专利名称：开关型调节器及其控制方法
技术领域：
本发明涉及半导体器件领域，更具体的说，依据本发明的实施例涉及功率调节器
及其控制方法。
背景技术：
电压调节器，例如直流-直流电压转换器，用以给不同类型电子设备提供稳定的电压源。对于一些低功率的设备(例如便携式电脑、便携式手机等)的电池管理尤其需要高效率的直流_直流转换器。开关型电压调节器将输入电压转换成一高频电压信号，然后对该高频输入电压信号进行滤波处理以产生一直流输出电压。开关调节器通常包括开关、输出滤波器和控制装置，其中所述开关用于将一输入直流电压源(如电池)交替地连接到和断开连接到负载(如集成电路)上；所述输出滤波装置通常包括一个电感和一个电容，其连接在输入电压源和负载之间，用以对开关的输出进行滤波处理，进而提供一直流输出电压；所述控制装置(例如脉冲宽度调制器(P丽、频率脉冲调制器PFM等)用以控制开关以获得一相对恒定的直流输出电压。 开关型电压调节器由于其相对较高的功率转换效率而广泛应用于现今的电源管理场合。但是，由于开关型调节包含电感-电容(LC)滤波器，所以使得其与线性调节器相比，难以达到较好的瞬态响应速度。另外，开关型调节器的某些开关动作也可能会产生较多的电磁干扰类型的噪声。
发明内容
本发明的目的提供一种改进的开关型调节器调节器，以解决现有功率调节器存在的瞬态响应速度慢以及电磁干扰较大的技术问题。 本发明的另一 目的是提供一种开关型调节器的控制方法，以解决现有功率调节器存在的瞬态响应速度慢以及电磁干扰较大的技术问题。 依据本发明的一实施例的开关型调节器，包括(l)连接到输出端的由一个电感和一个输出电容组成的滤波网络，输出电压由输入源在输出端产生；(2)将输入源连接到滤波网路的有源开关，所述有源开关周期性的工作在基于一个开关周期的导通和关断状态，基于开关周期的导通占空比根据第一控制控制进行调整，以此来调节输出电压；(3)接收基于输出电压的输出反馈信号的比较器，迟滞信号和一基准源，并以比较器输出来提供所述第一控制信号；(4)迟滞编程电路，用于接收源自所述第一控制信号的第二控制信号，并产生所述迟滞信号和一斜坡控制信号，所述斜坡控制信号容性的连接到所述输出反馈信号，所述迟滞信号根据输入源和输出电压的状态进行设置，以获得频率基本恒定的工作状态。 依据本发明的将输入源的功率转换为输出端的一调节输出电压的控制方法，包括(l)控制有源开关将所述输入源连接到滤波网络，所述滤波网络由一个电感和一个电容组成，并且连接到所述输出端，所述有源开关周期性的工作在基于一开关周期的导通和断开状态；(2)比较基于所述输出电压的输出反馈信号，一迟滞信号和一基准源，以提供第 一控制信号，基于所述开关周期的导通占空比根据所述第一控制信号进行调整，以来调整 所述输出电压；(3)产生源自所述第一控制信号的第二控制信号，所述第二控制信号控制 所述有源开关的所述占空比；(4)接收迟滞编程电路的所述第二控制信号，然后产生所述 迟滞信号和一斜坡控制信号，所述斜坡控制信号容性的连接到所述输出反馈信号；(5)根 据所述输入源和所述输出电压的状态设置所述迟滞信号，以达到一基本恒定频率工作状 态。 依据本发明的实施例的调节器和控制方法可以方便的实现功率调节器或者电源 的简化控制，减小了开关型调节器的成本。进一步，依据本发明的实施例减小了电磁干扰， 并且不需要复杂的补偿设计，即可获得较好的瞬态响应以及较小的开关纹波电压。通过以 下优选实施例的细节描述可以更好的理解本发明的上述以及其他有益效果。
图1A所示为频率固定的峰值电流控制模式的一示例开关型调节器的原理框图； 图1B所示为图1A所示的调节器的工作波形图； 图2A所示为依据本发明实施例的一示例开关型调节器的原理框图； 图2B所示为图2A所示的调节器的工作波形图； 图2C所示为依据本发明实施例的一示例迟滞电流发生器的原理框图； 图2D所示为依据本发明实施例的第一示例迟滞编程器的原理框图； 图2E所示为依据本发明实施例的第二示例迟滞编程器的原理框图； 图2F所示为依据本发明实施例的第三示例迟滞编程器的原理框图； 图2G所示为依据本发明实施例的第四示例迟滞编程器的原理框图； 图3A所示为依据本发明实施例的一示例短路保护电路的原理框图； 图3B所示为依据本发明实施例的一示例P丽控制电路的原理框图； 图4所示为依据本发明实施例的一示例开关型调节器控制方法的流程图。
