专利名称：隔离式电流调节型直流-直流变换器的制作方法
技术领域：
本发明属于电子技术领域，涉及隔离式直流-直流变换器拓扑结构。更具体地说，
本发明涉及一种新高性能低价格的隔离式电流调节型直流-直流变换器。
背景技术：
在相当多的直流-直流变换器应用中，由于应用环境的要求，往往需要隔离这直 流-直流变换器的输入和输出。这通常是由开关变压器来完成。在一些应用中，由于输入 与输出电压比太大，为了增加这直流_直流变换器的效率，通常使用高频开关变压器的匝 比来使这直流_直流变换器工作更优化而使这直流_直流变换器的效率能有所相应地提 高。在中小功率隔离式直流-直流变换器应用中，反激式和正激式是主要的功率拓扑电路 结构。这些功率拓扑电路结构能使系统由比较少的元件组成，但各元件所承受的电压和电 流应力是相当大的。 在反激式中，由于仅当直流_直流变换器开关变压器的原边开关关断时，直流_直 流变换器的开关变压器向其付边的负载输出能量。为此，开关变压器原付边的元件必须承 受相当大的电压，电流应力。并由于输出能量是断续传输，这使的这反激式直流-直流变换 器的调节特性比较差，而难以迅速响应输入电压及输出负载的变化。 在正激式中，由于开关变压器磁场复位要求，通常这使得开关变压器的原边开关 的导通占空比小于50%，以防止开关变压器进入饱和。又由于开关变压器磁场复位要求， 这使得这开关变压器的原边开关所承受的电压应力是其输入电压的两倍。这对高输入电压 Vin应用场合而言，这原边开关的选择是比较难以兼顾高性价比的要求。在正激式直流-直 流变换器中，各元件的电流应力是由输出电流Io决定。因此如果能够减少其元件的电压应 力，这就能够使这直流-直流变换器达到高性价比的性能。
发明内容
本发明的目的是从正激式直流_直流变换器出发，减少其元件的电压应力并保持
其低的元件电流应力，扩展其调节占空比至100%。这样本发明的直流-直流变换器能达到 高性价比的性能。 本发明提出一种复合功率拓扑结构。它由降压电流调节结构和两个改进型异相正 激式直流_直流变换器组成。 本发明的隔离式电流调节型直流-直流变换器由降压开关SA，续流二极管DA，降 压电感L，开关Sl和S2，吸收开关变压器漏感能量的电容Cc，输出二极管D3和D4，输出滤 波电容C和开关变压器T构成；降压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另 一端与一开关变压器的原边绕组和Sl或S2开关相连；开关变压器的两个原边绕组分别与 开关Sl或S2串连；这开关变压器的两个原边绕组分别与开关Sl或S2串连的支路并联并 分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管DA和降压开关SA串连并与输入电源 Vin相连；用于吸收开关变压器漏感能量的Cc电容分别与开关Sl或S2串连；开关变压器的两个付边绕组与输出二极管D3和D4构成全波整流电路；输出滤波电容C与输出负载并 联。 所述的开关Sl和S2交互导通，即Sl导通，S2截止；S2导通，Sl截止；开关变压器
的两个原边绕组相位相反地分别流入降压电感L电流，开关变压器的付边经输出二极管D3
和D4交互导通，以固定比例输出电感电流到负载。 所述的降压开关SA的占空比动态调节范围为0 100%。 所述的开关Sl和S2为自激驱动或它激驱动。所述的S1、S2、D3和D4的电压应力独立于输入电压Vin，且由输出电压Vo和开关
变 压器原付边匝比决定。 所述的降压开关SA和续流二极管DA的电压应力是输入电压Vin。 上述SA、DA、S1和S2的电流应力是由输出电流Io和开关变压器原付边匝比决定的。 在大电流输出应用中，输出二极管D3和D4分别用同步整流管M0SFET S3和S4替 换。 本发明的优点是两个改进型异相正激式直流-直流变换器的功率开关的电压应 力是独立于输入电压Vin。这功率开关和输出整流二极管的电压应力是由输出电压Vo和开 关变压器原付边匝比决定的。这功率开关的电流应力是由输出电流Io和开关变压器原付 边匝比决定的。 本发明的另一个优点是将两个改进型异相正激式直流-直流变换器中的两个开 关变压器可以用一个开关变压器替换。这开关变压器是可工作于第一和第三象限没有直流 偏磁，不像正激式直流_直流变换器开关变压器仅仅工作于第一象限而有直流偏磁。