专利名称：自激式开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及对输出电压进行恒压控制的反激型自激式开关电源电路，更详细来 说，涉及在输出上无负载或连接了轻负载时转移到间歇振荡动作的自激式开关电源电路。
背景技术：
开关电源电路作为稳定化电源被应用于电池充电器或AC适配器等中。若大致区 分开关元件的驱动方式(开关方式)，则分为自激振荡方式和他激振荡方式，自激振荡方 式，是将变压器等的电感部件的反馈线圈中表现的电压作为驱动信号，正反馈到开关元件 的控制端子来进行振荡动作的方式。作为稳定化电源，为与在输出侧上连接的负载的大小无关使输出电压稳定在预定 的设定电压，以往比较变压器的二次侧输出线间的输出电压和设定电压，为使其差电压消 失而控制在一次侧一次振荡动作中的变压器中流过励磁电流的时间(导通动作期间)，来 进行输出电压的恒压控制(例如专利文献1)。以下，使用图8至图11说明这种现有的自激式开关电源电路100。图中，1是电压 有可能变化的不稳定的直流电源，Ia是其高压侧端子，Ib是低压侧端子。另外，加是变压器 2的一次线圈，2c是变压器2的二次输出线圈，2b、2d是在变压器2的一次侧设置的第一反 馈线圈和第二反馈线圈，第一反馈线圈2b以与一次线圈加相同的方向缠绕，第二反馈线圈 2d以与一次线圈加相反的方向缠绕。3是振荡用场效应晶体管(以下记为FET)。21是在电路启动时为了对该FET3的 栅极提供正向偏置(换言之，阈值电压Vth以上的栅极电压)所使用的启动用电阻，与启动 用电阻21串联连接的电阻25，是相对于启动用电阻21较小的电阻值，由此，在两者的连接 点Jl对直流电源1的电压进行分压，并输出较低的直流电压的情况下，电路不启动。12是与反馈电阻23 —起构成导通驱动电路，在反馈线圈2b和FET3的栅极之间串 联连接的反馈电容器，对是用于阻止向栅极的过大输入的电阻，5是将集电极与FET3的栅 极连接、将发射极与低压侧端子Ib连接的截止控制晶体管。第二反馈线圈2d的一侧，经由串联连接的整流二极管M和驱动用电容器55与直 流电源1的低压侧端子Ib连接，另外，另一侧直接与直流电源1的低压侧端子Ib连接，由 此形成了闭环。以驱动用电容器阳的充电方向作为正方向来配置整流二极管M，由此，通 过在第二反馈线圈2d中产生的反激电压对驱动用电容器55充电。整流二极管M和驱动用电容器55的连接点J2，经由光耦合器受光元件39与截止 控制晶体管5的基极J3连接，在基极J3和低压侧端子Ib之间连接了控制用电容器53。截止控制晶体管5的基极J3，经由充放电电阻50也连接到FET3和分流电阻51的 连接点，通过一次线圈电流流过分流电阻51而引起的分流电阻51中的电压对截止控制晶 体管5充电，当基极J3的基极电压达到截止控制晶体管5的动作电压时，截止控制晶体管 5的集电极、发射极间导通。光耦合器受光元件39与变压器2的二次侧的光耦合器发光元件35光耦合来工作，当接收到来自光耦合器发光元件35的光时，从连接点J2向J3流过与其受光量成比例 的电流。在二次输出线圈2c侧表示的4和13分别是构成整流滤波电路的整流用二极管以 及滤波电容器，对二次输出线圈2c的输出进行整流滤波，然后在高压侧输出线20a和低压 侧输出线20b之间输出。在高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间串联连接了分压电阻30、31，将其中 间抽头32与误差放大器33的反相输入端子连接，在反相输入端子上输入了成为输出电压 的分压的输出检测电压。在误差放大器33的同相输入端子和低压侧输出线20b之间连接 基准电源34，在同相输入端子上输入了用于与输出检测电压比较的基准电压。基准电压是 通过分压电阻30、31对高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间的进行恒压控制的预定 的设定电压分压而得的电压，因此误差放大器33的输出值表示输出电压相对于设定电压 的差电压。在误差放大器33的输出侧连接了光耦合器发光元件35，其经由电阻36与高压侧 输出线20a连接，根据误差放大器33的输出值而闪烁。因此，光耦合器发光元件35以与上 述差电压对应的发光量发光，与光耦合器发光元件35光耦合的一次侧的光耦合器受光元 件39，从连接点J2向J3流过与差电压对应的电流。如此构成的自激式开关电源电路100，当初次在电源1的高压侧端子Ia和低压侧 端子Ib上施加直流电压时，经由启动用电阻21对反馈电容器12充电(图中下方的电极为 +，上方极性为-)，反馈电容器12的充电电压慢慢上升。当反馈电容器12的充电电压达到 阈值电压Vth时，对 Τ3的栅极施加正向偏置电压，FET3导通(漏-源极间导通)。(现有的连接了额定消耗功率的负载的动作)以下，参照图9、图10说明在输出线20a、20b间连接了额定消耗功率的负载的情况 下的自激振荡动作。图9和图10表示在图8所示的现有的自激式开关电源电路100中，施 加电源电压为200V的直流电源1、将启动用电阻21和电阻25的各自的电阻值设为1. 5ΜΩ 和IOOkQ、将反馈电容器12的电容和反馈电阻23的电阻值设为0.01 μ F、100 Ω来使其自 激振荡的状态下，图8的(1)至(6)所示的各部的动作波形。当FET3导通，开始从直流电源1向串联连接的一次线圈加流过励磁电流时，在变 压器2的各线圈中产生感应电动势(参照图10的t2到、间的(5)所示的第一反馈线圈 2b的电压波形)，在变压器2中积蓄励磁能量。此时，通过在一次线圈加中流过的电流，在 分流电阻51的FET3侧、连接点J4中产生的电压经由充放电电阻50对控制用电容器53充 电。