专利名称：电力变换装置以及电力变换装置的电容器电压的控制方法
技术领域：
本发明涉及电力变换装置以及电力变换装置的电容器电压的控制方法，特别涉及能够与同步机的高速旋转时的无负载感应电压比直流电源电压高的情况对应的电力变换装置以及电力变换装置的电容器电压的控制方法。
背景技术：
在汽车或电车中，不利用驱动系统进行加速、减速而以惯性来行驶(惰力运转)是运转模式的特征。在使用同步机的驱动系统中，在这样的惰力运转的情况下，产生无负载感应电压，该无负载感应电压经由与构成电力变换装置的开关电路反向并联连接的二极管被全波整流，直流电压(电容器的端子间电压)上升，在电源侧再生电力，作为驱动系统整体进行制动动作。作为关联的技术，在下述专利文献1中公开了一种电动车辆用永久磁铁电动机的驱动装置，在逆变器(inverter)的电源和逆变器臂间串联地插入单向导通单元和开闭单元的并联连接电路，经由逆变器对永久磁铁型同步电动机进行驱动，其特征在于，在逆变器的停止期间，将开闭单元打开(open)，在逆变器开始运转时，保持将开闭单元打开的状态不变，以电动机的端子电压成为预定的值的方式对励磁电流进行控制，在当电动机的端子电压达到预定值时使开闭单元为闭的状态下控制电动机的扭矩电流，使电动机进行加减速运转，在使运转中的逆变器停止时，保持以电动机的端子电压成为预定值的方式对励磁电流进行控制的状态不变，使扭矩电流减少为零之后，将开闭单元打开，此后使励磁电流减少， 使逆变器的运转停止。在专利文献1所公开的技术中，考虑了电源侧的电容器的过电压对策。现有技术文献
专利文献
专利文献1 日本特开2000-308388号公报。
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1中，关于逆变器臂侧的电容器，适当地选择IGBT等半导体元件和逆变器臂侧的电容器的额定电压，由此，能够充分地应对。但是，即使适当地选择IGBT等半导体元件和逆变器臂侧的电容器的额定电压，无负载感应电压也变得更高，逆变器臂侧的电容器成为过电压，产生不得不使逆变器停止的情况。并且，为了使逆变器臂侧的电容器放电，需要将放电电路附属于逆变器臂侧的电容器，存在电力变换装置变得比所需要的程度大或成本较大这样的问题。本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供一种能够不需要按每个电容器设置放电电路的电力变换装置以及电力变换装置的电容器电压的控制方法。用于解决课题的手段为了解决上述课题并实现目的，本发明提供一种电力变换装置，具有断流器，与直流电源串联连接；第一电容器，经由所述断流器与所述直流电源并联连接；放电电路，与所述第一电容器并联连接，包括串联连接的电阻器以及第一开关电路；电力变换器，对同步机进行驱动；第二电容器，与所述电力变换器的直流侧并联连接；第二开关电路，串联连接在所述第一电容器和所述第二电容器之间；以及控制电路，控制所述放电电路，其特征在于，还具有对所述第一电容器的电压进行检测的第一电压检测器和对所述第二电容器的电压进行检测的第二电压检测器，所述控制电路基于所述第一电容器的电压以及所述第二电容器的电压，控制所述放电电路。发明的效果
根据本发明，能够不需要按每个电容器设置放电电路。即，能够用一个放电电路进行与直流电源并联连接的第一电容器和与电力变换器的直流侧并联连接的第二电容器的放电， 所以，起到能够实现电力变换装置的小型化、部件件数减少所带来的低成本化这样的效果。