具体实施例方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述。虽然本发明是结合以下这些 优选实施例进行描述的，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。相反，本发明涵盖任何由权 利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了 使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细 节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避 免混淆本发明的实质，众所公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
下述具体表述的一些部分通过以下方面进行阐述，包括过程、步骤、逻辑模块、功 能模块、处理、原理图，或者其他的符号化的表示，如编码、数据位、数据流、信号，或者计算 机、处理器、控制器、器件或者存储器的波形等。这些描述和表述常被熟悉数据处理领域的 技术人员用来向同行有效地解释他们的工作。这里的过程、流程、逻辑块、功能等，一般被认 为是达到期望或预想结果的步骤或指示的自洽序列。步骤一般指物理量的物理操纵。通 常，但非必要地，这些物理量采用电、磁、光学或量子信号等形式来表示，这些物理量能够被储存，转移，合并，比较，并可在计算机或数据处理系统中操作控制。主要为了通用性，通常 把这些信号称作为位、波、波形、流、值、元素、符号、字母、术语、数字等类似的名称，在计算 机程序或软件中则称之为代码(可能是目标代码，源代码或二进制代码)，这已经被证明是 方便的。 但是应当指出，所有这些术语以及其类似的术语都与相应的物理量或者信号有 关，并且仅仅是为了方便这些物理量或者物理信号的标识。除非特别声明，否则在以下的描 述中，所使用的术语诸如"处理"，"操作"，"计算"，"决定"，"操纵"，"变换"以及类似的表述 均指计算机、数据处理系统，或者类似的处理装置(例如，电、光学、量子等的计算、处理或 者电路)处理或者变换这些物理量的行为和过程。这些术语指的是所述处理设备把电路系 统机构(例如，寄存器、存储器、其他类似的信息存储、传输或显示设备)的物理量处理和变 换成相同(或者不同)系统(或者结构)中其他元器件的其他类似数据的行为和过程。
此外，"电线"、"绕线"、"引线"、"信号、"导线"和"总线"是指在任何已知的结构、 构造、布局、技术、方法或者过程中用来在物理上把电路中的信号从一个点传到另一个点的 路径。本文中(除另有说明)，"已知"、"固定"、"给定"、"肯定"和"预定"通常情况下，指的 是一个值，数量、参数、约束条件、条件、状态、流程、过程、方法、实施，或各种组合等在理论 上是可变的，但是如果提前设定，则在后续使用中是保持不变的。 依据本发明的实施例可以方便的实现对功率调节器或者电源的简化控制，以及获
得低成本的开关型调节器。另外，依据本发明的实施例可以获得较小的电磁干扰，并且不需
要复杂的补偿设计既可以实现较小的纹波电压以及较好的瞬态响应。以下将结合优选实施
例从各个方面的细节详细描述本发明。尽管优选实施例大多采用降压型拓扑结构，但是所
述控制方法不局限于该拓扑结构，而是可以应用于其他的结构，例如单端初级电感变换器
S印ic、Zeta变换器、正反、升降压、升压、前馈、反激、全桥、半桥和推挽拓扑结构。 如图1A，示意图100A所示为一示例采用固定频率的峰值电流控制模式的开关型
调节器的原理框图。图1B所示为图1A所示的调节器的工作波形图100B。该示例为采用固