流过一次线圈加的电流随着导通后的时间大体直线上升，由此，当控制用电容器53的 充电电压达到截止控制晶体管5的动作电压(图9(a)的、)时，集电极-发射极间成为导 通状态，FET3的栅极通过截止控制晶体管5实质上成为短路状态，FET3截止。当FET3截止，流过变压器的电流实质上被切断时，在各线圈中产生所谓的反激电 压(感应逆电动势)(图9(d)的、到、)。此时，二次输出线圈2c中产生的反激电压通过 由整流用二极管4和电容器13形成的整流滤波电路被整流滤波，作为提供给在输出线20a、 20b间连接的负载的电力而被输出。另一方面，在第一反馈线圈2b中产生的反激电压，与通过在输出侧连接的负载而 在二次线圈2c中产生的反激电压存在比例关系，通过在该反馈线圈2b中产生的反激电压(图10的、到、间的(5))对反馈电容器12充电(图10的、到、间的(6)，图8中，下 方的电极为+，上方极性为_)。当连接额定消耗功率的负载，对二次线圈2c中产生的反激电压进行整流滤波后 的高压侧输出线20a和低压侧输出线20b间的输出电压未达到由基准电源；34的基准电源 决定的设定电压的状态下(以下称为过渡状态)，光耦合器发光元件35不发光，因此，从控 制用电容器53在充放电电阻50和分流电阻51中流过放电电流，其充电电压、即截止控制 晶体管5的基极电压降低，成为动作电压以下。但是，截止控制晶体管5的基极、集电极间 作为等价二极管而起作用，把从一次电流检测电阻51到充放电电阻50、从截止控制晶体管 5的基极到集电极、反馈电阻23作为充电电流的路径，从第一反馈线圈2b对反馈电容器12 充电。当通过感应逆电动势，在二次输出线圈2c中积蓄的电能的释放结束时U1时)，针 对栅极作为逆偏置而起作用的反馈线圈2b的反激电压降低(图10的、到t2间的(5))， 通过至此在反馈电容器12中保持的充电电压(图10的(6))，FET3的栅极电压超过阈值电 压Vth(图9(b)以及图10的⑵&t2)，FET3再次导通，这样重复一连串的振荡动作。在此，在一次的振荡周期中在变压器2中积蓄的能量大体与FET3的导通动作期 间、即在导通(t2)后截止控制晶体管5的基极电压达到动作电压(、)前的时间的平方成比 例，在二次侧的输出电压未达到设定电压的过渡状态下，光耦合器发光元件35不发光，因 此与控制用电容器53的充电速度无关，而以由分流电阻51的电阻值决定的最大导通时间 进行动作。将最大导通时间设定为在变压器2中积蓄的能量比由额定消耗功率的负载和 自激式开关电源电路100的开关动作消耗的能量的和稍大，因此，每当重复进行达到设定 电压之前的振荡时，输出电压上升，当超过设定电压时转移到恒压输出控制下的通常的连 续自激振荡动作。当高压侧输出线20a和低压侧输出线20b间的输出电压超过设定电压时，光耦合 器发光元件35以与其差电压对应的光量发光，光耦合的光耦合器受光元件39从连接点J2 向连接点J3流过与差电压成比例的电流。在FET3的截止动作期间中，在第二反馈线圈2d中产生了反激电压的期间，以该反 激电压经由整流二极管M对驱动用电容器55充电，同时经由光耦合器受光元件39流过与 差电压成比例的、对控制用电容器53充电的充电电流，将控制用电容器53的基极电压保持 在动作电压以上。直到变压器2中积蓄的能量消失的、为止，当输出电压由于负载的功率消耗而达 到设定电压以下时，光耦合器发光元件35熄灭，从连接点J2到连接点J3间被切断，从控制 用电容器53在充放电电阻50和分流电阻51中流过放电电流，截止控制晶体管5的基极电 压达到动作电压以下，集电极、发射极间被切断。其结果，在反馈线圈2b的反激电压降低的 时刻(t2)，与上述同样地，通过在反馈电容器12中保持的充电电压，FET3的栅极电压超过 阈值电压Vth，FET3导通。在FET3导通后的导通动作期间中，以在分压电阻51中产生的电压经由充放电电 阻50对控制用电容器53充电，同时，在截止动作期间中通过在第二反馈线圈2d中产生的 反激电压被充电的驱动用电容器阳也向控制用电容器53流过充电电流，加速控制用电容 器53的充电，截止控制晶体管5的基极电压比所设定的最大导通时间早地达到动作电位。
由此，在FET3的栅极和低压侧端子Ib间，通过截止控制晶体管5实质上成为短路 状态，FET3在导通后迅速截止。其结果，一个振荡周期内的导通时间被缩短，在变压器2中 积蓄的能量降低，因此输出电压降低，经过这样的过程进行输出电压的恒压控制。(现有的无负载的待机中的动作)另外，在输出线20a、20b间未连接负载的无负载情况下、或连接了轻负载的情况 下，在输出侧消耗的能量少，因此在变压器2中积蓄能量的动作期间短，因此直到该能量消 失的、为止的时间也短，在不进行恒压控制的情况下，一个振荡周期缩短。另一方面，由于 不通过负载消耗电力或电力消耗较小，因此即使到了在变压器2中积蓄的能量消失的时刻 (、)，输出电压也成为设定电压以上。其结果，光耦合器发光元件35发光，第二线圈2d的反激电压消失，即使到了应该 通过通常的连续自激振荡动作导通的时刻(t2)，流过从驱动用电容器55经由光耦合器受光 元件39对控制用电容器53充电的充电电流，基极电压保持在动作电压以上，因此FET3不 导通。此后，当输出电压降低时，从控制用电容器53通过充放电电阻50和分流电阻51流 过放电电流，截止控制晶体管5的基极电压达到动作电压以下，FET3缓慢地导通。S卩，自激式开关电源电路100如图11所示，进行截止动作期间延长的间歇振荡动 作，由此，在无负载的待机时或连接轻负载时，每单位时间的开关引起的能量损失减少，抑 制了电力损失。专利文献1JP特许第3691498号公报(说明书的项目0033至项目0066，图1)
发明内容
