转换器设备和装备有这样的设备的不间断电源的制作方法

专利名称：转换器设备和装备有这样的设备的不间断电源的制作方法
转换器设备和装备有这样的设备的不间断电源

本发明涉及例如用于不间断电源的诸如逆变器之类的转换器的领域，具体地说涉 及大功率不间断电源，即具有一般包括在大约IOOkVA和500kVA之间的功率。本发明更具体地涉及使得能够通过对来自于参考电压线和两个符号相反的电压 输入端上可获得的三个基本DC电压而在调制信号输出端上获得的脉冲进行滤波来提供AC 电压和电流的转换器设备，所述设备包括连接在所述参考电压线分别与所述电压输入端的 一个和另一个之间的两个开关单元，每个开关单元包括连接在所述开关单元连接到的输入 端和所述开关单元的开关输出端之间的第一开关装置，以由所述第一开关装置的主导通和 截止来提供具有与所述输入端上可获得的电压的符号相同的符号的脉冲，所述设备对于每 个开关单元包括第二开关装置，与所述开关单元有关并且连接在所述开关单元和所述调 制信号输出端之间；和第一控制装置，作用于所述第二开关装置，以在所述AC电压的符号 与所述开关单元连接到的输入端上的电压的符号相同时建立所述第二开关装置的导通。本发明还涉及不间断电源，包括施加AC输入电压的电源输入端、连接到所述输 入端的整流器、连接在所述整流器的输出端上的符号相反的两个基本DC电压线、连接到所 述基本DC电压的电压线的逆变器，并且包括被设计为提供后备电压的输出端。
背景技术：
通常发展不间断电源以提高它们的效率并减少由开关频率(通常很低，即，大约 几千赫兹)产生的听得见的噪音干扰。关于这一点，已经表明使用具有提高的性能以使得 减轻上面提出的问题的组件来使用存在几个电平(一般为三个电平)的拓扑的不间断电源 是有利的。参考图1，这样的不间断电源11包括干线(mains)电源输入端12，输电干线电源 连接于其并且其使得通常为AC的可变输入电压能够施加于所述不间断电源11。不间断电 源还包括干线电源输出端13，负载连接于其并且其使得能够提供称为后备电源的供电电 源，即其电压和频率受到控制的供电电源。不间断电源11包括连接到干线电源输入端12的 整流器或AC/DC转换器15、基本DC电压线16、17以及连接在整流器的输出端上的电压参考 18。不间断电源11还包括DC/DC转换器19，其包括电力存储装置20，所述转换器和所述存 储装置连接到基本DC电压线16、17。不间断电源11还包括连接在电压参考18和基本DC 电压线16、17之间的去耦电容器21、22，以及连接在所述线16、17和干线电源输出端13之 间的逆变器或可逆DC/AC转换器23。不间断电源11的转换器23包括六个开关单元。更确 切地说，对于三相中的每一相，转换器23包括两个开关单元，一个专用于正半波，另一个专 用于负半波。如图1所示，不间断电源11存在三个电平的拓扑，即整流器15提供三个电平的基 本DC电压，即线16上的正电平、线17上的负电平和电压参考18上的参考电平。同时，DC/ AC转换器23从这三个DC电压电平提供AC电压。正负电平一般表现为绝对值相同的电势， 其基本上等于线16和17之间的电压U的一半。
参考图2，对于给定相，示出了 DC/AC转换器23的两个单元。如此局部表示的转 换器设备在相线上提供AC电压VS和AC电流IS。通过对从参考电压线REF和符号相反的 两个电压输入端P、N上可获得的三个基本DC电压电平-U/2、UREF、U/2在调制信号输出端 SM上获得的脉冲进行滤波来获得AC电压VS和电流IS。使用的滤波装置包括连接在调制 信号输出端SM和AC电压VS和电流IS输出端之间的电感器L。该滤波装置还包括连接在 所述AC电压VS和电流IS输出端和与参考电压线REP呈现相同的电势的参考电压点之间 的电容器C。图2所示的转换器设备包括由图3单独所示的控制单元CDl控制的两个开关单元 UCl、UC4。开关单元UCl、UC4连接在参考电压线REF分别与所述输入端P、N的一个和另一 个之间。每个开关单元UC1、UC4包括第一开关装置，即晶体管T1、T4，其连接在所述开关单 元连接到的电压输入端Ρ、Ν和所述开关单元的开关输出端S1、S4之间。晶体管T1、T4也可 以被称为主晶体管。通过此设置，通过由控制单元⑶1执行的晶体管Tl、Τ4的一连串的主 导通和截止来获得调制信号输出端SM上的脉冲。当开关单元UC1、UC4的晶体管Tl、Τ4处 于主导通状态时，所述开关单元的开关输出端Si、S4上的电压等于所述开关单元连接到的 电压输入端P、N的DC电压-U/2、U/2。每个开关单元UC1、UC4还包括二极管DC2、DC3，连 接在参考电压线REF和所述开关单元的开关输出端Si、S4之间，以在主截止发生时建立与 所述开关输出端上的所述参考电压UREF相等的电压。用这种方法，每个开关单元UC1、UC4 的晶体管T1、T4使得能够在它们的各个开关输出端S1、S4上提供具有与所述开关单元的电 压输入端P、N上可获得的电压的符号相同的符号的脉冲。如图3所示，晶体管Tl、T4由控制信号F1、F2控制。后者是使用公知的脉宽调制 技术从AC电压VS中获得的。更确切地说，各个控制信号F1、F2施加于各个晶体管T1、T4的控制输入端。当施 加在晶体管Tl、Τ4的控制输入端上的控制信号Fl、F2的幅度等于零时，所述晶体管截止， 并且当此幅度等于一时，所述晶体管导通。当AC电压VS分别为正负时，晶体管Τ1、Τ4的主 导通分别使得在开关输出端Si、S4上提供具有等于正DC电压+U/2、负DC电压-U/2的幅 度的电压。以同样的方式，当AC电压VS分别为正负时，晶体管Τ1、Τ4的主截止分别使得二 极管DC2、DC4导通，这使得在开关输出端Si、S4上分别提供具有等于零的幅度的电压。从 而，分别施加于晶体管T1、T4的一连串的主导通和截止使得分别在开关输出端S1、S4上获 得可变宽度的脉冲，该脉冲具有基本上等于DC电压U/2的幅度并且分别具有正号、负号。对于每个开关单元UCl、UC4，图2所示的转换设备还包括连接在所述开关单元和 调制信号输出端SM之间的第二开关装置，即晶体管T2、T3。晶体管Τ2、Τ3使得根据AC电压 VS的符号将开关单元UCl、UC4连接到调制信号输出端SM，即它们使得所述开关单元UC1、 UC4的开关输出端Si、S4能够连接到调制信号输出端SM。如能从图3所示，控制信号F1、F2分别由第一控制装置，即反相器52、51反转。