定频率峰值电流控制模式的同步降压调节器。 工作过程中，振荡器114的时钟(CLK)通过RS触发器106和逻辑/驱动电路108 使上管导通(如晶体管M》，如此开始一个开关周期。检测输出电压(如通过电阻分压网络 Rl和R2)，然后该检测输出电压(通过输出反馈信号FB)与一给定的基准值(如V，)进行 比较，从而通过误差放大器(EA)110产生一误差信号。误差放大器110输出的误差信号通过 一斜坡补偿信号SLP在112处被补偿抵消，以产生输入到比较器116的一控制信号，所述斜 坡补偿信号可以为由振荡器114产生的锯齿波信号。所述控制信号与检测到的电感电流进 行比较(如通过电流探测器102、电流检测放大器(CSA) 104)。如果电感电流峰值(IJ大于 检测到的电感电流，上管M工断开，整流器或者同步开关M2导通电流，直至下一个时钟到来。
通过限制开关频率为一固定值，电磁干扰的滤波设计就可以集中在开关频率以及 它的谐振频率上的开关噪声。但是，基于功率级和版图布局的开关频率上的峰值能量相当 高。另外，增加了峰值电流检测电路(如102、104)，时钟发生器(如114)，斜坡补偿和误差 放大器(如110U12)以及相关的补偿网络(如118，包括电阻R3和电容器C2、C3)来达到 较好的性能。这样的设计在任何线性和负载调节下获得较好的稳定裕量的同时，也增加了 系统的复杂性和成本，同时为了获得较好的瞬态响应需要设计合适的补偿，这就增加了最终用户的难度。 传统的迟滞模式控制相对较简单，不需要相对较复杂的支电路，例如电流检测电
路、时钟发生器、斜坡补偿电路、输出反馈补偿等。但是，由于在很低的输入电压时的较小的
纹波电压需求以及等效串联电阻和陶瓷输出电容上的迟滞纹波相位，迟滞模式控制不适用
于现今的很多应用场合。另外，这样的迟滞模式控制相对较差的短路保护以及较宽的频率
范围，潜在的增加了电磁干扰滤波设计的难度。 依据本发明实施例的一优选开关型调节器的控制结构。 依据本发明一实施例的开关型调节器包括(l)连接到输出端的滤波网络，输出 电压由输入源在所述输出端产生；(2)将所述输入源连接到所述滤波网络的有源开关，所 述有源开关周期性的工作在基于开关周期的导通和关断状态，基于所述开关周期的导通占 空比根据脉冲宽度调制(P丽)控制信号进行调整；(3)比较器，其接收输出反馈信号，迟滞 信号和基准源，然后提供所述P丽控制信号；(4)产生所述迟滞信号和一斜坡控制信号的迟 滞编程电路，所述迟滞信号根据所述输入源和所述输出电压的状态设置，以获得频率基本 恒定的工作状态。 如图2A，示意图200A所示为依据本发明实施例的一示例开关型调节器的原理框 图。图2B所示为图2A所示的示例开关型调节器的工作波形图。在该实施例中，控制电路 不包括误差放大器，振荡器、电流检测放大器。因此，图2A所示的调节器与图l相比，更容 易执行和使用。 图2A中，通过一个电阻分压网络(如&和R》检测所述输出电压(V。ut)，然后与返 滞电流发生器模块210产生的一交流斜坡信号(V^^相加，以产生信号FB。例如，V^旨是 与电感电流IJ目位相同的斜坡信号。信号FB与一基准源(REF)进行比较以产生一P丽控 制信号，所述P丽控制信号通过驱动/逻辑电路208产生的TG控制信号来控制主管或者上 管MJ勺闭合和断开。 采用这种方式，迟滞电流发生器模块210可以替代电流检测电路、振荡器和误差 放大器电路，以简化调节器的控制。另外，短路(SC)保护电路204提供短路保护以及输入 至比较器202的软启动信号SS。比较器202利用SS软启动电压和参考电压REF中较低的 信号电压来调节FB电压。在反馈侧有与开关动作相位一致的斜坡信号VKMP。因此在降压型 调节器结构中，当开关M工闭合，电流IJ曾加，V磨也增加。当M丄断开时，电流^减小，V廳p 也减小。V^旨信号(通过C,容性的连接到FB)和反馈信号FB幅值和形状类似。采用这 种方式，可以产生一个比输出端数值大、相位与输出反馈信号相同的斜坡信号。进一步，因 为输出电压直接传输至比较器202，以产生P丽控制信号，所以误差放大器可以省略。