这使 得这开关变压器的几何尺寸比正激式直流_直流变换器的开关变压器的几何尺寸小一倍。 开关变压器漏感的能量能够无损地馈送到负载，这使得本发明的高性价比隔离式电流调节 型直流_直流变换器可高效地工作于高开关频率。 本发明的再一个优点是两个改进型异相正激式直流-直流变换器的功率开关可 以零电压导通，即实现零电压开关。它们的开关损耗相当低。两个异相的功率开关可以工 作于50%占空比。正因为50%占空比使的这两个异相的功率开关可以以低成本自激振荡 驱动方式驱动。 本发明的优点是降压开关SA的占空比可以从OX到100%的动态调节范围。本发 明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器的动态调节性能与通常降压直流_直流 变换器的动态调节性能相近。由于本发明的高性价比隔离式电流型直流-直流变换器所具 有的开关变压器，降压开关SA可以以低成本共地驱动方式来驱动。
图1是现有技术的正激式直流_直流变换器。 图2是两个改进型异相正激式直流_直流变换器的复合结构。 图3是本发明的电路结构，即图2和降压电流调节功能相结合的复合结构。 图4是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体实例电路图。
图5是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第二实例电路 图。大功率晶体管用作为开关SI和S2，附有反并二极管。 图6是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第三实例电路 图。大功率晶体管用作为开关S1和S2。 图7是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第四实例电路 图。降压开关SA以共地驱动方式来驱动，MOSFET用作为开关SI和S2。
图8是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第五实例电路 图。降压开关SA以共地驱动方式来驱动，大功率晶体管用作为开关SI和S2，附有反并二极管。 图9是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第六实例电路
图。降压开关SA以共地驱动方式来驱动，大功率晶体管用作为开关SI和S2。 图10是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第七实例电
路图。图4中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。 图11是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第八实例电
路图。图5中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。 图12是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第九实例电
路图。图6中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。 图13是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第十实例电
路图。图7中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。 图14是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第十一实例
电路图。图8中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。 图15是本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具体第十二实例
电路图。图9中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。
具体实施例方式
