专利名称：无高频变换通用变频器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种通用变频器。
背景技术：
传统通用变频器的核心技术之一，是PWM控制技术。最初采用模拟电路，把三角调制波和参考正弦波进行比较，产生正弦脉宽调制SPWM信号，控制功率器件的开关；时至今日，采用的是全数字化方案，产生优化的实时在线SPWM控制信号，使得工作方式更灵活，频率范围更宽。PWM控制技术在通用变频器中仍占主导地位，并一直是人们研究的热点。采用PWM控制技术，必定采用高频变换。由于广泛采用MOSFET、IGBT等功率器件和软开关技术，功率变换的工作频繁越来越高，结构更加紧凑，但同时元器件产生的寄生振荡和电磁干扰(EMI)加剧，一种明显不传送信息的寄生电磁波和有用信号叠加或组合，形成电磁噪声，这种电磁干扰不但引起设备、传输通道或系统本身的性能下降，而且影响其他设备、传输通道或系统的正常工作，严重恶化的电磁环境对人类生活日益依赖的电子与电气系统造成了灾难性的危害。高频变换中的功率器件产生的另一个问题是能源的浪费。功率变换器中功率器件的工作时间由三部份组成，导通时间、截止时间和开关时间，导通时工作电压极低，截止时工作电流极小，两者的功率损耗都比较小。低频变换中的功率器件，由于工作频率低，开关损耗可以忽略；高频变换中功率器件的开关频率增加了几千倍，其开关损耗也就增加了几千倍，由于功率器件工作时的开关速度极高，开关次数或开关时间的增加，相对导通和截止时间来讲并不明显，因此并不能明显减少导通和截止的时间，也就是说，开关损耗的增加， 并不能明显减少导通和截止损耗。总之，高频变换中，开关损耗增加了，而导通和截止损耗并没有减少。高频变换还会产生安全方面的问题。传统通用变频器中的直-交电路，一个三相星形连接串联式5电平逆变器，包括了 15个独立的桥式电路，每个桥式电路的控制信号都是相互独立的，控制的复杂程度可想而知。电路的复杂性，毫无例外地会产生安全和可靠性方面的问题，原因是器件和电路的故障率增加。
发明内容传统通用变频器由交-直、直-交两部份组成，交-直部份是整流滤波电路，直-交部份是逆变电路，即SPWM控制技术。无高频变换通用变频器也由交-直、直-交两部份组成，交-直部份只整流，不滤波，输出馒头波，直-交部份以电压切割和电压补偿取代SPWM 控制技术，实现电压和频率的变换。无高频变换通用频器采用电压切割和电压补偿的方法，实现电压和频率变换，取代传统通用变频器中的SPWM控制技术。该方法只对电压波形本身进行操作，除辅助电源外，不包括任何高频功率变换。电压切割是保留输出电压和输入电压的共同部份，切去输入电压波形中的多余部份，电压补偿是补足输出电压波形中缺少的部份，使得输出电压是完整的正弦波。该变频器电路简单，主功率器件工作在工频范围，整机开关损耗和射频干扰都降至极低，平均无故障时间大大提高，既节能环保，又安全可靠。无高频变换通用变频器除辅助电源外，其功率器件都工作在工频范围。输出电压和输入电压的频率一般是不相同的，其电压幅度也不相同。第一步是用输出电压(与输出电压同频同相的本机振荡信号，下同)的包络去切割输入电压的波形，切去输入电压波形中的多余部份，剩下来的是输入电压和输出电压波形的共同部份，这时候获得的只是输出电压的部份波形，并不是完整的正弦波；第二步是以辅助电源去补齐输出电压波形中的缺失或不足的部份，使得输出电压成为与输入电压的幅度和频率都不相同的、用户所要求的、 完整的正弦波。这时候的输出电压是馒头波，再通过换向电路，把馒头波还原成正弦波。一种通用变频器，由电压切割级、电压补偿级和换向级依次串联而成。