如图2B，在时间t。， VFB减小至基准源VKEF1，开关1^闭合。在时间t。和^之间，电 感电流IL增加，VFB也增加。在时间、，VFB达到VKEF1+IX*RX时，通过控制信号TG和BG，开关 M工断开，开关M2闭合。然后，在时间^和^之间，V^随着电感电流^减小而减小。在时间 ^，V^再次达到VK^值，闭合开关M工以开始一个新的周期。如该优选实施例所示，每一个开 关周期，REF点的电压(VKEF)增加(如1^Rx)，然后再减小恢复至V,。所述动作通过在迟 滞编程器206内产生迟滞电流Ix来实现，所述迟滞电流利用控制信号P丽流过开关M3。或 者，可以将所述电路翻转，因此，参考电压V，先下降然后上升1^Ry幅度值。因此，任一种 变化在优选实施例中均是可以预期的。
如图2C，示意图210所示为依据本发明实施例的一示例迟滞电流发生器的原理框 图。迟滞电流发生器模块210产生与V。^(l-V。uT/V^)成比例的迟滞电流(Ix)。迟滞电流Iy 通过开关M3设置P丽比较器202的迟滞。当比较器202的迟滞与V。UT* (1_V。UT/VIN)成比例， 并且电感电流^保持连续时，开关频率可以在连续导通模式(CCM)下维持基本恒定。IX*RX 的数值可以为lmV至200mV的电压，包含200mV。另外，在某些实施例中，图2C所示的功能 或者模块也可以用其他的电路替代实现(如多路器)。 在一些方法中，当输入电压变化(如通过开关节点Vu)时，频率也会变化。但是， 优选实施例通过一可编程设置的迟滞来使得开关频率大体恒定。在该示例中，使用RC网络 (如Ry和Cy)连接开关节点Vu以获得输出电压预估值(VKAMP) 。 V咖p通过整体增益放大器220 进行缓冲，然后通过开关网络MZ1和MZ2 (通过TG和BG控制)再次滤波处理(如通过Rz和 Cz)，然后传输至跨导放大器222以将电压转换成电流Ix。如上所述，电流Ix与V。UT* (1-V。UT/ VIN)成比例，在比较器202中电流k设置迟滞。 参考图2D，示意图206D所示为依据本发明实施例的第一示例迟滞编程器的原理 框图。为了消除输出电压(V。UT)的误差，所述输出电压与V，,I一Rx/2成比例，补偿电流 226 (如Ix/2)与迟滞电流Ix相反，以减小REF上的直流电压值。 参考图2E，示意图206E所示为依据本发明实施例的第二示例迟滞编程器的原理 框图。与实例2D所示的改进方案一致，由于比较器202有不同的上升和下降延时所以会产 生直流调节误差。如图2E中所示，增加的整合电路来解决该问题。这里，当FB低于目标调 节值VKEF1时，跨导放大器228通过拉升以来校正REF，反之亦然。在该示例中，迟滞值可以 是IX*(RX〃RX1)，这里RX〃RX1表示电阻Rx和RX1的等效并联电阻值(如图2A)。
当电感电流工作在连续导电模式下，由于MOSFET开关内的硬开关和整流二极管 内的反转恢复，使得开关型调节器呈现对系统和环境最严重的EMI噪声影响。由于优选实 施例的电路可以工作在基本恒定频率状态，EMI噪声的频率范围是已知的，因此设计相关的 EMI滤波器相对容易。其他固定频率的开关型调节器在开关频率和谐振频率具有噪声尖峰， 与该类型的固定频率的开关型调节器相比，优选实施例根据输入源和输出负载状态可以轻 微调整频率，使得噪声能量可以仅在开关频率和谐振频率中心外的小范围内传播。因此，噪 声能量的峰值减小，因此EMI滤波器的体积可以相对小一些。 参考图2F，示意图206F所示为依据本发明实施例的第三示例迟滞编程器的原理 框图，用以改进EMI噪声干扰。在该示例中，P丽比较器202的迟滞可以通过信号242 (IM) 进行轻微的调节，IM可以是白噪声信号，其平均值为零。根据一些特殊的应用，调节信号242 可以为正弦波、梯形波、或者锯齿波来作为迟滞调节。同样，任何类型的随机性发生器或者 基于信号的随机数发生器均可以作为调节信号242 (IM)。 参考图2G，示意图206G所示为依据本发明实施例的第四示例使用锁相环的迟滞 编程器。开关积分器的迟滞可以通过外部时钟信号CLK和锁相环250进行调节，根据开关 控制信号(TG)和外部CLK信号之间的相位或者频率差来调节迟滞。多路器模块252接收 电流发生器模块210的输出(a)和锁相环(PLL)250的输出(b)，并提供多路器信号(a*b) 来以控制迟滞电流Ix。该实施例适用于多路输出或者多相位的应用。 参考图3A，示意图204所示为依据本发明实施例的一示例短路保护电路的原理框 图。该电路可以用于软启动控制和短路保护。当V。m较低时(如低于0.2V)，软启动信号SS
