 串联谐振变换器的输出电压例如大约为60kV。尤其可以将本发明用于一般的谐振功率变换器、χ射线高压发电机或具有量化分 辨率的受控系统。在图示的实施例中，将单相串联谐振变换器100用于应用所提出的控制方法。然 而，使用多相为直接或间接与串联谐振变换器100的输出连接的电子装置供电也在本发明 的范围中。应当理解，给定图中的例示仅仅是示意性的，而谐振电流Ires可以在幅值上有变 化。应当指出，尤其可以将本发明用于一般的谐振变换器、用于χ射线高压发电机并 用于具有量化分辨率的受控系统。
应当指出，不应将权利要求中的附图标记推断为对权利要求的范围构成限制。此外，应当注意，术语“包括”不排除其他元件或步骤，单数冠词不排除复数。此外， 还可以将联系不同的实施例描述的要素结合起来。在对于ZCS的条件有疑问的情况下，应当查阅参考文献W02006/114719A1获得更
多fn息。应当注意，上述实施例旨在对本发明进行举例说明，而不是对其做出限制，并且本 领域技术人员将能够在不背离所附权利要求的范围的情况下设计出很多替代的实施例。
权利要求
一种方法，该方法用于控制开关装置(260)以便为谐振电路(350)提供开关电压(Uwr)以产生谐振电流(Ires)，从而在谐振功率变换器(100)的输出端提供所需的输出功率(rP)，所述方法包括 通过以交替序列使用第一控制模式和第二控制模式而在所述谐振功率变换器(100)的输出端提供所需的输出功率(rP)， 其中，所述第一控制模式相对于所述开关电压(Uwr)和所述谐振电流(Ires)是软开关控制模式， 并且其中，所述第二控制模式相对于所述开关电压(Uwr)和所述谐振电流(Ires)是非软开关控制模式。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第一控制模式中，所述开关电压(Uwr)为零。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第一控制模式中，所述开关电压(Uwr)和 所述谐振电流(Ires)彼此处于第一预定相位关系。
4.根据权利要求1到3中一项所述的方法，其中，在所述第二控制模式中，所述开关电 压(Uwr)和所述谐振电流(Ires)彼此处于第二预定相位关系。
5.根据权利要求3或4中一项所述的方法，其中，所述开关电压(Uwr)和所述谐振电流 (Ires)之间的所述第一预定相位关系基本为零。
6.根据权利要求3或4中一项所述的方法，其中，所述第一预定相位关系基本为180度。
7.根据权利要求4到6中一项所述的方法，其中，所述第二预定相位关系大于所述第一 预定相位关系。
8.根据权利要求4到7中一项所述的方法，其中，在所述第二预定相位关系中是小于 90度。
9.根据权利要求4到8中一项所述的方法，其中，在所述第二预定相位关系中，所述谐 振电流(Ires)相对于所述开关电压(Uwr)延迟。
10.根据权利要求1到9中一项所述的方法，其中，控制所述开关装置(260)，使得所述 第一控制模式提供第一功率电平，所述第二控制模式提供第二功率电平。
11.根据权利要求1到10中一项所述的方法，其中，所述第一功率电平和所述第二功率 电平都是正的。
12.根据权利要求1到11中一项所述的方法，其中，所述第一功率电平高于所述第二功 率电平。
13.根据权利要求1到12中一项所述的方法，其中，控制所述开关装置(260)，使得所 述第一控制模式提供第三功率电平。
14.根据权利要求1到13中一项所述的方法，其中，控制所述开关装置，使得所述第一 控制模式提供第四功率电平。
15.一种控制装置(900)，包括_用于接收表示所需输出功率(rP)的数据的输入端， -控制器(920)，-预测器(910)， -判定块(930)，-其中，所述判定块(930)适于产生用于决定控制模式的值，所述控制模式用于根据所 需输出功率(rP)提供输出功率，-其中，所述控制器(920)适于计算所述输出功率的所需变化，并且所述控制器(920) 产生用于所述判定块(930)的值，-其中，所述预测器(910)包括用于第一控制模式的第一输出端(911)，所述第一控制 模式是软开关控制模式，-其中，所述预测器(910)包括用于第二控制模式的第二输出端(912)，所述第二控制 模式是非软开关控制模式，-并且其中，所述控制装置(900)适于以任意序列组合两种控制模式。
16.根据权利要求15所述的控制装置，-其中，所述预测器(910)还包括以下中的至少一个用于所述第一控制模式的第三输 出端(913)，以及-用于所述第一控制模式的第四输出端(913)。
17.根据权利要求15或16所述的控制装置， -其中，所述判定块(930)包括_与所述预测器(910)的所述第二输出端(912)连接的第二输入端(932)， -还包括以下中的至少一个_与所述预测器(910)的所述第一输出端(911)连接的第一输入端(931)， _与所述预测器(910)的所述第三输出端(913)连接的第三输入端(932)，以及 _与所述预测器(910)的所述第四输出端(914)连接的第四输入端(934)。
18.具有根据权利要求15到17中一项所述的控制装置(100)的谐振功率变换器 (100)。
全文摘要
本发明涉及一种方法，该方法用于控制开关装置(260)以便为谐振电路(350)提供开关电压(Uwr)以产生谐振电流(Ires)，从而在谐振功率变换器(100)的输出端提供所需的输出功率(rP)。本发明还涉及一种适于执行所提出的用于控制开关装置的方法的控制装置。此外，本发明涉及一种谐振功率变换器，包括用于执行所提出的控制方法的控制装置。
文档编号H02M3/337GK101960701SQ200980107857
公开日2011年1月26日 申请日期2009年3月2日 优先权日2008年3月6日
发明者C·哈特拉普, P·吕尔肯斯, T·谢尔 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司