分 别来自于反相器52、51的输出端上的信号分别施加于晶体管T3、T2的控制输入端。当AC 电压VS分别为正、负时，控制信号F2、F1分别等于零，因此来自于反相器51、52的输出端上 的信号分别等于一。这导致当AC电压VS为正时晶体管T2导通，以使得开关单元UCl的开 关输出端Sl连接到调制信号输出端SM。以同样的方式，当AC电压VS为负时，晶体管T3导 通，以使得开关单元UC4的开关输出端S4连接到调制信号输出端SM。通过这些第一控制装置51、52，可以在调制信号输出端SM上提供可变宽度的脉冲，该脉冲具有基本上等于DC电 压U/2的幅度并且具有与AC电压VS的符号相同的符号。换句话说，当AC电压VS的符号 与所述开关单元的电压输入端上可获得的电压的符号相同时，第一控制装置51、52使得开 关单元UC1、UC4的开关输出端Si、S4连接到调制信号输出端SM。通过电感L和电容C对 调制 信号输出端SM上这些脉冲的连续滤波，使得能够提供AC电压VS。如上所述，图2所示的转换器设备使能有效(active)相期间的操作，也即AC电压 VS和电流IS具有相同的符号时的操作。在该有效相位期间，因此通过开关单元UC1、UC4获 得开关输出端Si、S4上的电压脉冲，如上所述。前述转换器设备还包括下面描述的附加装 置，其使能无效(reactive)相位期间的操作，也即当AC电压VS和电流IS具有相反符号时 的操作。在图2所示的转换器设备中，用于使能无效相位期间的操作的装置包括与分别注 明为T1、T2、T3、T4的晶体管并联连接的二极管D1、D2、D3、D4。更确切地说，每个二极管的 阴极和阳极分别连接到它与之并联连接的晶体管的发射极和集电极。因而，这些二极管D1、 D2、D3、D4通常被称为反向并联的二极管。当AC电压VS为正而AC电流IS为负时，通过与开关单元UC4有关的第二开关装 置(即，晶体管T3)，并且也通过与和开关单元UCl的单元有关的第一和第二开关装置并联 连接(即，分别与晶体管Tl和T2并联连接)的二极管D1、D2来执行开关操作。当AC电压 VS为负而AC电流IS为正时，一方面通过与开关单元UCl有关的第二开关装置(即，晶体管 T2)，并且也通过与和开关单元UCl有关的第一和第二开关装置并联连接(即，分别与晶体 管T4和T3并联连接)的二极管D4、D3执行开关。更确切地说，当晶体管T3、T2分别导通时，AC电流IS流经所述晶体管以及分别流 经DC3、DC2。这引起了调制信号输出端SM上的电压基本上等于参考电压REF。反之，当晶 体管T3、T2分别截止时，AC电流IS分别流经二极管D2、D1和二极管D3、D4，这引起了调制 信号输出端SM上的电压基本上分别等于DC电压U/2、-U/2。因而，在有效相位期间，为了建立调制信号输出端SM上的脉冲，实质上使用了开 关单元UC1、UC4的第一开关装置T1、T4。在无效相位期间，在调制信号输出端SM上脉冲的 建立实质上使用与开关单元UC4、UCl有关的第二开关装置Τ3、Τ2。当图1所示的不间断电源11以及具体地图2和3所示的转换器设备在使用中时， 晶体管Tl到Τ4的开关速度以及流入后者的强电流对结构限制产生了相当大的影响。这导 致这些有源功率电子元件中的开关损耗，限制了开关频率的增加。一个技术问题是要限制 在转换器设备的有效相位的操作期间的开关损耗，同时保证在无效相位期间的令人满意的 操作。

发明内容
本发明的发明目的是通过提出一种转换器设备来提供对现有技术的转换器设备 的问题的解决方案，该转换器设备使得能够通过对来自于参考电压线和相反符号的两个电 压输入端上可获得的三个基本DC电压而在调制信号输出端上获得的脉冲进行过滤来提供 AC电压和AC电流，所述设备包括连接在所述参考电压线分别与所述输入端的一个和另一 个之间的两个开关单元，每个开关单元包括第一开关装置，连接在所述开关单元连接到的输入端和所述开关单元的开关输出端之间，以通过所述第一开关装置的主导通和截止来提 供具有与所述输入端上可获得的电压的符号相同的符号的脉冲，所述设备对于每个开关单 元包括第二开关装置，与所述开关单元有关并且连接在所述开关单元和所述调制信号输 出端之间；和第一控制装置，作用于所述第二开关装置，以在所述AC电压的符号与所述开 关单元连接到的输入端上的电压的符号相同时建立所述第二开关装置的导通，所述设备的 特征在于，对于每个开关单元，它包括所述开关单元的开关辅助电路，连接在所述开关单元 连接到的输入端和所述开关单元的开关输出端之间，以在所述开关单元的第一开关装置的 任何主导通之前建立基本上等于零的所述第一开关装置的开关电压，以及所述设备的特征 在于，对于每个开关单元，所述设备包括第二控制装置，作用于与连接到与所述AC电压的 符号相同符号的电压输入端的开关单元有关的第二开关装置，以在所述AC电压和所述AC 电流具有相反符号时建立所述第二开关装置的截止。每个开关单元优选地还包括连接在该参考电压线和所述开关单元的开关输出端 之间的二极管，以在主截止发生时在所述开关输出端上建立等于所述参考电压的电压。每个开关单元的第二开关装置优选地连接在所述开关单元的开关输出端和该调 制信号输出端之间。可替换地，每个开关单元的开关输出端直接连接到调制信号输出端，并 且每个开关单元的第二开关装置串联连接在该二极管和所述调制信号输出端之间。每个开关单元优选地由脉宽调制控制信号控制，当AC电压的符号与所述控制单 元连接到的输入端上的电压的符号相反时，该脉宽调制控制信号的幅度维持在基本上等于 零的值，并且作用于与该开关单元之一有关的第二开关装置的第一控制装置包括连接在所 述第二开关装置的控制输入端和另一个开关单元的控制信号的输入点之间的反相器。有利 地，作用于与开关单元有关的第二开关装置的第二控制装置包括在所述第二开关装置的控 制输入端和另一个开关单元的控制信号的输入点之间的下列装置-用于测试该AC电流的符号相对于所述第一开关单元连接到的输入端上的电压 的符号的装置，和-逻辑“AND”(与)布尔运算器，其具有连接到所述第二开关装置的第一控制装 置的反相器的输出端和所述用于测试的装置的输出端的两个输入端和输出端，以在所述AC 电流具有与所述第一开关单元连接到的输入端上的电压的符号相反的符号时建立所述第 二开关装置的截止。每个开关单元的开关辅助电路优选地包括电感装置、用于将来自于开关输出端的 电流旁路以在主导通之前将所述电流转移到所述电感装置的分路装置、和并联连接在所述 开关单元的二极管上以在主导通之前在所述电感装置中建立所述电流的谐振的能量存储 装置。有利地，每个开关单元的开关辅助电路的电感装置实质上由连接到所述开关单元的 开关输出端并且包括反向绕线的绕组的变压器形成，并且所述分路装置包括直接连接在所 述电感装置和所述开关单元连接到的电压输入端之间的辅助开关装置。每个开关单元的开 关辅助电路的变压器有利地包括-第一绕组，连接在所述开关单元的开关输出端和所述开关辅助电路的分路装置 之间，和-第二绕组，磁耦合到所述第一绕组并且连接在所述开关输出端和该参考电压线 之间。