8可以减小初始启动时的直流调节值。调节值减小可以使输入源V^的涌入电流最小。涌入 电流或者输入浪涌电流指设备初次启动时来自电子器件的最大瞬时输入电流。因此，使用 软启动控制电路可以避免在上电时的大电流浪涌给输出电容C。UT充电，这里通过一平衡值 控制SS上升。由于比较器202使用REF和SS中电压值较低的信号来与输出反馈信号(FB) 进行比较，所以参考比较电压(如REF)可以有效的缓慢的倾斜，并且SS的倾斜度可以通过 电路204进行控制。传统的产生SS斜坡电压的电路是开环的，其利用电容上的电流来获得 斜坡信号。但是，在非正常状态下，如当输出电压足够大，或者输出在启动时短路时，SS电 压比输出增长的快。优选实施例所示的电路204通过将SS电压箝位至一略高于FB电压的 电压值来克服这种缺陷，因此允许在上述非正常状态下，SS电压可以缓慢的倾斜。
另外，为了进一步减小短路状态下的占空比或者电感电流(IJ，可以通过减小SS 电压值来减小直流调节值。短路保护电路可以提供输出短路接地保护，输出短路接地会导 致当FB仍然为高时一直流偏置放电至地。这将导致为了试图克服直流偏置而使得电感电 流饱和。在短路状态时，通过PMOS晶体管M312控制信号SS，因此当输出V。UT短路到地时， 比较器202上的参考源REF可以忽略。当FB比SS低至少补偿电压V。FFSET时，通过电流源 Iss对SS进行充电。因此，由电流源302和PMOS晶体管M304/M306、NM0S晶体管M308/M310 构成的差分放大器一起组成的电路204将SS箝位至FB+V。FFSET。例如，V。FFSET (如约60mV)可 以是正常参考电压V，J如约600mV)的10%到15%，或者适用于正常瞬态状态的任何合适 的补偿值。 参考图3B，示意图300B所示为依据本发明实施例的一示例P丽控制电路的原理 图。例如，电路300B用于在比较器202后修正控制信号P丽，修正后的控制信号P丽'连接 到驱动/逻辑电路208。如图所示，输入控制信号P丽连接至最小导通时间编程器350和最 小关断时间编程器352以及或门354。或门354和最小关断时间编程器352的输出输入至 与门356以产生P丽'信号。 当开关型调节器的占空比相对较小(如主开关的导通时间小于50ns)，或者相对 较大(如主开关的关断时间小于50ns)时，P丽比较器202和数字驱动/逻辑电路208的 传送延时与高端开关M1的最小导通或者关断时间相当。为了避免大量的开关渡越损耗以 及潜在的稳定问题，如图3B所示的可编程(如用户编程)最小导通或者关断时间限制电路 可以添加到高端开关M1和低端开关M2的驱动/逻辑电路208的逻辑门电路。附加的相位 延时可以保证调节器在正常工作范围内(即占空比不会太大或者太小时)工作在较高的频 率并且可以获得更好的瞬态响应。但是，当调节器工作在最小导通或者关断时间区域内时， 开关周期变得较长以维持具有最小开关纹波的输出电压调节值。
以下为依据本发明实施例的功率调节器的控制方法。 依据本发明实施例的一种将输入源的功率转换为输出端的调节输出电压的控制 方法，包括(l)控制有源开关将所述输入源连接到由一个电感和一个电容组成的滤波网 络，所述滤波网络连接到所述输出端，所述有源开关周期性的工作在基于一开关周期的导 通和关断状态；(2)将基于所述输出电压的反馈信号与迟滞信号、参考源进行比较，从而产 生第一控制信号，所述开关周期的导通状态占空比根据所述第一控制信号进行调整，以此 来调节输出电压；(3)产生源自所述第一控制信号的第二控制信号以控制所述有源开关的 所述占空比；(4)迟滞编程电路接收所述第二控制信号，并产生所述迟滞信号和斜坡控制