传统的正激式直流_直流变换器如图1所示。Vc是一钳位电压。通常Vc = Vin。 这样原边开关电压应力是两倍输入电压。而元件的电流应力是Ns * Io/Np， Io是输出电 流。在图1中将电感L从开关变压器的付边移到开关变压器的原边，并为保持电感电流连 续，另加一个辅助正激式变换器如图2所示。其中开关SI和S2是交互导通，即SI导通，S2 截止；而S2导通，SI截止。钳位电压Vc = Np * Vo/Ns。 Vo是输出电压。
由于SI和S2交替导通，电感电流可以通过S1、S2、D3、D4和开关变压器T传输到 负载。此时S1和S2的电压应力是2XVc = 2XNp * Vo/Ns。显然如果这电感L的电流可 以控制，则该直流_直流变换器的输出电流和电压可以被控制。由于这开关变压器原边绕 组中的电流是电感L中的电流，只要这电感L的电流可以控制，则该开关变压器是不存在磁 路饱和问题。要控制这一电感电流的最简单方法是引入一个降压直流-直流电流调节功能 结构。将图2所示电路加以整理并加入电感电流调节电路如图3所示本发明的电路结构。
在图3中，由于电感电流调节，电路工作条件是开关Sl和S2必须交替导通。如图 3所示，只要电感电流在Sl或S2关断时保持连续，它可避免在开关Sl和S2上产生电压尖 峰。只有开关S1和S2交替导通，才能使得这电感电流连续。当然如果开关S1和S2不能瞬时交替导通，在电感和续流二极管之间连接一 电容或电容加电阻是一有效方法减小这电 压尖峰，但这将增加电路的损耗。 在电路中，降压开关SA的开关频率可以独立于开关Sl和S2的开关频率。SA的开 关频率是由降压电感L和输出滤波电容C决定的，S卩，它影响电感电流的纹波及输出电压的 纹波。开关S1和S2的开关频率是由开关变压器决定的，S卩，它影响开关变压器的伏-秒乘 积。 在图3中，SA的电压应力是输入电压Vin。 Sl和S2的电压应力是2XNp * Vo/ Ns。 SA的电流应力是Ns * Io/Np。 Sl和S2的电流应力也是Ns * Io/Np。由Sl和S2的 电压应力表达式可看出Sl和S2元件的电压应力可以通过选择合适的开关变压器原付边匝 比限制在合适电压之下。 Sl和S2是用以通过开关变压器传输电感L电流到负载。由于这是电流驱动开关 变压器，S1和S2的导通占空比可以为任意D和(l-D)。当然为了更好地平衡S1、S2、D3和 D4器件热平衡及开关变压器的磁平衡，通常选择D = 0. 5左右。由于D = 0. 5左右，可以采 用低成本的自激振荡方式来驱动Sl和S2。这开关变压器的几何尺寸是由Sl和S2的开关 频率决定。 如图3所示，Vc钳位电压源所吸收的开关变压器的漏感中的能量能够通过Sl和 S2的交替导通将其馈送到开关变压器付边的负载上。这钳位电压源Vc可以用一个电容Cc 来代替，而如图4所示。 如图4所示，当开关Sl或S2关断时，由于开关变压器漏感的作用，使得开关S2或 Sl的反并体二极管导通，从而使开关S2或Sl可以零电压导通，即实现零电压开关。由于开 关变压器漏感的能量能够无损地馈送到负载，这使得Sl， S2， Cc， D3， D4和开关变压器T构 成直流_直流电流变压器可高效地工作于高开关频率。 在本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器中，Sl，S2，Cc，D3，D4和
开关变压器T构成直流_直流电流变压器并不储存任何能量。本发明的高性价比隔离式电 流调节型直流-直流变换器的储能元件是电感L和输出滤波电容C，即通常降压直流_直 流变换器的储能元件。本发明的高性价比隔离式电流调节型直流-直流变换器的动态调节 性能与通常降压直流_直流变换器的动态调节性能相近。由于SA的占空比可以从0%到 100%，本发明的高性价比隔离式电流调节型直流-直流变换器的动态调节范围远大于传 统的正激式直流_直流变换器的动态调节范围。 本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器具有通常降压直流_直流 变换器相应的电压电流应力以及相应的动态调节性能，同时它还具有开关变压器的隔离功 能。在实际应用中，由于开关变压器原付边匝比的自由度，它能使本发明的高性价比隔离式 电流调节型直流_直流变换器工作于比通常降压直流_直流变换器更优化的工作条件下， 而获得更高的工作效率。由于可以用自激振荡方式来驱动Sl和S2，这可使得Sl， S2， Cc， D3， D4和开关变压器T构成直流-直流电流变压器得以低成本实现。 由于开关Sl和S2交替导通，开关变压器是工作于第一和第三象限没有直流偏磁， 不像正激式直流_直流变换器开关变压器仅仅工作于第一象限而有直流偏磁。这使得这开 关变压器的几何尺寸比正激式直流_直流变换器的开关变压器的几何尺寸小一倍。