该变压器优选地呈现小于一的变压比。每个开关单元的开关辅助电路优选地至少包括连接在第一绕组和该参考电压线 之间的第一阻塞二极管。有利地，每个开关单元的开关辅助电路优选地包括连接在第二绕 组和该参考电压线之间的第二阻塞二极管。该转换器装置优选地包括作用于每个开关单元的第一开关装置的第三控制装置， 所述第三控制装置连接在所述开关单元的脉宽调制控制信号的输入点和所述第一开关装 置的控制输入端之间，所述第三控制装置使得从所述控制信号命令所述第一开关装置的一 连串的主导通和截止，所述第三控制装置包括被设计为在大于预设时间段的时间段之后建 立延迟的主导通的延迟模块。该转换器设备有利地包括作用于每个开关单元的开关辅助电 路的辅助开关装置的第四控制装置，所述第四控制装置连接在所述开关单元的脉宽调制控 制信号的输入点和所述辅助开关装置的控制输入端之间，所述第四控制装置包括被设计为 在预设时间段期间建立所述辅助开关装置的导通。本发明还涉及不间断电源，包括施加AC输入电压的电源输入端、连接到所述输 入端的整流器、连接在所述整流器的输出端上的符号相反的两个基本DC电压线、连接到所 述基本DC电压线并且包括被设计为提供后备电压的输出端的逆变器，所述电源的特征在 于，所述逆变器是如上所述的转换器设备并且从基本DC电压提供后备AC电压。


通过下面对本发明的特定实施例的描述，其他优点和特征将变得更清楚地明显， 这些特定实施例仅仅作为非限制性例子给出并且表示在附图中。图1表示根据现有技术的不间断电源。图2表示根据现有技术的将DC电压转换成AC电压的转换器设备。图3表示图2所示的转换器设备的控制单元。图4示意地表示根据本发明的转换器设备。图5表示能够在图4所示的转换器设备以及也能够在图6和7所示的转换器设备 上实现的控制单元。图6表示根据本发明的使用图5所示的控制单元的转换器设备的实施例。图7表示根据本发明的使用图5所示的控制单元的转换器设备的另一个实施例。图8A到8H是示出了当AC电压和电流具有相反的符号时并且在使用如图3所示 的根据现有技术的控制单元的特定情况下图6或7所示的转换器设备的操作的时序图。图9A到9H是示出了具有如图5所示的根据本发明的控制单元的、并且当AC电压 和电流具有相反的符号时的如图6或7所示的转换器设备的操作的时序图。图IOA到IOL是示出了当AC电压和电流具有相同的符号时图6或7所示的根据 本发明的转换器设备的操作的时序图。图IlA到IlK是示出了当AC电压和电流具有相同的符号时在所述AC电压的半波 的开始和结尾处图6或7所示的根据本发明的转换器设备的整流器模式中的操作的时序 图。图12表示根据本发明的不间断电源。
具体实施例方式参考图4，转换器设备包括已被描述并且带有相同的参考数字的许多元件。对于每 个开关单元UCl、UC4，转换器设备还包括所述开关单元的开关辅助电路Al、A4，连接在所述 开关单元连接到的电压输入端P、N和所述开关单元的开关输出端S1、S4之间。每个开关单 元UCl、UC4的这些开关辅助电路Al、A4使得在主导通之前建立基本上等于零的所述开关单 元的第一开关装置Tl、T4的开关电压。在下文中，开关装置的导通也可以看作触发所述开关装置。可以参考第一开关装 置Tl、T4的开关动作来使用与术语导通、触发或截止有关的术语“主”，开关辅助电路与第 一开关装置Tl、T4相互作用以使得开关动作温和。术语“主”也使得在第一开关装置Tl、 T4的开关动作和第二开关装置T2、T3的开关动作或者辅助开关装置TX1、TX4的开关动作 之间形成区别。一般说来，为了在调制信号输出端SM上建立脉冲，引起第二开关装置T2、T3的损 耗的开关动作与第一开关装置Tl、T4的开关动作相比较为不频繁。因此，开关辅助电路一 般被设计为仅仅为第一开关装置Tl、T4的开关动作，即在操作的有效相位期间，建立基本 上等于零的开关电压。为了在主导通或触发之前建立基本上等于零的开关电压，涉及的开关单元UC1、 UC4的开关辅助电路Al、A4—般包括用于从所述开关单元的开关输出端Si、S4转向 (divert)电流IRP、IRN并且用于建立此电流的谐振的装置。一般被设计用于操作的有效 相位的这些开关辅助电路Al、A4可以事实上在操作的无效相位期间以不利的方式与第二 开关装置T3、T2相互作用。例如，如在下文中详细描述的，开关辅助电路Al、Α4可以包括能量存储装置，其在 操作的无效相位期间作用于流入第二开关装置Τ2、Τ3的电流。更确切地说，这些能量存储 装置一般被配置如下当第二开关装置Τ2、Τ3的导通发生时，经由整个所述第二开关装置 发生所述能量存储装置的放电，其需要这些第二开关装置和能量存储装置具有超大尺寸。已经发现，通过修改控制单元⑶1，可以使用开关辅助电路避免任何超大尺寸的第 二开关装置Τ2、Τ3。为此，将更详细描述的第二控制装置添加到控制单元⑶1，以作用于与 连接到输入端P、N的开关单元UC1、UC4有关的第二开关装置Τ2、Τ3。从而，这些第二控制 装置使得当AC电压VS和电流IS具有相反的符号时，即在无效相位期间，建立与连接到与 所述AC电压的符号相反符号的电压输入端的开关单元UC1、UC4有关的第二开关装置Τ2、 Τ3的截止。换句话说，当AC电压VS和电流IS具有相反的符号时，第二控制装置作用于与 连接到输入端P、N的开关单元UCl、UC4有关的第二开关装置Τ2、Τ3，以保护所述开关单元 免于调制信号输出端SM的影响。图5示出了包括第二控制装置的修改的控制单元⑶2。与如图3所示的控制单位 CDl中一样，通过所述开关单元的脉宽调制控制信号F1、F2来执行每个开关单元的控制。