于是，在现有的自激式开关电源电路100中，在无负载的待机时或连接轻负载时， 在变压器2中积蓄的能量消失后，也希望尽可能地使FET3的下一次导通延迟来延长间歇振 荡周期，使开关引起的能量损失减少。通过提高充放电电阻50或分流电阻51的电阻值来降低控制用电容器53的放电 速度，由此可以使导通前的时间延长，但分流电阻51的电阻值由决定最大导通时间的一次 线圈电流和截止控制晶体管5的动作电位决定，因此，无法使其电阻值变化为2. 4Ω左右， 另外，当提高充放电电阻50的电阻值时，在导通后通过分流电阻51的电压对控制用电容器 53充电的充电速度减慢，无法快速响应随着经过时间大体直线上升的一次线圈电流来进行 截止控制，传统上设为100Ω左右的低电阻。特别是，由于在变压器2中积蓄的能量大体与 经过时间的平方成比例，因此，在当将充放电电阻50设为高电阻值，一个振荡周期中产生 的能量与截止延迟的时间的平方成比例地增大，输出电压超过设定电压后上升的情况下， 无法充分将其降低。因此，在无负载的待机时或连接轻负载时，无法进一步延长间歇振荡周期来减少 开关次数，使功率损失减少。本发明是鉴于该问题而提出的，其目的在于提供一种迅速响应一次线圈电流的上 升，容易进行恒压控制，而且在无负载或连接轻负载时延长间歇振荡周期来抑制电力损失 的自激式开关电源电路。为了达成上述目的，本发明的第一方式的自激式开关电源电路，具备变压器，其 具有一次线圈、二次输出线圈和至少一个以上的反馈线圈；振荡用场效应晶体管，其与一次线圈串联地连接在直流电源上，在栅极电压在阈值电压Vth以上的期间进行导通动作；启动 用电阻，其连接在直流电源的高压侧端子和振荡用场效应晶体管的栅极间；导通驱动电路， 其由在反馈线圈和振荡用场效应晶体管的栅极间串联连接的反馈电容器以及反馈电阻构 成；驱动元件，其连接在振荡用场效应晶体管的栅极和直流电源的低压侧端子间，在控制端 子电压在动作电压以上的期间栅极和低压侧端子间导通，使振荡用场效应晶体管截止；分 流电阻，其连接在振荡用场效应晶体管和低压侧端子间；放电电阻，其连接在振荡用场效应 晶体管和分流电阻的连接点与驱动元件的控制端子间；控制用电容器，其连接在驱动元件 的控制端子和低压侧端子间，在导通动作期间中由一次线圈的励磁电流所流过的分流电阻 的电压充电，将控制端子电压拉升到动作电压以上，在截止动作期间中经由放电电阻和分 流电阻被放电，使控制端子电压降低到不足动作电压；以及恒压控制电路，其对在变压器的 二次输出线圈中产生的反激电压进行整流滤波后的输出电压与预定的设定电压进行比较， 根据输出电压超过设定电压时的输出电压与设定电压的差电压，流过从产生反激电压的变 压器的某个线圈或通过反激电压被充电的驱动用电容器对控制用电容器充电的充电电流。 在振荡用场效应晶体管导通后输出电压超过设定电压的期间，在施加了一次线圈的励磁电 流所流过的分流电阻的电压的控制端子上，施加驱动用电容器的充电电压，对驱动元件使 振荡用场效应晶体管截止前的导通动作期间进行缩短控制。在振荡用场效应晶体管截止后 输出电压超过设定电压的期间，从产生反激电压的变压器的某个线圈或驱动用电容器对控 制用电容器充电，将控制端子电压维持在动作电压以上，并阻止振荡用场效应晶体管的导 通，由此对截止动作期间进行延长控制。其中，在振荡用场效应晶体管和分流电阻的连接点 与驱动元件的控制端子间，与放电电阻并联地连接了以从所述连接点到控制端子方向作为 正方向的开关二极管。在无负载或连接轻负载时，通过使用高电阻值的放电电阻，降低截止动作期间中 的控制用电容器的放电速度，将驱动元件的控制端子电压保持在动作电位以上，在变压器 中积蓄的能量消失后也不转移到截止，成为间歇振荡动作。因此开关周期不缩短，开关引起 的能量损失少。另外，即使使用高电阻值的放电电阻，在振荡用场效应晶体管的导通后，以分流电 阻的电压对控制用电容器充电的充电电流流过开关二极管，快速地响应随着经过时间而增 加的一次线圈电流，驱动元件的控制端子电压达到动作电位以上，振荡用场效应晶体管进 行截止动作。本发明的第二方式的自激式开关电源电路，设定放电电阻的电阻值，使得在二次 输出线圈上连接了额定消耗功率的负载的状态下，从二次输出线圈释放出在变压器中积蓄 的能量，当自由振荡的反馈线圈的电压达到最初的极大值时，控制用电容器的充电电压小 于动作电压。在连接了额定消耗功率的负载的状态下，当反馈线圈的电压达到最初的极大值 时，在振荡用场效应晶体管上施加的电压达到最低，因此，在此时刻控制用电容器的充电电 压不足动作电压而使其导通，由此，开关噪声减小，另外开关损失也少。在连接了额定消耗功率的负载的状态下，当反馈线圈的电压达到最初的极大值 时，控制用电容器的充电电压不足动作电压，振荡用场效应晶体管可能通过导通驱动电路 导通，因此，与负载消耗的电力匹配地进行连续自激振荡动作。
在连接了额定消耗功率的负载的状态下，为了进行连续自激振荡动作而设定放电 电阻的电阻值的上限，因此，在无负载或连接了轻负载的状态下以最大周期进行间歇振荡 动作。本发明的第三方式的自激式开关电源电路，其特征在于，驱动元件是使集电极与 振荡用场效应晶体管的栅极连接、使发射极与低压侧端子连接、使基极与控制端子连接的 NPN型晶体管，在截止动作期间中，通过在变压器的反馈线圈中产生的反激电压被充电的反 馈电容器，通过在开关二极管和NPN型晶体管的基极、集电极间流过的充电电流被充电。反馈电容器，无需另外设置充电路径，在截止动作期间中，通过在变压器的反馈线 圈中产生的反激电压充电。反馈电容器，不经由放电电阻，而通过阻抗低的开关二极管被充电，因此，即使把 放电电阻设为高电阻，在反馈线圈的极性反转并到达可以导通的时刻之前，能得到使栅极 电压达到阈值电压以上的充电电压。根据第一方式的发明，在放电电阻中使用高电阻值的电阻，在无负载或连接轻负 载时，成为使截止动作期间延长的间歇振荡动作，可以使开关引起的能量损失减少。另外， 即使在放电电阻中使用高电阻值的电阻，在导通后可以不延迟地响应随经过时间大体直线 上升的一次线圈电流来进行截止控制。因此，在输出电压超过设定电压后上升的情况下，可 以迅速缩短导通动作期间，进行恒压控制。根据第二方式的发明，在连接了额定消耗功率的负载的情况下，进行与负载的消 耗电力匹配的连续自激振荡动作，可以使其进行开关噪声或开关损耗小的振荡动作。另外，在连接了额定消耗功率的负载时进行连续自激振荡动作的条件下，在无负 载或连接了轻负载的情况下，以最大周期进行间歇振荡动作，可以使无负载的待机时或连 接轻负载时的效率达到最大。根据第三方式的发明，可以不设置在截止动作期间中对导通驱动电路的反馈电容 器充电的充电路径地对反馈电容器充电。另外，即使将放电电阻设为高电阻，在反馈线圈的极性反转并到达可以导通的时 刻前，能得到使栅极电压达到阈值电压以上的充电电压。