9信号，所述斜坡控制信号容性连接至所述输出反馈信号；(5)根据所述输入源和所述输出 电压的状态设置所述迟滞信号，以获得一频率基本恒定的工作状态。 参考图4，示意图400所示为依据本发明实施例的一示例开关型调节器控制方法 的流程图。流程开始(402)，控制有源开关(如M1)周期性的工作在导通和关断状态(404)。 将基于输出电压的输出反馈信号(如FB)与一迟滞信号(如Ix)、基准源(如REF)进行比 较，以产生P丽控制信号(406)。由P丽控制信号产生开关控制信号(如TG) (408)。迟滞 编程电路(如206)接收所述开关控制信号，产生迟滞信号和斜坡控制信号(410)。根据输 入源和输出电压(如通过V^和FB)的状态设置迟滞信号，以获得频率基本恒定的工作状态 (412)，然后结束整个流程(414)。 如上述的不同的示例，调节器使用基于电感的开关型调节器拓扑结构。但是，任 何合适的调节器类型(如基于变压器的开关型调节器、)电荷泵调节电路拓扑、升压型调节 器、升降压、反激、正反、前馈、半桥、全桥、推挽等)均可以适用于所述实施例。另外，示例所 示的迟滞电流发生器以产生快速瞬态响应和低电磁干扰，但是其他类型的电流或者迟滞发 生器也适用于特定实施例。 任何合适的输入和调节输出电压适用于特定实施例。例如，在降压型调节器中，输
入电压的范围可以为2. 5V 5. 5V，例如2. 7V 4. 2V，包括4. 2V。在示例的降压型调节器
中，其调节输出电压范围可以为0. 8V 2. 2V，包括IV 1. 8V，更具体可以是约1. 5V。例
如，这样的电压可以应用于手机应用、主芯片电源、随机存储器电源，或者类似的。 上述实施例包括一些调节器的电路和结构，本领域技术人员可以推知其他的技术
或者调节器结构同样适用于上述实施例。进一步，本领域技术人员可以推知其他的器件电
路布置、元件以及类似的同样适用于上述实施例。并且，上述所描述的控制电路可以为与
门、或门、RS触发器、探测器、比较器、以及放大器、其他的电路元件同样适用于上述实施例。
这里描述的方法和电路同样适用于不同类型的开关型器件(如PMOS晶体管、双极型晶体管
(BJT)器件等)，以及不同的拓扑结构(如前馈、半桥、全桥等)变换器。 以上结合附图和叙述对本发明的实施例进行了描述。优选实施例并没有详尽叙述
所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式
。显然，根据本说明书的内容，可作
很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原
理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明。本发明仅受权利要求
书及其全部范围和等效物的限制。
权利要求
一种开关型调节器，其特征在于，包括(1)由磁性元件和输出电容组成的滤波网络，所述滤波网络连接到输出端，所述输出端的输出电压由输入源产生；(2)将所述输入源连接到所述滤波网络的有源开关，所述有源开关周期性的工作在基于开关周期的导通和断开状态，所述导通占空比由第一控制信号调制，并以此调节所述输出电压；(3)比较器，其接收表征所述输出电压的输出反馈信号、迟滞信号和基准源，所述比较器的输出作为所述第一控制信号；(4)迟滞编程电路，接收来源于所述第一控制信号的第二控制信号，以产生所述迟滞信号和一斜坡控制信号，所述斜坡控制信号连接到所述输出反馈信号，所述迟滞信号根据所述输入源和所述输出电压的状态设置，以获得频率基本恒定的工作状态。
2. 根据权利要求1所述的开关型调节器，其特征在于，进一步包括迟滞调制电路，所述迟滞调制电路用于调节所述迟滞信号，以减少来自于所述开关型调节器的电磁干扰。
3. 根据权利要求1所述的开关型调节器，其特征在于，进一步包括软启动电路，所述软启动电路提供软启动参考电压给所述比较器，所述软启动参考电压初始时通过所述软启动电路放电，以减小所述开关型调节器在初始启动或者输出短路时的浪涌输入电流。
4. 根据权利要求3所述的开关型调节器，其特征在于，所述软启动参考电压限制为大于所述输出反馈信号的一预设补偿值。