如 前所述，当AC电压VS的符号与所述开关单元连接到的输入端P、N上的电压的符号相反时， 开关单元UC1、UC4的控制信号F1、F2的幅度保持等于零。换句话说，当AC电压VS的符号 为负时，信号Fl的幅度保持等于零，并且当AC电压VS的符号为正时，信号F2的幅度保持 等于零。与如图3所示的控制单元⑶1中一样，作用于与开关单元UC1、UC4中的一个有关 的第二开关装置T2、T3的第一控制装置包括连接在所述第二开关装置的控制输入端和开10关单元UC4、UC1中的另一个的控制信号F2、F1的输入点之间的反相器51、52。对于每个开关单元，控制单元⑶2还包括也作用于与开关单元UC1、UC4有关的第二开关装置T2、T3的第二控制装置，其在所述AC电压VS和AC电流IS具有相反符号时，连 接到与AC电压VS的符号相同的符号的电压输入端以建立所述第二开关装置的截止。换句 话说，第二控制装置作用于与各个开关单元UC1、UC4有关的各个第二开关装置T2、T3，以在 AC电流IS分别为负、正时建立所述第二开关装置的截止。作用于与第一开关单元UC1、UC4有关的第二开关装置Τ2、Τ3上的第二控制装置在 所述第二开关装置Τ2、Τ3的控制输入端和另一个开关单元UC4、UCl的控制信号F2、Fl的 输入点之间包括-用于测试AC电流IS的符号相对于所述第一开关单元UC1、UC4连接到的输入端 P、N上的电压的符号的装置61、62，和-逻辑“AND”布尔运算器65、66，其具有连接到所述第二开关装置T2、T3的第一控 制装置的反相器51的输出端和所述用于测试的装置61、62的输出端的两个输入端和具有 输出端，以在所述AC电流IS具有与所述第一开关单元连接到的输入端上的电压的符号相 反的符号时建立所述第二开关装置的截止。图6示出了能够为每个开关单元UCl、UC4实现的开关辅助电路Al、Α4的示例。图 6所示的转换器设备包括已经在上文描述的且由相同的参考数字指示的一定数目的元件。 如图2和4 一样，仅仅示出了与三相之一有关的两个开关单元。参考图6，每个开关单元UCl、UC4的开关辅助电路Al、Α4包括电感装置；分路 (branch-off)装置，用于使来自于开关输出端S1、S4的电流IRP、IRN流出以在主触发发生 之前将所述电流转移到所述电感装置；和电容器C2、C3，并联连接在所述开关单元的二极 管DC2、DC3上，以在主触发发生之前在所述电感装置中建立所述电流IRP、IRN的谐振。每个开关单元UCl、UC4的开关辅助电路Al、A4的电感装置实质上由连接到所述开 关单元的开关输出端Si、S4并且包括反向绕线的绕组的变压器TP、TN形成。换句话说，变 压器的两个绕组直接连接到开关输出端S1、S4。在图6所示的转换器设备中，变压器TP、TN 直接连接到所述开关单元的开关输出端S1、S4。由于每个开关辅助电路A1、A4的电感装置 实质上由变压器形成、并且后者直接连接到开关输出端Si、S4的事实，简化了转换器设备 的拓扑以及它的开关辅助电路的拓扑。每个开关单元UC1、UC4的开关辅助电路Al、A4的分路装置就其自身来说包括辅 助晶体管TX1、TX4形式的辅助开关装置，直接连接在变压器TP、TN和所述开关单元连接到 的电压输入端P、N之间。直接连接的意思是辅助晶体管和电压输入端P、N之间的连接装 置以及前述辅助晶体管和变压器TP、TN之间的连接装置实质上由电导体形成。辅助晶体管 TX1、TX4参与在主触发之前建立变压器TP、TN中的AC电流IS的分路。更确切地说，每个开关单元UCl、UC4的开关辅助电路Al、A4的变压器TP、TN包括 连接在所述开关单元的开关输出端S1、S4和所述开关辅助电路的分路装置TX1、TX4之间的 第一绕组71、72。变压器ΤΡ、ΤΝ包括第二绕组73、74，磁耦合到第一绕组71、72并且经由二 极管DA2、DA3连接在开关输出端Si、S4和参考电压线REF之间。此外，此第二绕组73、74 相对于第一绕组71、72反向绕制。变压器TP、TN的此配置使得当辅助晶体管TX1、TX4被触发时在变压器TP、TN的每一个绕组中转移更多的电流。由于绕组的反向绕线以及所述绕组的连续的端部连接到电 源输入端，AC电流IS事实上被转移以在每一个绕组中分享。从而，输入电流IRP、IRN由互 感应而放大。这使得辅助晶体管TXl、TX4的额定电流(current rating)降低。在二极管 DC2、DC3的截止之后，主晶体管T1、T4的端子处的电压V2、V3下降到基本上等于零的值，并 且二极管D1、D4导通，这使得所述主晶体管在零电压以下被触发。在图6所示的实施例中，每个开关单元UC1、UC4的开关辅助电路A1、A4包括连接 在第一绕组71、72和参考电压线REF之间的第一阻塞二极管DX2、DX3。当辅助晶体管TX1、 TX4截止时，此二极管DX2、DX3使得电流在单方向流入第一绕组71、72。此二极管也使得能 够限制辅助晶体管TX1、TX4的端子处的电压。在图6所示的实施例中，每个开关单元UC1、UC4的开关辅助电路Α1、Α4还包括连 接在第二绕组73、74和参考电压线REF之间的第二阻塞二极管DA2、DA3。此二极管使得电 流在单方向流入此第二绕 组。这些二极管DA2、DA3的存在防止开关辅助电路的任何逆向操 作并且使得变压器TP、TN能被去磁。开关辅助电路A1、A4的此单向操作是重要的，因为它 限制了所述开关辅助电路Al、A4的操作时间，因此限制了所述电路的损耗。一旦主晶体管Tl、T4已被触发，开关辅助电路Al、A4的此配置使得变压器TP、TN 能被去磁，即不再存在流入变压器绕组的任何电流。这防止能量在变压器中累积，否则该能 量将导致转换器设备的损坏。此去磁由二极管DX2、DX3以及由承受呈现在绕组73、74上的 电压的二极管DA2、DA3来完成，二极管DX2、DX3使得当辅助晶体管TX1、TX4截止并且执行 所述二极管的导通时将参考电压施加于绕组71、72上。变压器ΤΡ、ΤΝ —般在每一个绕组上存在着一般不可忽略的磁漏。因而可以由该磁 漏的产生来确定(define)等效电感，并且此电感与等效谐振电感有关。此谐振电感确定变 压器绕组中的电流的上升和下降斜率。有利地，变压器TP、TN包括与绕组分开的电绝缘材 料。其中此绝缘材料的厚度的选择等使得能够调节变压器的磁漏电感，因此调节电流斜率。一般考虑变压器TP、TN的去磁时间来选择用于产生控制信号Fl、F2的占空系数， 去磁时间一般大约为触发时间的一半。