图1是本发明的一个实施方式的自激式开关电源电路10的电路图。图2表示连接额定消耗功率的负载，进行连续自激振荡动作的自激式开关电源电 路10的各部的波形，(a)是表示截止控制晶体管5的基极电压波形⑴的波形图，(b)是 表示FET3的栅极电压波形O)的波形图，(c)是表示FET3的漏极电流波形(3)的波形图， (d)是表示FET3的漏极电压波形的波形图。图3是放大表示连接额定消耗功率的负载，进行连续自激振荡动作的自激式开关 电源电路10的FET3的栅极电压波形(2)、反馈电容器12的第一反馈线圈2b侧端子的电压 波形(5)以及反馈电容器12的充电电压波形(6)的波形图。图4表示无负载地进行间歇振荡动作的自激式开关电源电路10的各部的波形， (a)是表示截止控制晶体管5的基极电压波形(1)的波形图，(b)是表示FET3的栅极电压 波形⑵的波形图，(c)是表示FET3的漏极电流波形(3)的波形图，(d)是表示FET3的漏极电压波形的波形图。图5是放大表示无负载地进行间歇振荡动作的自激式开关电源电路10的FET3的 栅极电压波形O)、反馈电容器12的第一反馈线圈2b侧端子的电压波形(5)以及反馈电容 器12的充电电压波形(6)的波形图。图6是以更长的时间间隔表示图4的各部的波形的波形图。图7是表示使放电电阻52的电阻值变化的情况下的、与输入电压Vin对应的自激 式开关电源电路10的电力损失Pin的波形图。图8是表示现有的自激式开关电源电路100的电路图。图9表示连接额定消耗功率的负载，进行连续自动振荡动作的现有自激式开关电 源电路100的各部的波形，(a)是表示截止控制晶体管5的基极电压波形(1)的波形图，(b) 是表示FET3的栅极电压波形O)的波形图，(c)是表示FET3的漏极电流波形(3)的波形 图，(d)是表示FET3的漏极电压波形的波形图。图10是放大表示连接额定消耗功率的负载，进行连续自激振荡动作的现有自激 式开关电源电路100的FET3的栅极电压波形(2)、反馈电容器12的第一反馈线圈2b侧端 子的电压波形(5)以及反馈电容器12的充电电压波形(6)的波形图。图11是以与图6相同的时间间隔表示无负载地进行间歇振荡动作的现有自激式 开关电源电路100的图9的各部的波形的波形图。符号说明1直流电源；Ia高压侧端子；Ib低压侧端子；2变压器；2a —次线圈；2b反馈线圈 (第一反馈线圈)；2c 二次输出线圈；2d反馈线圈(第二反馈线圈)；3振荡用场效应晶体 管；5截止控制晶体管(驱动元件)；10自激式开关电源电路；12反馈电容器(导通驱动电 路)；21启动用电阻；23反馈电阻(导通驱动电路)；51分流电阻；52放电电阻；53控制用 电容器；55驱动用电容器；59开关二极管
具体实施例方式以下，使用图1至图7详细说明本发明的一个实施方式。图1是表示本发明的一 个实施方式的自激式开关电源电路10的结构的电路图。本实施方式的自激式开关电源电 路10与图8所示的现有自激式开关电源电路100主要的电路以及电路元件相同，因此对相 同的结构赋予相同号码，省略其说明。如图1所示，变压器2在一次侧设置了一次线圈2a、与一次线圈加相同方向缠绕 的第1反馈线圈2b、以及与一次线圈加反方向缠绕的第2反馈线圈2d，在二次侧设置了二 次输出线圈2c。一次线圈加与振荡用场效应晶体管(以下称为FET) 3串联地对直流电源1连 接，通过FET3的导通、截止动作对流过一次线圈加的电流进行开关控制。FET3在此使用 M0SFET，将漏极连接在一次线圈加上，将源极经由用于检测一次线圈电流的分流电阻51连 接在直流电源1的低压侧端子Ib上。另外，在对直流电源1串联连接的启动用电阻21和电阻25的连接点Jl上，经由 阻止向栅极的过大输入的电阻M连接了 FET3的栅极。启动用电阻21和电阻25各自的电 阻值与图8所示的电路相同，为1.5ΜΩ和IOOkQ，由此，当200V左右的不稳定的直流电源1的电源电压显著降低的情况下，使FET3的栅极电压不足阈值电压Vth，不进行自激振荡动作。在该连接点Jl和第一反馈线圈2b之间串联连接了构成导通驱动电路的反馈电容 器12以及反馈电阻23，将第一反馈线圈2b的另一侧与直流电源1的低压侧端子Ib连接。 在此，将反馈电容器12的电容和反馈电阻23的电阻值设为100pF、4. ΑΩ，调整将二者相乘 所得的时间常数，设定成在后述的连续自激振荡动作中，当第一反馈线圈2b开始自由振 荡，其电压的极性反转并达到最初的极大值时，FET3的栅极电压超过阈值电压VTH。在启动用电阻21和电阻25的连接点Jl和低压侧端子Ib之间配置了使FET3的 栅极电压降低，作为进行截止控制的驱动元件而起作用的截止控制晶体管5。在此，作为截 止控制晶体管5，使用了将集电极与连接点Jl连接、将发射极与低压侧端子Ib连接的NPN 型晶体管。第二反馈线圈2d的一侧，经由串联连接的整流二极管M和驱动用电容器55连接 在直流电源1的低压侧端子Ib上，另外，另一侧直接与直流电源1的低压侧端子Ib连接，形 成了闭环。以从第二反馈线圈2d到驱动用电容器55的方向为正方向设置整流二极管54， 通过在第二反馈线圈2d中产生的反激电压对驱动用电容器55充电。