图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的图。图2是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制电路11的结构的图。图3是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的主要部分动作的波形图。图4是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的结构的图。图5是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的控制电路15的结构的图。图6是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的主要部分动作的波形图。附图标记说明 1直流电源
2断流器 3电阻器 4、8开关电路 5放电电路
6、9电容器
7、10电压检测器 11、15控制电路 12电力变换器 13同步机
14电流检测器
16a、16b、16c、16d 比较器
17a、17b 反相(NOT)器
18保持(锁存)器
19a、19b、19c 逻辑积(AND)器
20a,20b 延时继电器(time limit relay)。
具体实施方式
以下，基于附图详细地对本发明的电力变换装置的实施方式进行说明。并且，本发明不限定于这些实施方式。实施方式1
图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的图。本实施方式的电力变换装置具有与直流电源1串联连接的断流器2 ；经由断流器2与直流电源1并联连接的第一电容器6;彼此串联连接并且与电容器6并联连接且对过电压进行抑制的电阻器3以及第一开关电路4 ；驱动同步机13的电力变换器12 ；与电力变换器12的直流侧并联连接的第二电容器9 ；串联连接在电容器9和电容器6之间的第二开关电路8 ；对电容器6的电压进行检测的第一电压检测器7 ；对电容器9的电压进行检测的第二电压检测器10 ；对开关电路4、开关电路8以及断流器2进行控制的控制电路11。电阻器3以及开关电路4构成放电电路5。在实施方式1中，利用使用了安装在转子上的永久磁铁所引起的磁通量的永久磁铁同步机作为同步机13。在永久磁铁同步机中，永久磁铁所引起的磁通量恒定，作为同步机 13单体的特性，产生和永久磁铁所引起的磁通量密度与同步机13的旋转速度之积成比例的感应电压。该感应电压一般被称为无负载感应电压。与此相对，电力变换器12不能够产生输入的直流电源1的直流电压以上的电压，所以，在无负载感应电压超过电力变换器12 的最大输出电压的区域，以由电枢绕组产生将永久磁铁所引起的磁通量抵消的磁通量的方式，由电力变换器12进行所谓的弱磁控制(field weakening control)，进行直到高旋转速度的运转。一般地，在汽车或电车等的电动车辆中，以存在如下的称作惰力运转的运转模式为特征电力变换器停止，利用不是动力运行也不是再生的惯性进行行驶。并且，在利用了永久磁铁同步机的电动车辆的惰力运转中，产生前述的无负载感应电压。在图1所示的实施方式1的电力变换装置中，在由同步机13产生的无负载感应电压比电力变换器12的直流电压(相当于电容器6的两端电压)大的区域，同步机13产生的无负载感应电压经由构成电力变换器12的开关电路Gu、GV、GW、GX、Gy、(}Z的二极管被全波整流，直流电压上升，在直流电源1侧再生电力，作为系统整体，产生制动力，进行制动动作。此外，由于产生在永久磁铁同步机的绕组中流过电流而产生的铜损或电力变换器 12的损失，所以，从节能的角度考虑，在电动车辆的惰力运转中应该流过用于弱磁控制的励磁电流的电力变换装置进行运转是不优选的。特别是，在能量效率为最重要课题的电动汽车中是非常大的课题。因此，在实施方式1中，如图1所示，在电力变换器12和电容器6之间串联地插入开关电路8，经由电力变换器12对同步机13进行驱动。并且，在实施方式1中，开关电路8 能够包括反向并联连接了例如二极管等的单向导通电路的例如IGBT等的晶体管等的开闭电路而构成，能够使用与构成电力变换器12的开关电路Gu、GV、Gw、GX、Gy、(}Z相同的电路。 