这防止了这些变压器的饱和。在图6所示的实施例中，每个开关单元UC1、UC4的第二开关装置T2、T3连接在所 述开关单元的开关输出端Si、S4和调制信号输出端SM之间。在图7所示的实施例中，转换器设备包括已经在上文描述并且由相同的参考数字 指示的一定数目的元件。与图6的转换器设备不同，每个开关单元UC1、UC4的开关输出端 Si、S4连接到调制信号输出端SM。此外，每个开关单元UC1、UC4的第二开关装置Τ2、Τ3串 联连接在二极管DC2、DC3和调制信号输出端SM之间。此实施例实质上用和使用图5所示 的控制单元⑶2的图6的方法一样的方法工作。一般可以用可逆方式来使用图6或7所示的转换器设备。换句话说，转换器设备 可以按照整流器模式工作，其(即，作为AC/DC转换器)使得能够从AC电压VS在DC电压 输入端P、N上获得基本DC电压。在图6和7所示的实施例中，可以按照双可控硅整流器模式来使用每个开关单元 UC1、UC4的晶体管T1、T4，即触发自然地发生。一般说来，当开关电压变为基本上等于零并 且反向并联的二极管D1、D4导通时，主触发自然地触发。为此，图5所示的控制单元⑶2包 括比较器81、82，用于检测第一开关装置T1、T4的端子处的电压的过零。比较器81、82的输出端连接到用83、84指代的第一逻辑“AND”布尔运算器的输入端。逻辑“AND”布尔运算器 的意思也是逻辑输入端的乘积或逻辑乘的二进制运算器，所述逻辑输入端的每一个能够等 于零或一。此运算器的另一个输入端连接到控制信号Fl、F2的输入点。从而，晶体管Tl、 T4的端子处的电压的过零以及控制信号Fl、F2的脉冲的同时存在使得能够激活此布尔运 算器83、84的输出端并且触发晶体管Tl、T4。但是，在整流器模式以及在AC电流IS的强度太低的情况下，即对于AC电流IS 的幅度小于它的最大值的大约10%的情况，此情况一般对应于所述电流的半波的开始或结 尾，开关输出端Si、S4上的电压来不及达到线电压P、N的需要值，并且主晶体管Tl、T4不 能自然地触发。实际上，在这种情况下，电容器CR2、CR3来不及充电，并且难以获得进入用 于消除主晶体管Tl、T4的端子处的电压的电感装置的电流的谐振。为了弥补此缺陷，图5所示的控制单元⑶2包括延迟模块91、92，其被设计为在大 于预设时间段TMAX的时间段之后强制延迟的主触发。此强制操作模式被实现为逆向模式， 主要在AC电压VS的半波的开始和结尾处，此时AC电流IS的值不足以为电容器CR2、CR3 充电。运算器83、84的输出端连接到用93、94指代的第二逻辑“0R(或)，，布尔运算器，该 第二逻辑“OR”布尔运算器的输出端连接到主晶体管Tl、T4的控制输入端。逻辑“OR”布 尔运算器的意思也是逻辑或(disjunctive) 二进制运算器，所述逻辑输入端的每一个能够 等于零或一。因而，在正常操作中，当“AND”运算器83、84的输出端被激活时，运算器93、 94的输出端也被激活，这使得能够在所述晶体管的端子处的电压过零的时刻命令主晶体管 T1、T4的触发。图5所示的控制单元CD2还包括使得能够在预设时间段TMAX'期间触发辅助晶体 管ΤΧ1、ΤΧ4的模块95、96。此时间段从控制信号Fl、F2的上升波前沿开始运行。因此，在 正常操作中并且在时间段TMAX'期间，可以触发辅助晶体管ΤΧ1、ΤΧ4，这使得可以消除开 关电压以触发主晶体管Tl、Τ4。参考图8Α到8Η，并且为了与根据本发明的转换器设备进行比较的目的，下面在AC 电压VS为正并且AC电流IS为负的情况下描述与图3 (现有技术)所示的控制单元CDl有 关的图6所示的转换器设备的操作。应当注意，此操作的描述也适用于图7所示的转换器 设备。只要控制信号Fl等于一，就通过反相器51将晶体管Tl处于导通状态并且晶体管 Τ3维持在截止状态。AC电流IS流入二极管Dl和D2 (图8Ε和8G)。电容器CR2的端子处 的电压VCR2就其自身来说等于输入端P上的电压U/2。在时间tl，控制信号Fl从一变为零，晶体管Tl截止并且晶体管T3导通。应当注 意，由于反相器52的存在并且由于在整个正半波期间所述反相器的输入端上的控制信号 F2保持等于零的事实，因此在该整个正半波期间晶体管T2保持导通。这使得所述电容器 CR2通过晶体管T2放电来消除电容器CR2的端子处的电压VCR2。从而，流入晶体管T3和 T2的电流IT3和IT2的值变得非常高(图8C)，这可能对它们的完整性(integrity)有害。 在AC电流IS为负并且AC电压VS为正的整个时间段期间，晶体管T2导通，Dl的端子处的 电压VDl保持等于输入端P上的电压U/2 (图8D)。因此，是二极管Dl承受输入端P的全部 电压U/2。因此，电流流入晶体管T3和二极管DC3 (图8C)。在时间t2，控制信号Fl从零变为一，晶体管Tl导通并且晶体管T3截止。这使得电流经由二极管D2转移到电容器CR2(图8G)，这放慢了晶体管T3的端子处的电压VT3的 上升(图8B)在时间t3，电容器CR2被充电并且在它的端子处呈现等于输入端P上的电压U/2 的电压VCR2。AC电流IS流入二极管Dl和D2 (图8E和8G)。

参考图9A到9H，下面仍然在AC电压VS为正并且AC电流IS为负的情况下，即在 无效相位期间，描述与图5所示的控制单元CD2有关的图6所示的转换器设备的操作。可 以将此操作变换为电压VS为负并且电流IS为正的情况，则在下面T2像T3 —样工作并且 反之亦然。应当注意，此操作的描述也适用于图7所示的转换器设备。只要控制信号Fl等于一，就通过反相器51将晶体管Tl处于导通并且晶体管T3 保持截止。AC电流IS流入二极管Dl和D2 (图9E)。电容器CR2的端子处的电压VCR2就 其自身来说等于输入端P上的电压U/2 (图9G)。在时间tl，控制信号Fl从一变为零，晶体管Tl截止并且晶体管T3导通，和前面 的情况下一样。此外，由于在电压VS的整个正半波期间控制信号F2保持等于零的事实，反 相器52的输出端保持等于一。同时，AC电流的符号使得比较器61的输出端保持为零。这 导致逻辑“AND”布尔运算器65的输出端等于零并且晶体管T2截止。因此，第二控制装置 61、65使得晶体管T2截止，这防止了来自电容器CR2的放电的电流的流入。因此，电容器 CR2保持充电(图9G)，并且二极管Dl的端子处的电压保持等于零(图9E)。