整流二极管M和驱动用电容器55的连接点J2，经由光耦合器受光元件39和控 制用电容器53与低压侧端子Ib连接，将光耦合器受光元件39和控制用电容器53的串联 连接点J3与截止控制晶体管5的基极连接。光耦合器受光元件39与变压器2的二次侧的 光耦合器发光元件35光耦合来工作，当接收到来自光耦合器发光元件35的光时，从连接点 J2向J3流过与其受光量成比例的电流。串联连接点J3、即截止控制晶体管5的基极，经由互相并联连接的放电电阻52以 及开关二极管59，与FET3和分流电阻51的连接点J4连接。开关二极管59以从连接点J4 到串联连接点J3为正方向，由此，当一次线圈电流流过分流电阻51时，以其电压降通过开 关二极管59对控制用电容器53充电，当一次线圈电流上升，分流电阻51的电压降达到一 定值以上时，基极电压达到截止控制晶体管5的动作电位，截止控制晶体管5的集电极、发 射极间导通。另一方面，当分流电阻51的电压降降低到不足控制用电容器53的充电电压 时，通过放电电阻52和分流电阻51流过控制用电容器53的放电电流。在本实施方式中， 为了降低控制用电容器53的放电速度，把相当于现有的自激式开关电源电路100的100Ω 的充放电电阻50的放电电阻52的电阻值设为4. ΑΩ。变压器的二次输出线圈2c，与二次输出线圈2c串联连接整流用二极管4，与二次 输出线圈2c并联连接滤波电容器13，构成了输出侧的整流滤波电路。在整流滤波电路的高 压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间串联连接分压电阻30、31，将其中间抽头32连接 在误差放大器33的反相输入端子上，输入了成为输出电压的分压的输出检测电压。另外， 在误差放大器33的同相输入端子和低压侧输出线20b之间连接基准电源34，在同相输入端 子上输入了用于与输出检测电压进行比较的基准电压。此外，图中的37、38是在中间抽头 32和误差放大器33的同相输出端子间串联连接的交流负反馈元件。自激式开关电源电路10，对高压侧输出线20a和低压侧输出线20b间的输出电压 进行恒压控制，以使其与在高压侧输出线20a和低压侧输出线20b间连接的负载的大小无 关而成为预定的设定电压，上述基准电压设为通过分压电阻30、31对该设定电压分压而得的电压，因此，误差放大器33输出与输出电压相对于设定电压的差电压成比例的输出值。在误差放大器33的输出和高压侧输出线20a之间，与电阻36串联地连接以与误 差放大器33的输出值对应的发光量来发光的光耦合器发光元件35。因此，与光耦合器发光 元件35光耦合的一次侧的光耦合器受光元件39接收与上述差电压对应的发光量的光，从 连接点J2向连接点J3流过与差电压对应的电流。即，当高压侧输出线20a和低压侧输出 线20b间的输出电压达到设定电压以上时，以与该差分对应的允许电流从连接点J2向J3 流过电流，当不到设定电压时，将连接点J2到J3间切断。如上所述，在该自激式开关电源电路10中，由比较输出电压和设定电压的误差放 大器33、与误差放大器33的输出连接的光耦合器发光元件35、与光耦合器发光元件35光 耦合的光耦合器受光元件39形成了恒压控制电路，其比较输出电压和预定的设定电压，根 据输出电压超过设定电压的输出电压和设定电压的差电压，从产生反激电压的第二反馈线 圈或者驱动用电容器55流过对控制用电容器53充电的充电电流。(连接了额定消耗功率的负载的动作)关于如此构成的自激式开关电源电路10，使用图1至图3说明最初在高压侧输出 线20a和低压侧输出线20b之间连接了额定消耗功率的负载时的动作。图2和图3分别表 示连接额定消耗功率的负载，进行连续自激振荡动作的图1的(1)至的各部的波形， 图2(a)表示串联连接点J3的电压、即截止控制晶体管5的基极电压波形(1)，图2(b)表 示FET3的栅极电压波形O)，图2(c)表示FET3的漏极电流、即流过一次线圈加的一次线 圈电流波形(3)，图2(d)表示FET3的漏极电压、即一次线圈加的一侧的电压波形0)。另 外，图3的⑵、(5)、(6)所示的电压波形分别是FET3的栅极电压波形(2)、反馈电容器12 的第一反馈线圈2b侧的电压波形(5)、以第一反馈线圈2b侧的电压为基准的反馈电容器 12的充电电压波形(6)。在直流电源1的高压侧端子la、低压侧端子Ib间产生200V左右的直流电压时，通 过由启动用电阻21和电阻25分压到1/16而得的电源电压，经由启动用电阻21和反馈电 阻23对反馈电容器12充电(图中下方的电极为+，上方极性为_)。被充电的反馈电容器 12的充电电压慢慢上升，当达到FET3的阈值电压Vth时，在FET3的栅极上施加正向偏置电 压，FET3导通，漏-源极间导通。当FET3导通，开始从直流电源1向串联连接的一次线圈加流过励磁电流时，在变 压器2的各线圈中产生感应电动势，在变压器2中积蓄能量。在反馈线圈2b中产生的感生 电压(图3的t2到、间的(5))与反馈电容器12的充电电压(图3的(6))重叠，将FET3 的栅极电压(图2(b)、图3的O))维持在该阈值电压Vth以上的电压(导通电压)。此时，通过流过一次线圈加的电流在分流电阻51的FET3侧的连接点J4产生的 电压，经由开关二极管59对控制用电容器53充电。流过一次线圈加的电流随着导通后的 时间大体直线上升，由此，快速地对一次线圈加的电流增加进行响应，控制用电容器53的 充电电压也上升。当截止控制晶体管5达到偏置电压(动作电压)时，集电极-发射极间成为导通 状态，FET3的栅极通过截止控制晶体管5实质上成为短路状态(在此，为低压侧端子Ib的 电位，例如0伏特)，FET3截止。当FET3截止，流过变压器2的电流实质上被切断时，在各 线圈中产生所谓的反激电压(感应逆电动势)(图2(d)的、到、)。此时，在二次输出线圈2c中产生的反激电压通过由整流用二极管4和电容器13形成的滤波整流电路被整流滤 波，作为向连接在输出线20a、20b间的负载供给的电力而被输出。