此外，开关电路4也与开关电路8同样地，能够包括反向并联连接了例如二极管等的单向导通电路的例如IGBT等的晶体管等的开闭电路而构成，能够使用与构成电力变换器12的开关电路611、6￥、6 、61、67、(^相同的电路。控制电路11将由电压检测器10检测到的电容器9的电压值以及由电压检测器7检测到的电容器6的电压值作为输入，对断流器2、开关电路4以及开关电路8进行控制。在电力变换器12进行加速运转的情况下，为了从直流电源1向电力变换器12供给电力，控制电路11将开关电路8的晶体管控制为导通状态。此外，在电力变换器12使运转停止的情况下，控制电路11将开关电路8的晶体管控制为截止状态。此时，在由同步机13产生的无负载感应电压比电容器9的电压大的情况下，电容器9经由构成电力变换器12的开关电路Gu、Gv, Gw, Gx, Gy、Gz的二极管进行峰值充电，但是，通过适当地选择电容器9的电容，由此，电容器9被立刻充电，不会作为系统整体成为制动动作。此外，在开关电路8的晶体管为截止状态的情况下，从电力变换器12侧向直流电源1侧这样的方向的电力的流动被开关电路8切断，所以，在惰力运转时，能够防止由于同步机13所产生的无负载感应电压在直流电源1侧再生而产生的不需要的制动力的产生和与此相伴的电力的损失，并且，能够防止直流电源1的电压上升到正常的电压以上。在图2中示出控制电路11的结构的一例。控制电路11将电容器9的电压值Vc 和电容器6的电压值Vfc作为输入，根据电容器9的电压值Vc和电容器6的电压值Vfc的值，输出对开关电路8、构成放电电路5的开关电路4、以及断流器2进行控制的信号。如图2所示，由比较器16a进行电容器9的电压值Vc和表示过电压的设定值的预定的阈值(在这里，作为一例，假定为1850V)的比较，当电容器9的电压值Vc成为表示过电压的设定值的预定的阈值(在这里为1850V)以上时，比较器16a输出值(逻辑信号)“1”。 从该比较器16a输出的值“1”被输入到逻辑积(AND)器19a。并且，逻辑积(AND)器19a的输出信号被保持(锁存)器18保持“1”的值。S卩，保持(锁存)器18保持比较器16a的输出的值“1”，该保持条件由反相(NOT)器17a和比较器16b决定。电容器9的电压值Vc 输入到比较器16b，电容器9的电压值Vc与预定的阈值(在这里，作为一例，假定为1600V) 进行比较，当电容器9的电压值Vc比预定的阈值(在这里为1600V)低时，比较器16b输出值“1”。该比较器16b的输出被输入到反相(NOT)器17a并被反相。即，当值“1”被输入到反相(NOT)器17a时，从反相(NOT)器17a输出值“0”。在反相(NOT)器17a的输出为“0” 的情况下，保持(锁存)器18保持比较器16a的输出“1”不变。当电容器9的电压值Vc 比预定的阈值(在这里为1600V)大时，比较器16b的输出成为“0”，反相(NOT)器17a的输出成为“1”，所以，保持(锁存)器18解除保持状态，将比较器16a的值从“1”变更为“0”。 即，在电容器9的电压Vc —旦成为1850V之后，直至放电到1600V为止，对断流器2进行控制的控制信号SCS (后述)为“0”。此外，电容器6的电压值Vfc被输入到比较器16c，与预定的阈值(在这里，作为一例，假定为1600V)进行比较，当电容器6的电压值Vfc成为预定的阈值(在这里为1600V) 以上时，比较器16c输出值“1”。从该比较器16c输出的值“1”被输入到逻辑积(AND)器 19a。在从比较器16a输出的值和从比较器16c输出的值两者都为“1”的情况下，逻辑积(AND)器19a输出信号“1”。并且，除此以外，逻辑积(AND)器19a输出信号“0”。逻辑积(AND)器19a的输出信号被输入到反相(NOT)器17b，反相(NOT)器17b的输出信号成为对断流器2进行控制的通(反相(NOT)器17b的输出为“1”的情况)/断(反相(NOT)器17b的输出为“0”的情况)控制信号SCS0