因此，当晶体 管T3导通时，是二极管D2承受输入端P的全部电压U/2(图9F)。如前所述，在时间t2，控制信号Fl从零变为一，晶体管Tl导通并且晶体管T3截 止。电流转移在二极管D2中。在时间t2，AC电流IS流入二极管Dl和D2 (图9E)。图5所示的控制单元⑶2的使用，具体地所述控制单元的第二控制装置61、62、65、 66的使用使得能够限制流入晶体管T3、T2的电流ΙΤ3、ΙΤ2，从而防止电容器CR2、CR3的放 电。因此，晶体管T3不需要过大的尺寸来承受其上将增加电容器CR2、CR3的放电电流的电流。参考图IOA到IOL的时序图，下面描述图6或图7所示的转换器设备的操作。应 当注意，这些时序图延伸到其间AC电压和电流VS、IS可以被认为是连续的时间段期间。以 下描述限于AC电压VS的正半波期间的操作，即实质限于开关单元UCl和开关辅助电路Al 的操作。本领域技术人员可以容易地由此推出转换器设备在AC电压VS的负半波期间的操 作。以下描述是针对AC电压VS和AC电流IS具有相同的符号的情况作出的，即当开关辅 助电路用于获得主晶体管Tl、T4的软开关动作时。此外，以下描述适用于转换器设备的整 流器模式，即适用于DC/AC工作模式，条件也是AC电流IS的强度足以获得晶体管T1、T4的 自然导通。换句话说，下文描述的操作在一定程度上排除了 AC电压VS的半波的开始和结 尾时的整流器模式。主晶体管Tl开始时处于触发或导通状态，由图IOB中的粗线的存在表示。辅助晶 体管TXl对其自身来说处于截止状态，由图IOC的粗线的不存在表示。由图IOG可见，二极 管DC2截止。晶体管Tl经受电流ITl流动，如图IOF所示，其基本上等于AC电流IS。从 而，晶体管Tl的端子处的电压Vl基本上等于零，并且电容器CR2的端子处的电压VCR2基 本上等于输入端P上的电压U/2 (图10E)。二极管DA2不经受任何电流流动，如图IOH所示的，并且处于截止状态。因此，如图101所示的它的端子处的电压VDA2基本上等于输入端 P上的电压值U/2。在时间tl，晶体管Tl截止(图10B)，并且AC电流IS被转移在电容器CR2中。主 晶体管Tl的端子处的电压Vl开始逐渐增加，同时电容器CR2放电，如图IOE所示。二极 管DA2仍然处于截止状态，并且它的端子处的电压VDA2开始减小(图101)直到它达到零 值。同时，如图IOL所示，辅助晶体管TXl的端子处的电压VTXl增加到输入端P上的电压值 U/2。在时间t2，电容器CR2的端子处的电压VCR2达到参考电压的值(图10E)，并且二 极管DC2开始传导电流IDC2，其值基本上等于电流IS的值，如图IOG所示。在时间t3，辅助晶体管TXl被触发(图10C)，这将导致二极管DC2中的电流IDC2 减小(图10G)，其被转移到已经导通的辅助晶体管TXl中。从图IOJ可以看出，因此辅助晶 体管TXl经受逐渐增大的电流ITXl。因此，如图IOD所示，变压器TP中的电流IRP随着电 流IDC2的减小的同时而增加。在二极管DA2的触发之后，此电流IRP由变压器TP的第一 绕组71中的电流ITXl (图10J)和前述变压器TP的第二绕组73中的电流IDA2 (图10H) 的总和产生。一旦二极管DA2被触发，输入端P上的电压U/2就施加于变压器TP的两个绕 组71、73。由于此变压器的磁损耗，绕组73将在它的端子处受到基本上等于输入端P上的 电压U/2的电压。变压器TP的变压比非常接近于一，图IOJ所示的绕组71中的电流ITXl 和图IOH所示的绕组73中的电流IDA2基本上等于进入变压器TP的电流值IRP的一半，即 等于AC电流IS的一半。在时间t4，不再有任何电流在二极管DC2中流动，这导致后者截止(图10G)。因 此，电容器CR2的端子处的电压V2(图10E)开始由于与变压器TP的谐振现象而增加。同 时，从图10D、IOH和IOJ可以看出，在变压器TP的输入端上的电流IRP和每个绕组中的电流 IDA2和ITXl将增加。用这种方法，变压器中的电流IRP将进入谐振。实际上，在时间t4， 被放电的电容器CR2将随着它的端子处的电压V2的增加而逐渐充电以达到输入端P的电 压。在时间t4和t5之间，当电容器CR2的端子处的电压V2基本上等于输入端P上的 电压U/2的一半时，进入变压器TP的电流IRP将达到谐振峰值(图IOD和10E)。在此时间 流逝期间，变压器TP的绕组71的端子处的电压将减小，并且前述变压器的绕组73的端子 处的电压将增加。换句话说，由于电压V2的变化，输入端P上的电压U/2将同时从绕组71 切换到绕组73。而在时间t5，尽管电容器CR2的端子处的电压V2等于输入端P上的电压U/2 (图 10E)，弱电流仍将流入与晶体管Tl并联的反向连接的二极管D1。这可以从图IOF中看出， 其示出了流入由主晶体管Tl和二极管Dl形成的模块中的电流IT1。主晶体管Tl在时间 t5和时间t6之间被触发，因此，其端子处的电压基本上等于零(图10E)。因此，最小化了 当此触发发生时耗散的功率。在时间t6，主晶体管Tl中的电流ITl逐渐增加(图10F)，同时分别在第一和第二 绕组绕线71,73中的电流ITXl和IDA2的强度减小(图IOJ和10H)。在时间t7，不再有任何电流在二极管DA2和变压器TP的第二绕组73中流动(图 10H)，这导致所述二极管的截止。由于变压器TP的磁化，图IOJ所示的低强度的电流IMAG继续流入晶体管TXl和所述变压器的第一绕组71中。在时间t7和时间t8之间，变压器TP 的绕组71、73的端子处的电压基本上等于零，此电流IMAG的值保持基本恒定。 在时间t8，命令晶体管TXl处于截止状态(图10C)，并且二极管DX2使得完全消 除了流入第一绕组71中的磁化电流IMAG。因而，变压器TP的完全去磁发生在主晶体管Tl 的主截止之前。如图IOL可以看出，晶体管TXl的端子处的电压的值基本上等于输入端P 上的电压U/2。从图101可以看出，二极管DA2的端子处的电压就其自身来说基本上等于输 入端P上的电压值U/2的两倍。因此，在变压器TP的去磁期间，辅助晶体管TXl的端子处 的电压VTXl是二极管DA2的端子处的电压VDA2的二分之一。因此，是二极管DA2吸收了 高的去磁电压而不是辅助晶体管TX1，这使得可以选择较低额定功率的晶体管TX1，因此成 本较低并且可以工作在较低的功耗状态。