电压切割级由MOS管Ql等组成，二极管D1、D2的阴极、电阻Rl的一端、MOS管Ql 的漏极都接在一起，组成端点Va，二极管D3、D4的阳极、电阻Rl的另一端、电阻R2的一端都接地，MOS管Ql的源极和电阻R2的另一端接在一起，组成端点Ne’电压源V2的正极接MOS 管Ql的栅极，形成端点Vb，其负极接地，二极管Dl的阳极和二极管D3的阴极接在一起，同时接市电Vl的火线，二极管Dl的阳极和二极管D4的阴极接在一起，同时接市电Vl的零线。电压补偿级由补偿电压V3等组成，补偿电压V3的正极通过电阻R3接地，其负极通过电阻R2接地，其正极是端点Vd，其负极是端点Vc。换向级由MOS管Q2-Q5等组成，MOS管Q2、Q3的漏极接端点Vd,它们的源极分别接 MOS管Q5、Q4的漏极，MOS管Q5、Q4的源极接地，MOS管Q2、Q3、Q4、Q5的栅、源极分别接第信号源V5、V4、V6、V7的正、负极，电容Cl和电阻R4跨接在MOS管Q2、Q3的源极之间
图1，主电路框图；图2，图2A是电压切割级原理电路，图2B是各点电压仿真波形；图3，图3A是电压补偿级原理电路，图:3B是各点电压仿真波形；图4，整机原理电路图；图5，图5A到图5F是2倍频各级各点电压仿真波形；图6，图6A到图6F是4倍频各级各点电压仿真波形；图7，图7A到图7F是11倍频各级各点电压仿真波形；图8，图8A到图8F是50倍频各级各点电压仿真波形；图9，实际电路；图10，2倍频或分频电压切割示意图；图11，4倍频或分频电压切割示意图；图12，11倍频或分频电压切割示意图；图13，50倍频或分频电压切割示意图；图1的主电路图中，整机由电压切割级、电压补偿级和换向级依次串联而成。图2A的电压切割级由MOS管Ql等组成，二极管Dl、D2的阴极、电阻Rl的一端、 MOS管Ql的漏极都接在一起，组成端点Va，二极管D3、D4的阳极、电阻Rl的另一端、电阻R2
4的一端都接地，MOS管Ql的源极和电阻R2的另一端接在一起，组成端点Vc，电压源V2的正极接MOS管Ql的栅极，形成端点Vb，其负极接地，二极管Dl的阳极和二极管D3的阴极接在一起，同时接市电Vl的火线，二极管Dl的阳极和二极管D4的阴极接在一起，同时接市电 Vl的零线。市电Vl = sinx经D1-D4组成的桥式整流电路后，在电阻Rl上得到正弦馒头波 Va，此电压加在MOS管Ql的漏极，在Ql的栅极加馒头波电压V2 = sin2x(V2是机内产生的与输出电压同频同相的信号电压)，V2的幅值比Vl的幅值高一个Vgs。由于Ql接成跟随器的电路，当栅极电压Vb小于漏极电压Va时，跟随器输出电压Vc的波形是栅极电压的波形sin2X，当栅极电压Vb大于漏极电压Va时，跟随器输出电压Vc的波形是漏极电压的波形 sinxjP sinx和sinh的共同部份，相当于用栅极电压sinh去切割漏极电压sinx。电压切割级各点电压请参考图2B的仿真波形，从上到下分别是输入市电Vl = siruusinx馒头波电压Va、sinh的馒头波电压Vb、sinx和siMx电压的共同部份Vc。图3A的电压补偿级由补偿电压V3等组成，补偿电压V3的正极通过电阻R3接地， 其负极通过电阻R2接地，正极是端点Vd,负极是端点Vc。补偿电压V3的负极接Ql的源极，其正极接Vd，在电阻R3上得到的电压Vd是V3 和Vc之和，相当于补偿电压V3与Vc串联。当补偿电压V3等于Vb-Vc时，则电压Vd就是 sin2x馒头波电压Vd = V3+Vc = (Vb-Vc)+Vc = Vb。电压补偿级各点电压请参考图的仿真波形，最下面的电压d是sin2X的馒头波电压。