比较器16a的输出信号通过延时继电器20a成为开关电路4的通(延时继电器 20a的输出为“1”的情况)/断(延时继电器20a的输出为“0”的情况)控制信号GS。并且，延时继电器20a使输入信号的定时延迟某预定的时间(延迟时间)并输出。这具有如下效果防止在断流器2被打开(断开)之前使开关电路4先导通(流过贯通电流)。因此，对断流器2打开的时间进行预料来设定延时继电器20a的延迟时间(设定为后述的图 3中的时亥Ij tl t2的期间的量(例如，IOOmsec左右))。此外，延时继电器20a的输出信号还被输入到延时继电器20b，该延时继电器20b 的输出信号与比较器16b的输出信号一起被输入到逻辑积(AND)器19b。该逻辑积(AND) 器19b的输出成为开关电路8的通(逻辑积(AND)器19b的输出为“1”的情况)/断(逻辑积(AND)器19b的输出为“0”的情况)控制信号OS。并且，还将延时继电器20a的输出信号输入到延时继电器20b，使开关电路8导通的定时比开关电路4导通的定时迟，由此，具有能够防止在开关电路8中流过较大的电流、能够防止开关电路8被破坏的效果。对于实施方式1来说，在这样的电路结构中，考虑了电容器9的电压成为假定以上 (例如，假定的阈值以上等)较大的电压(过电压)的情况。如前述那样，同步机13所产生的无负载感应电压比直流电源1的电压大，所以，根据控制方法等，会常常发生电容器9的电压成为假定以上的较大的电压的情况。因此，可以说对电容器9的电压进行控制(使电荷放电)的方法是重要的。然后，参照图3对实施方式1的动作进行说明。在图3的时刻t0，当能够由电压检测器10检测的电容器9的电压由于某种原因而上升并成为过电压时，电力变换器12的动作停止，控制电路11将开关电路8的晶体管控制为截止状态。这样将开关电路8的晶体管控制为截止状态之后，在电容器9的电压和电容器6 的电压存在电位差的状态下，当使开关电路8的晶体管再次成为导通状态时，开关电路8的阻抗较小，所以，在开关电路8中流过较大的短路电流，开关电路8被破坏。为了防止这种情况，如以下说明的那样，在实施方式1中，控制电路11在将开关电路8的晶体管再次控制为导通状态之前，将开关电路4的晶体管控制为导通状态。在时刻tl，控制电路11将断流器2控制为截止状态，不在直流电源1侧再生电力。在时刻t2，控制电路11将开关电路4的晶体管控制为导通状态。由此，电容器6 的电荷被放电，所以，由电压检测器7检测到的电容器6的电压下降。在时刻t3，控制电路11使开关电路4的晶体管为导通状态不变，将开关电路8的晶体管控制为导通状态。由此，电容器9的电荷被放电。这样在减小电容器9的电压和电容器6的电压的电位差之后，将开关电路8的晶体管控制为导通状态，由此，能够防止在开关电路8中流过较大的短路电流，能够防止开关电路8的破坏。在实施方式1中，能够利用一个放电电路5实施上述那样的两个电容器9和电容器6的电荷的放电。在时刻t4，电容器9的电荷被放电，当电容器9的电压下降到电力变换器12能够起动的电压时，控制电路11将开关电路4的晶体管控制为截止状态。此外，与此相匹配地， 控制电路11也将开关电路8的晶体管控制为截止状态。控制电路11进行以上的那样的控制，由此，能够防止同步机13产生的无负载感应电压流入(施加)到直流电源1或电容器 6。
如以上说明的那样，在实施方式1中，能够不需要对电容器9以及电容器6的每一个设置放电电路。即，能够利用一个放电电路5进行电容器9和电容器6的放电，所以，起到能够实现电力变换装置的小型化、部件件数减少所带来的低成本化这样的效果。实施方式2