另一方面，在第一反馈线圈2b中产生的反激电压与通过在输出侧连接的负载在 二次线圈2c中产生的反激电压存在比例关系，通过在该第一反馈线圈2b中产生的反激电 压(图3的、到、间的(5))对反馈电容器12充电(图3的、到、间的(6)、图1中下 方的电极为+，上方极性为_)，导致下一次的FET3的导通。在对二次线圈2c中产生的反激电压进行整流滤波后得到的高压侧输出线20a和 低压侧输出线20b间的输出电压未达到由基准电源34的基准电源决定的设定电压的状态 (以下称为过渡状态)下，由于光耦合器发光元件35不发光，因此连接点J2、J3间被切断， 另外，由于在分流电阻51中不流过一次线圈电流，因此，从控制用电容器53通过放电电阻 52和分流电阻51流过放电电流，截止控制晶体管5的基极电压成为偏置电压以下。但是， 在FET3的截止动作期间中(图2的、到t2之间，以下称为截止动作期间)，即使截止控制 晶体管5的基极电压达到偏置电压以下，由于基极、集电极间作为等价二极管而起作用，因 此把从分流电阻51、开关二极管59、截止控制晶体管5的基极到集电极、反馈电阻23作为 充电电流的路径，通过在第一反馈线圈2b中产生的反激电压对反馈电容器12充电。如图2(d)所示，通过感应逆电动势在二次输出线圈2c中积蓄的电能的释放在 、时结束时，一次线圈侧的电压波形(4)如该图的与实线连接的虚线所示，通 过FET3的寄生电容、一次线圈加间的杂散电容以及一次线圈加的电感，开始以电源电压 200V为中心的自由振荡，极性反转，同时电压慢慢降低而衰减。如图3的(5)所示，与一次线圈电压的自由振荡成比例地振荡的第一反馈线圈2b 的反馈电容器12侧的电压也同样地，在作为逆偏压而对栅极起作用的反激电压消失的、 后增加，极性反转，作为正向的偏置电压而对FET3的栅极起作用。另外，施加至此所充电的 反馈电容器12的充电电压(图3的(6))，FET3的栅极电压超过阈值电压Vth，FET3再次导 通，这样重复一连串的连续自激振荡动作。在一次的振荡周期中在变压器2中积蓄的能量，与从FET3导通后截止控制晶体管 5的基极电压到达偏置电压之前的导通动作期间(以下称为导通动作期间)的平方大体成 比例，在二次侧的输出电压未达到设定电压的过渡状态下，通过分流电阻51的电阻值和所 设定的最大一次线圈电流，大体准确地控制导通动作期间的上限(最大导通时间)。即，一 次线圈电流与FET3导通后的经过时间大体成比例地增加，当达到所设定的最大一次线圈 电流时，FET3不延迟地截止，设定最大导通时间。设定最大一次线圈电流的电流值，使得在 最大导通时间内在变压器2中积蓄的能量，比通过连接额定消耗功率的负载在一个振荡周 期中消耗的能量稍大，由此，输出线20a、20b间的输出电压每当重复达到设定电压前的振 荡时上升，当超过设定电压时，以下说明的恒压控制电路工作，在恒压输出控制下进行连续 自激振荡动作。当高压侧输出线20a和低压侧输出线20b间的输出电压超过设定电压时，被输入 误差放大器33的反相输入端子的中间抽头32的分压也上升，与基准电源34的基准电压的 电位差被反相放大，光耦合器发光元件35以与作为其输出值的差电压对应的光量来发光。 其结果，与光耦合器发光元件35进行耦合的光耦合器受光元件39从连接点J2向连接点J3 流过与差电压对应的电流值的电流。
在上述连续自激振荡动作中，如图2(a)所示，截止控制晶体管5，在FET3导通的 、时，基极电压达到了 0. 6V的偏置电压，但在此后的截止动作期间，在二次侧的输出电压超 过设定电压的期间也保持偏置电压以上的电压。即，在截止动作期间中，在变压器2中积蓄 的能量被在输出线20a、20b间连接的负载消耗，输出电压变得不到设定电压之前，光耦合 器发光元件35点亮。其结果，通过光电耦合器受光元件39导通，在第二反馈线圈2d中产 生的反激电压直接对控制用电容器53充电，其充电电压将基极电压提高到偏置电压以上。 另外，在该反激电压消失后，也通过驱动用电容器55的充电电压对控制用电容器53充电， 截止控制晶体管5的基极电压变得不到偏置电压，在FET3导通的时刻、也保持了稍低于 偏置电压的充电电压。因此，在导通后，一次线圈电流上升，当从分流电阻51经由开关二极 管59流过对控制用电容器53充电的充电电流时，截止控制晶体管5的基极电压快速地达 到偏置电压。由此，FET3不等经过所设定的最大导通时间而截止，因此缩短导通动作期间，振荡 引起的变压器2中积蓄的能量减少，输出电压降低。另一方面，当输出电压比设定电压低 时，光耦合器发光元件35不发光，因此在截止动作期间中对控制用电容器53充电的上述 充电电流，在光耦合器受光元件39中被切断，截止FET3时的控制用电容器53的充电电压， 通过在放电电阻52和分流电阻51中流过放电电流而降低。其结果，截止控制晶体管5的 基极电压达到偏置电压为止的导通时间以最大导通时间为上限而被延长，FET3的导通期间 (on-duty)增加，由此导致输出电压上升，经过这样的过程进行输出电压的恒压控制。在上述的截止动作期间中，在截止控制晶体管5的基极电压达到偏置电压的期 间，通过在第一反馈线圈2b中产生的反激电压，以从截止控制晶体管5的发射极到集电极、 反馈电阻23作为充电电流的路径，对反馈电容器12充电(图1中，下方的电极为+，上方极 性为“)。在本实施方式的自激式开关电源电路10中，在该自激振荡动作中，构成导通驱动 电路的反馈电容器12和反馈电阻23的时间常数与现有的自激式开关电源电路100相比， 成为4. 7倍的长度，因此，反馈电容器12被缓慢充电，当变压器中积蓄的能量在、时从二次 输出线圈2c被释放后，第一反馈线圈2b的反馈电容器12侧的电压(图3的(5))开始自 由振荡，在极性反转并到达最初的极大值的t2时，施加反馈电容器12的充电电压(图3的 (6))，决定反馈电容器12和反馈电阻的时间常数，以使FET3的栅极电压(图3的O))超 过阈值电压VTH。