在时间t9，变压器TP被完全去磁，即它的端子处的电压的平均值为零。因此，电流 IMAG结果是零并且二极管DX2截止。因而，回到时间tl之前的初始情形。参考图IlA到IlK的时序图，下面在AC电流IS的强度不足以获得晶体管Tl、T4 的自然导通的情况下描述图6或图7所示的转换器设备的整流器模式下的操作，即所述转 换器的DC/AC工作模式。因此，下文描述的操作可施加于AC电流IS的半波的开始和结尾。 应当注意，这些时序图延伸到其间AC电压和电流VS、IS可以被认为是连续的时间段期间。 以下描述限于AC电压VS的正半波期间的操作，本领域技术人员能够容易地由此推出在AC 电压VS的负半波期间的操作。在开始时，晶体管Tl被触发或处于导通，如图IlA所示。晶体管Tl传导如图IlE 所示的电流IT1，其值基本上等于AC电流IS的值。从图IlD和IlF可以看出，电容器CR2 的端子处的电压VCR2的值几乎为零，并且二极管DC2处于截止状态。在时间tl，主晶体管Tl从导通状态变为截止状态(图11A)，并且AC电流IS被转 移在电容器CR2中。电容器CR2的端子处的电压VCR2开始逐渐减小，使得电容器CR2放电， 并且主晶体管Tl的端子处的电压Vl逐渐增加，如图IlD所示。由于AC电流IS的强度太 低，晶体管Tl的端子处的电压Vl非常缓慢地增加并且不能达到输入端P上的电压值U/2。 因此，二极管DC2不能被触发，因此不导电(图11F)。在时间t2，辅助晶体管TXl被触发(图11B)。从图IlI可以看出，因此辅助晶体管 TXl经受逐渐增大的电流ITXl。以同样的方式，变压器TP中的电流IRP(图11C)和二极管 DA2中的电流IDA2(图11G)增加。变压器TP中的电流IRP然后将进入谐振阶段。开始被 充电的电容器CR2将随着主晶体管Tl的端子处的电压Vl下降到零而事实上逐渐放电。变 压器TP中的电流IRP然后将达到谐振峰值(图11C)，其然后将继续下降。由图11C、11D、 11G、11H、11I和IlK可以看出，在不能够消除主晶体管Tl的端子处的电压Vl的情况下，该 谐振阶段导致振荡。因此，由于比较器81的输出端以及控制单元CD2的逻辑“AND”布尔运 算器83的输出端保持在无效状态的事实，晶体管Tl不触发。在时间t3，在由控制装置⑶2的延迟模块91定义的时间TMAX流逝之后，由于逻辑 “OR”布尔运算器93的输出端切换到激活状态的事实，晶体管Tl被自动触发(图11A)。同 时，主晶体管Tl的端子处的电压Vl急剧回到零(图11D)，这在主晶体管Tl中产生电流峰 值(图11E)。电流IRP下降(图11C)，并且二极管DA2回到截止状态(图11G)。仅仅磁化 电流IMAG流入晶体管TXl中(图111)。
在时间t4，在由控制单元⑶2的模块95定义的并且通常大于时间TMAX的时间段 TMAX'之后，辅助晶体管TXl截止(图11B)。二极管DX2使得能够在时间t5实现变压器 TP的完全去磁(图IlHUlI和11J)。在时间t5，变压器TP被完全去磁。因此，电流IMAG变为零并且二极管DX2截止 (图11J)。因此，回到时间tl之前的初始情形。如上所述的转换器设备可被用在如图12所示的不间断电源501中。此不间断电源 包括电源输入端502，来自于第一三相电源系统的可变输入电压施加于该电源输入端502 上。该不间断电源包括整流器503，所述整流器一方面连接在电源输入端502上和另一方面 连接在两个基本DC输出端线504或电压总线之间。该不间断电源包括与如上所述的转换 器设备对应的逆变器506，所述逆变器连接在输出端线504和输出端507之间，输出端507 被设计为向负载508提供后备三相AC电压。DC电压总线504也经由DC/DC转换器510连 接到电池509。 从图12可以看出，静态开关511和512使得能够选择第一三相电源系统的电源输 入端502或也是三相的第二电源系统的电源输入端513。因而，可以通过后备的第一电源系 统经由不间断电源501为负载供电，并且如果需要的话可以切换到第二电源系统。
权利要求
1.一种转换器设备，使得通过对来自于参考电压线(REF)和符号相反的两个电压输入 端(P、N)上可获得的三个基本DC电压(-U/2、UREF, U/2)而在调制信号输出端(SM)上获 得的脉冲进行滤波来提供AC电压(VQ和电流(IS)，所述设备包括连接在所述参考电压线分别与所述输入端的一个和另一个之间的两个 开关单元(UCl、UC4)，每个开关单元包括连接在所述开关单元连接到的输入端和所述开关 单元的开关输出端(Si、S4)之间的第一开关装置(Tl、T4)，以通过所述第一开关装置的主 导通和截止来提供具有与所述输入端上可获得的电压的符号相同的符号的脉冲，所述设备对于每个开关单元包括第二开关装置(T2、T3)，与所述开关单元有关并且 连接在所述开关单元和所述调制信号输出端之间；和第一控制装置(51、52)，作用于所述 第二开关装置，以在所述AC电压的符号与所述开关单元连接到的输入端(P、N)上的电压的 符号相同时建立所述第二开关装置的导通，其特征在于，对于每个开关单元，所述设备包括所述开关单元的开关辅助电路(Al、 A4)，连接在所述开关单元连接到的输入端和所述开关单元的开关输出端之间，以在所述开 关单元的第一开关装置的任何主导通之前建立基本上等于零的所述第一开关装置的开关 电压，并且对于每个开关单元，所述设备包括第二控制装置，作用于与连接到与所述AC电压的符 号相同的符号的电压输入端(P、N)的开关单元有关的第二开关装置，以在所述AC电压和所 述AC电流具有相反的符号时建立所述第二开关装置的截止。
2.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)还包括二极管 (DC2、DC3)，连接在该参考电压线(REF)和所述开关单元的开关输出端(S1、S4)之间，以在 主截止发生时在所述开关输出端上建立等于所述参考电压的电压。
3.根据权利要求2所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)的第二开关装 置(T2、T3)连接在所述开关单元的开关输出端(S1、S4)和该调制信号输出端(SM)之间。