然后，对本发明的实施方式2进行说明。图4是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的结构的图。并且，对与实施方式1相同的部分标注相同的附图标记并省略其说明，此处仅对不同的部分进行说明。在实施方式2的电力变换装置中，与实施方式1的电力变换装置比较，其特征在于还具有对流过开关电路8的电流进行检测的电流检测器14。此外，与此相伴，在实施方式2 的电力变换装置中，代替实施方式1的电力变换装置的控制电路11，具有控制电路15。在图5中示出控制电路15的结构的一例。与实施方式1的控制电路11进行比较， 以如下方式追加比较器16d和逻辑积(AND)器19c 将对流过开关电路8的电流进行检测的电流检测器14所检测到的电流id作为输入，仅在id比预定的阈值(在这里，作为一例，假定为1000A)低的情况下，使开关电路8以及开关电路4导通。由此，当流过开关电路8的电流值比预定的阈值(在这里为1000A)大时，控制电路15能够将开关电路8的晶体管和开关电路4的晶体管控制为截止状态。然后，参照图6对实施方式2的动作进行说明。直至图6的时刻t3，实施方式2的动作与先前说明的实施方式1的动作相同，所以，省略说明。在图6的时刻t4，当电流检测器14检测到的流过开关电路8的电流值比预定的阈值大时，控制电路15将开关电路8的晶体管和开关电路4的晶体管控制为截止状态。由此，起到能够防止开关电路8被过电流破坏的效果。此外，与开关电路8的晶体管相匹配地使开关电路4的晶体管为截止状态，由此，防止电容器6的电压下降，然后，在使开关电路8 的晶体管为导通状态时，能够使电容器9的电压和电容器6的电压的电位差尽可能地小，起到能够防止电容器9的电压和电容器6的电压的电位差所引起的较大的电流流过的效果。 并且，如时刻t4那样，作为在开关电路8中流过较大的电流的原因，考虑不使开关电路4为导通状态(开关电路4为截止状态)而使开关电路8为导通状态的情况等。此后，在时刻t5，为了进行电容器9的电荷的放电，控制电路15再次将开关电路4 的晶体管控制为导通状态。此后立刻在时刻t6，控制电路15将开关电路8的晶体管控制为导通状态，使电容器9的电荷放电。在时刻t6将开关电路8的晶体管控制为导通状态，电容器9的电荷被放电，由此， 在时刻t7，当电容器9的电压下降到电力变换器12能够起动的电压时，控制电路15将开关电路4的晶体管控制为截止状态。此外，与此相匹配地，控制电路15也将开关电路8的晶体管控制为截止状态。控制电路15进行以上那样的控制，由此，能够防止同步机13所产生的无负载感应电压流入(施加)到直流电源1或电容器6。 如以上说明的那样，在实施方式2中，能够不需要对电容器9以及电容器6的每一个设置放电电路。即，能够利用一个放电电路5进行电容器9和电容器6的放电，所以，起到能够实现电力变换装置的小型化、部件件数减少所带来的低成本化这样的效果。
此外，在开关电路4发生了故障的情况等下进行放电，能够防止使开关电路8导通时破坏开关电路8。因此，起到能够提高开关电路8的可靠性这样的效果。
产业上的可利用性
如以上的那样，本发明的电力变换装置对电力变换装置以及电力变换装置的电容器电压的控制方法有用，特别是，适于能够与同步机的高速旋转时的无负载感应电压比直流电源电压高的情况对应的电力变换装置以及电力变换装置的电容器电压的控制方法。
权利要求
1.一种电力变换装置，具有断流器，与直流电源串联连接；第一电容器，经由所述断流器与所述直流电源并联连接；放电电路，与所述第一电容器并联连接，包括串联连接的电阻器以及第一开关电路；电力变换器，对同步机进行驱动；第二电容器，与所述电力变换器的直流侧并联连接；第二开关电路，串联连接在所述第一电容器和所述第二电容器之间； 控制电路，对所述放电电路进行控制，其特征在于，还具有第一电压检测器，对所述第一电容器的电压进行检测；第二电压检测器，对所述第二电容器的电压进行检测，所述控制电路基于所述第一电容器的电压以及所述第二电容器的电压对所述放电电路进行控制。