S卩，设定成当上述第一反馈线圈2b的电位达到最初的极大值的t2时FET3 有可能导通。此外，在图3中，FET3的栅极电压之所以不成为将第一反馈线圈2b的一侧的 电压和反馈电容器12的充电电压相加而得的值，是反馈电阻23的电压下降所导致的。另一方面，在连接了额定消耗功率的负载的自激振荡动作中，通常在截止动作期 间中，输出电压变得不足设定电压，在该过程中，与差电压对应的流过光耦合器受光元件39 的充电电流也慢慢减小，因此，开始从控制用电容器53通过放电电阻52和分流电阻51流 过放电电流。该放电电流的放电速度可以通过放电电阻52的电阻值来调整，通过如上所述 设定为4. 7kΩ的大电阻值，使截止控制晶体管5的基极电压缓慢降低，在上述可以导通的 t2时，基极电压变得不足偏置电压。因此，将额定消耗功率的负载连接在输出线上的自激式开关电源电路10，在可以 导通的t2时，截止控制晶体管5的基极电压变得不足偏置电压，将FET3的栅极与低压侧端子Ib绝缘，因此，FET3的栅极电压(图3的O))超过阈值电压Vth而导通，在恒压控制下 重复进行连续自激振荡动作。在此，第一反馈线圈2b和一次线圈加以与其线圈比成比例的振幅自由振荡，另外 其振幅慢慢衰减，因此，在第一反馈线圈2b的+侧达到最初的极大值的、时，一次线圈加 的FET3侧(FET3的漏极)的电压成为最小值。S卩，在FET3导通的t2时，FET3的漏极电压 (图2 (d))为120V左右的最小电压，在导通时从120V左右变为0V，开始在一次线圈加中 流过励磁电流。因此，在一次线圈 或FET3的线圈间的杂散电容或在漏-源极间的寄生 电容中通过反激电压积蓄的电荷，在一次线圈加的极性通过自由振荡而反转的时刻开始 被释放，而且此后，在一次线圈的低压侧电压降到最低的t2时FET3导通，与直流电源1的 低压侧端子Ib短路，因此形成缓慢的放电电流。其结果，在刚导通后的一次线圈电流中仅 表现出很小的放电电流，FET3等开关元件中的损失也小，也不产生噪声。(无负载的待机中的动作)接下来，关于自激式开关电源电路10，使用图4至图7说明未在高压侧输出线20a 和低压侧输出线20b之间连接负载的待机中的动作。图4和图5分别与图2和图3对应地 表示无负载待机中进行间歇振荡动作的自激式开关电源电路10的各部的波形，图4(a)表 示截止控制晶体管5的基极电压波形(1)，图4(b)表示FET3的栅极电压波形O)，图4(c) 表示一次线圈加中流过的一次线圈电流波形(3)，图4(d)表示FET3的漏极电压波形0)， 图3的O)、(5)、(6)所示的电压波形分别表示FET3的栅极电压波形O)、反馈电容器12 的第一反馈线圈2b侧的电压波形(5)、和以第一反馈线圈2b侧的电压为基准的反馈电容器 12的充电电压波形(6)。另外，图6是将图4所示的各图的横轴、即时间轴缩小到1/250，以 更长的时间间隔进行表示的波形图。无负载的待机中的自激式开关电源电路10的动作，由于前面描述了作为基础的 连续自激振荡动作，因此省略一部分相同的动作的说明，以与连接了额定消耗功率的负载 的情况下不同的动作为中心进行说明。在未在输出线20a、20b间连接负载的状态下，通过振荡在变压器2中积蓄的能量 不通过负载消耗，因此FET3截止，即使进入截止动作期间，输出电压也缓缓降低，在变压器 2中积蓄的能量消失，即使到了开始自由振荡的时刻(图4、图5的、)，与设定电压的差电 压也维持较高地迁移。其结果，由于第二反馈线圈2d的反激电压，对控制用电容器53充电 的充电电流流过光耦合器受光元件39，截止控制晶体管5的基极电压维持偏置电压以上的 电压。在变压器2中积蓄的能量消失的、以后，通过各电路元件中的能量消耗，输出电 压接近设定时，光耦合器受光元件39的允许电流也根据差电压而降低，当变得不足设定电 压时完全被切断，因此，从断绝了从第二反馈线圈2d的充电的控制用电容器53通过放电电 阻52和分流电阻51流过放电电流。另外，即使在变压器2中积蓄的能量消失的、后，在输出电压和设定电压的差电 压维持较高地迁移的情况下，第二反馈线圈2d的反激电压在使极性反转的同时缓慢衰减， 从通过反激电压充电的驱动用电容器55通过光耦合器受光元件39对控制用电容器53充 电。此后，当驱动用电容器55的充电电压降低到与控制用电容器53的充电电压一致时，从 控制用电容器53通过放电电阻52和分流电阻51流过放电电流。
在从控制用电容器53放电的任何情况下，放电电阻52的电阻值，相对于现有的充 放电电阻50的电阻值100Ω设为4. ΑΩ，因此如果忽视与2. 4 Ω的分流电阻51并联连接 的开关二极管59的电阻值，则与控制用电容器53构成了与现有时间常数的比约为47倍的 时间常数的延迟电路，控制用电容器53的充电电压极缓慢地降低。因此，在输出电压变得不足设定电压后，截止控制晶体管5的基极电压也在充分 长的时间内维持偏置电压以上的电压(参照图4)，在连接了额定消耗功率的负载的状态 下，即使到了连续自激振荡的可以导通的时刻，截止控制晶体管5的集电极、发射极间也导 通，FET3不导通。S卩，自激式开关电源电路10进行间歇振荡动作。当由于从控制用电容器53的放电，截止控制晶体管5的基极电压变得不足偏置电 压时，与FET3的栅极连接的连接点Jl与低压侧端子Ib绝缘，FET3可以导通。在此时刻， 在导通驱动电路的反馈电容器12的充电电压上加上第一反馈线圈2b的反馈电容器12侧 的电压后的栅极电压超过FET3的阈值电压Vth的情况下，FET3立即导通。另外，第一反馈线圈2b的电压一边自由振荡一边衰减(图5的(5))，因此，在即 使加上反馈电容器12的充电电压也达不到FET3的阈值电压Vth的情况下，在达到阈值电压 Vth之前经由启动用电阻21对反馈电容器12充电，此后FET3导通。