4.根据权利要求2所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)的开关输出端 (S1、S4)直接连接到该调制信号输出端(SM)，并且每个开关单元(UC1、UC4)的第二开关装 置(T2、T3)串联连接在二极管(DC2、DC3)和所述调制信号输出端(SM)之间。
5.根据权利要求3或4中的任何一个所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、 UC4)由脉宽调制控制信号(F1、F2)控制，该脉宽调制控制信号的幅度在AC电压(VS)的符 号与所述控制单元连接到的输入端(P、N)上的电压的符号相反时维持在基本上等于零的 值，以及其特征在于，作用于与该开关单元(UC1、UC4)中的一个有关的第二开关装置(T2、T3) 的第一控制装置包括连接在所述第二开关装置(Τ2、Τ3)的控制输入端和另一个开关单元 的控制信号(F2、F1)的输入点之间的反相器(51,52) 0
6.根据权利要求5所述的设备，其特征在于，作用于与开关单元(UC1、UC4)有关的第 二开关装置(Τ2、Τ;3)的第二控制装置在所述第二开关装置(Τ2、Τ;3)的控制输入端和另一个 开关单元(UC4、UC1)的控制信号(F2、F1)的输入点之间包括-用于测试该AC电流(IS)的符号相对于所述第一开关单元连接到的输入端(P、N)上 的电压的符号的装置(61、62)，和-逻辑“AND”布尔运算器(65、66)，其具有连接到所述第二开关装置的第一控制装置的反相器(51、52)的输出端和所述用于测试的装置(61、62)的输出端的两个输入端和输出 端，以在所述AC电流具有与所述第一开关单元连接到的输入端(P、N)上的电压的符号相反 的符号时建立所述第二开关装置的截止。
7.根据权利要求2到6中的任何一个所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、 UC4)的开关辅助电路(A1、A4)包括电感装置；分路装置，用于将来自于该开关输出端 (Si、S4)的电流(IRP、IRN)分路以在主导通之前将所述电流转移到所述电感装置；和能量 存储装置(CR2、CR3)，并联连接在所述开关单元的二极管(DC2、DC;3)上，以在主导通之前在 所述电感装置中建立所述电流(IRP)的谐振。
8.根据权利要求7所述的设备，其特征在于，每个开关单元的开关辅助电路(A1、A4) 的电感装置实质上由连接到所述开关单元的开关输出端并包括逆向绕线的绕组的变压器 (TP、TN)形成，并且其特征在于，所述分路装置包括直接连接在所述电感装置和所述开关单 元连接到的电压输入端(P、N)之间的辅助开关装置(TX1、TX4)。
9.根据权利要求8所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)的开关辅助电 路(A1、A4)的变压器(TP、TN)包括-第一绕组(71、72)，连接在所述开关单元的开关输出端(S1、S4)和所述开关辅助电路 的分路装置(TX1、TX4)之间，和-第二绕组(73、74)，磁耦合到所述第一绕组并且连接在所述开关输出端和该参考电 压线(REF)之间。
10.根据权利要求8或9中的一个所述的设备，其特征在于，该变压器(ΤΡ、ΤΝ)呈现小于一的变压比。
11.根据权利要求9或10中的任何一个所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、 UC4)的开关辅助电路(Α1、Α4)至少包括连接在第一绕组(71、72)和参考电压线(REF)之 间的第一阻塞二极管(DX2、DX3)。
12.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)的开关辅助 电路(A1、A4)包括连接在第二绕组(73、74)和参考电压线(REF)之间的第二阻塞二极管 (DA2、DA3)。
13.根据权利要求8到12中的任何一个所述的设备，其特征在于，所述设备包括作用于 每个开关单元(UC1、UC4)的第一开关装置(T1、T4)的第三控制装置，所述第三控制装置连 接在所述开关单元的脉宽调制控制信号(F1、F2)的输入点和所述第一开关装置(T1、T4)的 控制输入端之间，所述第三控制装置使得从所述控制信号(F1、M)命令所述第一开关装置 的一连串的主导通和截止，所述第三控制装置包括被设计为在大于预设时间段(TMAX)的 时间段之后建立延迟的主导通的延迟模块(91、92)。
14.根据权利要求8到13中的任何一个所述的设备，其特征在于，所述设备包括作用 于每个开关单元(UC1、UC4)的开关辅助电路的辅助开关装置(TX1、TX4)的第四控制装置， 所述第四控制装置连接在所述开关单元的脉宽调制控制信号(F1、M)的输入点和所述辅 助开关装置(TX1、TX4)的控制输入端之间，所述第四控制装置包括被设计为在预设时间段 (TMAX')期间建立所述辅助开关装置的导通的模块(95、96)。
15.一种不间断电源(301)，包括施加AC输入电压的电源输入端(302)、连接到所 述输入端的整流器(303)、连接在所述整流器的输出端上的符号相反的两个基本DC电压线、连接到所述基本DC电压线并且包括被设计为提供后备电压的输出端(307)的逆变器 (306)，其特征在于，所述逆变器是根据前述权利要求中的一个所述的转换器设备并且从基 本DC电压提供后备AC电压。
全文摘要
用于从三个DC电压(-U/2、UREF、U/2)提供AC电压和电流(VS、IS)的转换器包括两个开关单元(UC1、UC4)，所述开关单元具有连接在输入端和开关输出端(S1、S4)之间的第一开关装置(T1、T4)，所述对于每个开关单元转换器包括连接在所述开关单元和调制信号输出端(SM)之间的第二开关装置(T2、T3)和开关辅助电路(A1，A4)，所述转换器包括控制装置，作用于与连接到与所述AC电压的符号相反的符号的电压输入端的开关单元有关的第二开关装置，以在所述AC电压和所述AC电流具有相反的符号时建立所述第二开关装置的截止。包括如上所述的转换器的不间断电源。
文档编号H02M7/537GK102055365SQ20101053962
公开日2011年5月11日 申请日期2010年11月5日 优先权日2009年11月6日
发明者科伦丁·里泽特, 阿兰·拉卡诺伊 申请人:Mge Ups系统公司