2.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述第二电容器放电时，所述控制电路将所述断流器控制为截止状态，将所述第一开关电路控制为导通状态，使所述第一电容器进行放电，然后，将所述第二开关电路控制为导通状态，使所述第二电容器进行放电。
3.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，在所述第一电容器的电压为第一电压阈值以上并且所述第二电容器的电压为第二电压阈值以上时，所述控制电路将所述断流器控制为截止状态，在所述断流器打开之后，将所述第一开关电路控制为导通状态，使所述第一电容器进行放电，在所述第一开关电路成为导通状态后并且在所述第二电容器的电压比第三电压阈值低时，将所述第二开关电路控制为导通状态，使所述第二电容器进行放电。
4.如权利要求1 3的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，还具有对在所述第二开关电路中流过的电流进行检测的电流检测器，在所述第二电容器放电时，当由所述电流检测器检测到的流过所述第二开关电路的电流比电流阈值大时，所述控制电路将所述第二开关电路控制为截止状态。
5.一种电力变换装置的电容器电压的控制方法，该电力变换装置具有断流器，与直流电源串联连接；第一电容器，经由所述断流器与所述直流电源并联连接；放电电路，包括串联连接的电阻器以及第一开关电路，与所述第一电容器并联连接；电力变换器，对同步机进行驱动；第二电容器，与所述电力变换器的直流侧并联连接；第二开关电路，串联连接在所述第一电容器和所述第二电容器之间；控制电路，对所述第一以及所述第二开关电路、以及所述断流器进行控制，该控制方法的特征在于，包括如下步骤所述控制电路将所述断流器控制为截止状态；所述控制电路将所述第一开关电路控制为导通状态，使所述第一电容器进行放电；然后，所述控制电路将所述第二开关电路控制为导通状态，使所述第二电容器进行放H1^ ο
6.如权利要求5所述的电力变换装置的电容器电压的控制方法，其特征在于，所述控制电路基于所述第一电容器的电压以及所述第二电容器的电压，对所述放电电路、所述断流器以及所述第二开关电路进行控制。
7.如权利要求6所述的电力变换装置的电容器电压的控制方法，其特征在于，包括如下步骤在所述第一电容器的电压为第一电压阈值以上并且所述第二电容器的电压为第二电压阈值以上时，所述控制电路将所述断流器控制为截止状态；所述控制电路在所述断流器打开之后将所述第一开关电路控制为导通状态，使所述第一电容器进行放电；在所述第一开关电路成为导通状态后并且所述第二电容器的电压比第三电压阈值低时，所述控制电路将所述第二开关电路控制为导通状态，使所述第二电容器进行放电。
8.如权利要求5 7的任意一项所述的电力变换装置的电容器电压的控制方法，其特征在于，还包括如下步骤在所述第二电容器放电时，当在所述第二开关电路中流过的电流比电流阈值大时，所述控制电路将所述第二开关电路控制为截止状态。
全文摘要
本发明涉及电力变换装置以及电力变换装置的电容器电压的控制方法。电力变换装置具有与直流电源串联连接的断流器；经由断流器与直流电源并联连接的第一电容器；包括串联连接的电阻器以及第一开关电路并且与第一电容器并联连接的放电电路；驱动同步机的电力变换器；与电力变换器的直流侧并联连接的第二电容器；串联连接在第一电容器和第二电容器之间的第二开关电路；以及对放电电路进行控制的控制电路，其中，控制电路基于第一电容器的电压以及第二电容器的电压对放电电路进行控制。
文档编号H02P27/06GK102422524SQ200980159240
公开日2012年4月18日 申请日期2009年5月13日 优先权日2009年5月13日
发明者河野雅树, 畠中启太 申请人:三菱电机株式会社