本发明的高性价比隔离式电流调节型直流_直流变换器与通常的正激式直流_直流变换器(如图l所示)相比，除了用于吸收开关变压器漏感能量的Cc电容外，没有额外 贮能元件。 开关S1和S2是可以使用更低成本功率三极管。更高性价比隔离式电流型直 流_直流变换器如图5，图6所示。 由于本发明的高性价比隔离式电流型直流_直流变换器所具有的开关变压器，降 压开关SA可以以低成本共地驱动方式来驱动，如图7、图8和图9所示。
在大电流输出应用中，输出二极管D3和D4可以用同步整流管M0SFET S3和S4替 换。由于D3和D4的50%占空比导通，这是非常容易以低成本自驱动方式驱动S3和S4的， 如图10，图11，图12，图13，图14和图15所示。
权利要求
隔离式电流调节型直流-直流变换器，其特征在于由降压开关SA，续流二极管DA，降压电感L，开关S1和S2，吸收开关变压器漏感能量的电容Cc，输出二极管D3和D4，输出滤波电容C和开关变压器T构成；降压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与一开关变压器的原边绕组和S1或S2开关相连；开关变压器的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连；这开关变压器的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连的支路并联并分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管DA和降压开关SA串连并与输入电源Vin相连；用于吸收开关变压器漏感能量的Cc电容分别与开关S1或S2串连；开关变压器的两个付边绕组与输出二极管D3和D4构成全波整流电路；输出滤波电容C与输出负载并联。
2. 如权利要求l所述隔离式电流调节型直流-直流变换器，其特征在于开关S1和S2 交互导通，即Sl导通，S2截止；S2导通，Sl截止；开关变压器的两个原边绕组相位相反地分 别流入降压电感L电流，开关变压器的付边经输出二极管D3和D4交互导通，以固定比例输 出电感电流到负载。
3. 如权利要求1所述隔离式电流调节型直流_直流变换器，其特征在于降压开关SA 的占空比动态调节范围为0 100%。
4. 如权利要求l所述隔离式电流调节型直流-直流变换器，其特征在于开关S1和S2 为自激驱动或它激驱动。
5. 如权利要求1所述隔离式电流调节型直流-直流变换器，其特征在于S1、S2、D3和 D4的电压应力独立于输入电压Vin，并由输出电压Vo和开关变压器原付边匝比决定。
6. 如权利要求1所述隔离式电流调节型直流_直流变换器，其特征在于降压开关SA 和续流二极管DA的电压应力是输入电压Vin。
7. 如权利要求1所述隔离式电流调节型直流-直流变换器，其特征在于SA、DA、S1和 S2的电流应力是由输出电流Io和开关变压器原付边匝比决定的。
8. 如权利要求1所述隔离式电流调节型直流-直流变换器，其特征在于在大电流输 出应用中，输出二极管D3和D4分别用同步整流管M0SFET S3和S4替换。
全文摘要
隔离式电流调节型直流-直流变换器由降压开关SA，续流二极管DA，降压电感L，开关S1和S2，吸收开关变压器漏感能量的电容Cc，输出二极管D3和D4，输出滤波电容C和开关变压器T构成；L的一端与SA及DA相连，另一端与一开关变压器的原边绕组和S1或S2相连；开关变压器的两个原边绕组分别与S1或S2串连，其支路并联并分别与DA和L相连；DA和SA串连并与输入电源相连；Cc电容分别与S1或S2串连；开关变压器两个付边绕组与D3和D4构成全波整流电路；电容C与输出负载并联。本方案具现有降压直流-直流变换器的电压电流应力以及动态调节性能，同时具开关变压器的隔离功能。在实际应用中可以在更优化的工作条件下具更高的工作效率。
文档编号H02M3/335GK101741258SQ20101004004
公开日2010年6月16日 申请日期2010年1月19日 优先权日2010年1月19日
发明者翁大丰, 魏其萃 申请人:魏其萃