如图4(a)所示，在FET3导通的时刻t2，控制用电容器53在截止动作期间中通过 第二反馈线圈2d的反激电压或驱动用电容器55的充电电压被充电，因此，截止控制晶体管 5的基极电压仅稍低于偏置电压，当一次线圈电流通过导通而上升时，不等经过最大导通时 间而快速地截止。S卩，在无负载的情况下，如图4所示，在与自激式开关电源电路10自身的消耗功率 匹配的极短的动作期间内截止，重复同样的间歇振荡动作。此外，说明了无负载的间歇振荡动作，但即使在输出线20a、20b间连接了消耗功 率小的轻负载时，在与其消耗功率匹配的导通动作期间和截止动作期间也同样地进行间歇 振荡动作。本实施方式的自激式开关电源电路10，在连接了额定消耗功率的负载的情况下， 如图2所示，以约14 μ sec的周期重复进行连续自激振荡动作，并且在无负载的待机中，如 图6所示，以约2. 9msec的周期重复进行间歇振荡动作，每单位时间的开关次数减少，由此 大幅度减小待机消耗功率。另外，图7使输入电压(Vin)变化来表示将本发明的放电电阻52设为不同电阻 值时的无负载待机中的与消耗功率的关系，如该图所示，与输入电压(Vin)无关，根据本发 明，通过并联地连接开关二极管59可以将放电电阻52设为4. 7k Ω的较高的电阻值，与现 有的设为100Ω的电阻值的充放电电阻50相比，可以使待机中的消耗功率大幅度地减小。在上述实施方式中，通过与第一反馈线圈加分离地在变压器2中设置的第二反馈 线圈2b的反激电压对驱动用电容器55或控制用电容器53充电，但也可以不使用第二反馈 线圈2b而通过变压器2的其他线圈中产生的反激电压进行充电。另外，在上述实施方式中，由比较输出电压和设定电压的比较误差放大器33、光耦 合器发光元件35以及光耦合器受光元件39形成了恒压控制电路，该恒压控制电路，根据输 出电压超过设定电压的输出电压和设定电压的差电压，从产生反激电压的线圈或驱动用电 容器55流过对控制用电容器53充电的充电电流，但也不一定非要使用这些电路元件，也可以以其他电路元件代替使用。另外，截止控制晶体管5不限于NPN形晶体管，也可以使用其他开关元件。产业上的可利用性本发明适用于以将不稳定的直流电源稳定后的输出电压进行输出的开关电源电路。
权利要求
1.一种自激式开关电源电路，其具备变压器，其具有一次线圈、二次输出线圈和至少一个以上的反馈线圈； 振荡用场效应晶体管，其与一次线圈串联地连接在直流电源上，在栅极电压在阈值电 压Vth以上的期间进行导通动作；启动用电阻，其连接在直流电源的高压侧端子和振荡用场效应晶体管的栅极间； 导通驱动电路，其由在反馈线圈和振荡用场效应晶体管的栅极间串联连接的反馈电容 器以及反馈电阻构成；驱动元件，其连接在振荡用场效应晶体管的栅极和直流电源的低压侧端子间，在控制 端子电压在动作电压以上的期间栅极和低压侧端子间导通，使振荡用场效应晶体管进行截 止动作；分流电阻，其连接在振荡用场效应晶体管和低压侧端子间；放电电阻，其连接在振荡用场效应晶体管和分流电阻的连接点与驱动元件的控制端子间；控制用电容器，其连接在驱动元件的控制端子和低压侧端子间，在导通动作期间中由 一次线圈的励磁电流所流过的分流电阻的电压充电，将控制端子电压拉升到动作电压以 上，在截止动作期间中经由放电电阻和分流电阻被放电，使控制端子电压降低到不足动作 电压；以及恒压控制电路，其对在变压器的二次输出线圈中产生的反激电压进行整流滤波后的输 出电压与预定的设定电压进行比较，根据输出电压超过设定电压时的输出电压与设定电压 的差电压，使从产生反激电压的变压器的某个线圈或由反激电压充电的驱动用电容器对控 制用电容器充电的充电电流流过，在振荡用场效应晶体管导通后输出电压超过设定电压的期间，在施加了一次线圈的励 磁电流所流过的分流电阻的电压的控制端子上，施加驱动用电容器的充电电压，对驱动元 件使振荡用场效应晶体管截止前的导通动作期间进行缩短控制，在振荡用场效应晶体管截止后输出电压超过设定电压的期间，从产生反激电压的变 压器的某个线圈或驱动用电容器对控制用电容器充电，将控制端子电压维持在动作电压以 上，并阻止振荡用场效应晶体管的导通，由此对截止动作期间进行延长控制， 该自激式开关电源电路，在振荡用场效应晶体管和分流电阻的连接点与驱动元件的控制端子间，与放电电阻并 联地连接了以从所述连接点到控制端子方向作为正方向的开关二极管。
2.根据权利要求1所述的自激式开关电源电路，其特征在于，设定放电电阻的电阻值，使得在二次输出线圈上连接了额定消耗功率的负载的状态 下，从二次输出线圈释放出在变压器中积蓄的能量，当自由振荡的反馈线圈的电压达到最 初的极大值时，控制用电容器的充电电压小于动作电压。
3.根据权利要求1或2所述的自激式开关电源电路，其特征在于，驱动元件是使集电极与振荡用场效应晶体管的栅极连接、使发射极与低压侧端子连 接、使基极与控制端子连接的NPN型晶体管，在截止动作期间中，由在变压器的反馈线圈中产生的反激电压充电的反馈电容器，由 在开关二极管和NPN型晶体管的基极、集电极间流过的充电电流充电。
全文摘要
本发明提供一种迅速响应一次线圈电流的上升，容易进行恒压控制，而且在无负载或连接轻负载时进行间歇振荡动作，抑制电力损失的自激式开关电源电路。在流过一次线圈电流的分流电阻和驱动元件的控制端子间，与放电电阻并联地连接以从分流电阻到控制端子方向为正方向的开关二极管，在振荡用场效应晶体管的导通动作期间中，通过一次线圈电流的上升，驱动元件快速地对振荡用场效应晶体管进行截止控制，并且在无负载或连接轻负载时，使用高电阻值的放电电阻，减慢从连接在驱动元件的控制端子上的控制用电容器的放电速度，延长截止动作期间。
文档编号H02M3/338GK102044971SQ20101012406
公开日2011年5月4日 申请日期2010年3月1日 优先权日2009年10月14日
发明者饴井俊裕 申请人:Smk株式会社