5. 根据权利要求l所述的开关型调节器，其特征在于，所述开关型调节器可以为一降压型调节器，所述第一控制信号为脉冲宽度调制信号；其中所述迟滞编程电路接收一个或者多个信号以提供与V。UT*(1_V。UT/VIN)成比例的迟滞信号，所述一个或者多个信号表征所述输入源的电压VIN和所述输出电压V。UT ;其中所述斜坡控制信号的相位与流过所述磁性元件的电流信号同相。
6. 根据权利要求1所述的开关型调节器，其特征在于，进一步包括，所述迟滞编程电路接收所述有源开关一节点的电压，以来产生所述斜坡控制信号。
7. 根据权利要求1所述的开关型调节器，其特征在于，所述斜坡信号中只有交流分量输入至所述比较器。
8. 根据权利要求l所述的开关型调节器，其特征在于，(1) 所述输出反馈信号和所述斜坡控制信号的总和在所述有源开关导通状态时持续增加；(2) 所述输出反馈信号和所述斜坡控制信号的总和在所述有源开关断开状态时持续减小。
9. 根据权利要求1所述的开关型调节器，其特征在于，进一步包括一逻辑电路，其用于接收所述第一控制信号，并对所述第一控制信号进行修正以产生所述第二控制信号，用以(1) 获得所述有源开关导通状态的最小时间，以保持在低占空比工作时的较小的输出纹波。(2) 以及获得所述有源开关断开状态的一最小时间，以保持在高占空比工作时的较小的输出纹波。
10. —种电压调节控制方法，用于将输入源的功率转换为输出端调节输出电压，其特征在于，包括(1) 控制一个有源开关将所述输入源连接到由一个电感和一个电容组成的滤波网络，所述滤波网络连接到所述输出端，所述有源开关周期性的工作在导通和断开状态；(2) 比较基于所述输出电压的输出反馈信号、迟滞信号和基准源，并提供第一控制信号，所述开关周期的导通占空比根据所述第一控制信号进行调制，以调节所述输出电压；(3) 产生源自所述第一控制信号的第二控制信号，以控制所述有源开关的占空比；(4) 迟滞编程电路接收所述第二控制信号，并产生所述迟滞信号和一斜坡控制信号，所述斜坡控制信号连接到所述输出反馈信号；(5) 根据所述输入源和所述输出电压的状态设置所述迟滞信号，以获得一频率基本恒定的工作状态。
11. 根据权利要求io所述的电压调节控制方法，其特征在于，对迟滞信号的设置进一步包括调制所述迟滞信号，以使工作频率与外部时钟频率相匹配。
12. 根据权利要求10所述的电压调节控制方法，其特征在于，使用调制信号调制所述迟滞信号，以减小电磁干扰，所述调制信号优选为白噪声信号。
13. 根据权利要求10所述的电压调节控制方法，其特征在于，所述迟滞信号的调制进一步包括接收表征输入源的电压VIN和输出电压V。UT的一个或者多个信号，并提供与v0UT*(i-v。UT/vIN)成比例的迟滞。
14. 根据权利要求IO所述的电压调节控制方法，其特征在于，所述斜坡控制信号的产生包括使所述斜坡控制信号的相位与流过电感的电流相位相同。
15. 根据权利要求IO所述的电压调节控制方法，其特征在于，(1) 所述第一控制信号的产生包括产生所述有源开关导通状态的最小时间，以在低占空比时保持较小的输出纹波；(2) 所述第一控制信号的产生包括产生所述有源开关断开状态的最小时间，以在高占空比时保持较小的输出纹波。
全文摘要
本发明涉及一种开关型调节器的电路布局及其控制方法。依据本发明一实施例的开关型调节器包括(1)连接到输出端的滤波网络，输出端的输出电压由输入源产生；(2)将输入源连接到滤波电路的有源开关，所述有源开关周期性的闭合和断开，其开关周期的导通占空比由一PWM控制信号调制；(3)一比较器，其接收输出反馈信号、一迟滞信号和一基准源，并提供所述PWM控制信号；(4)产生所述迟滞信号和一斜坡控制信号的迟滞编程电路，所述迟滞信号根据输入源和输出电压的状态来设置，以获得一频率基本恒定的工作状态。
文档编号H02M3/156GK101795068SQ20101011977
公开日2010年8月4日 申请日期2010年2月4日 优先权日2009年5月26日
发明者迈克尔·格林, 陈伟 申请人:杭州矽力杰半导体技术有限公司;矽力杰公司