图4的换向级由MOS管Q2-Q5等组成，MOS管Q2、Q3的漏极接端点Vd，它们的源极分别接MOS管Q5、Q4的漏极，MOS管Q5、Q4的源极接地，MOS管Q2、Q3、Q4、Q5的栅、源极分别接信号源V5、V4、V6、V7的正、负极，电容Cl和电阻R4跨接在MOS管Q2、Q3的源极之间。馒头波电压Vd接入逆变桥后，在电阻R4上得到Sir^x输出电压。组成桥臂的MOS 管的驱动电压V4-V7都是周期为IOms的方波电压，其中V5、V6延时5ms，当第一个馒头波到来的时候，Q3、Q5导通，Vd通过Q3、R4、Q5，在R4上形成正半周电压，当第二个馒头波到来的时候，Q5、Q4导通，Vd通过Q2、R4、Q4，在R4上形成负半周电压。图5A到图5F、图6A 到图6F、图7A到图7F、图8A到图8F是2倍频、4倍频、11倍频、50倍频各点工作电压的仿真波形从上到下分别是输入电压Vl = sinx、市电sinx馒头波电压Va、机内产生的信号 sin2x的馒头波电压Vb、sinx、sin2x共同部份电压Vc、经过电压补偿后的siMx馒头波电压VcU输出变频电压Vo = sinh。图9是本实用新型的实际电路，与图4不同的地方是，在Ql的漏极接有变压器 TXi，输入电压Va由栅极电压Vb切割下来的电压经过TXl进行传统功率变换，TXl的付边产生补偿电压Vb-Vc，相当于图4中的补偿电压V3。补偿电压产生的方法如下V2是包络为SiMx的方波信号电压，其幅值比Vc大一个Vgs，经过D3、D4、D7、D8组成的桥后，成为包络为馒头波的方波电压，此电压加在Ql的栅极，切割漏极电压Va，在源极电阻R4上得到包络为Vc的方波电压，切割后的剩余部份，在TXl的付边产生双边带方波电压，此电压与电阻 R4上的电压Vc迭加。Ql的漏极电路是一个典型的开关电源电路，其参考电压是标准sin2X 波形，检测电压是Vd，PWM调制的结果，输出电压Vd就是Sir^x馒头波。图10是电压切割的原理示意图，设输入电压是sinx，输出电压是Sin2x，即输出电压的频率高于输入电压的频率(倍频)，用Isin 2x|波形的包络，去切割Isin χ的电压波形，得到A、B、C三部份，其中C是输入电压的波形被切割下来的多余部份，B是输入、输出电压的共同部份，A是将要用辅助电源进行补偿的部份。设A、B、C三部份面积分别为Sa、Sb、Sc, | sin χ |和| sin 2x |交点的横坐标分别为xl、x2，则有sin 2x|-sin χ = 0xl = Ji /3{χ :0, π }(1)x2 = 2 π /3
π/3π5α= J (sin2x-sinx)i&+ J (|sin 2x\ - sin x)dx = 0.5
O2 r/3
π/32πΠπ56= J (sinx)dx + J |sin2x\k + J (sinx)dx = \.5 {x 0，π)(2)
0π/32π/3
2π/3-Sc= J (sinx-|sin2x|)fi6c = 0.5
π/3上式说明，切割面积&等于补偿面积Μ。幅度相等、频率不同的正弦函数的绝对值，在相同时间的整周期内的定积分，即在 X轴上方的总面积(Sz)是相等的，即有
πππππ^z = J |sin x\dx = j\sin 2x\dx = ^ |sin Ilx丨由=J |sin 50x| dx = J|sin nx\ dx =2(3)
00O00对比(2)、(3)两式可知，在2倍频的情况下，切割部份&、补偿部份M的面积都占总面积的25%，而共同部份的面积Sb占总面积的75%，这里75%的电能不必经过功率变换，直接进入输出级。
π定积分_ = J]|sin(mO|-|sinx||办，当n大于2时，其值并不等于！，当n = 3时
ο
πSyl = J(|sin2x\-sinx)dx = Sa-Sc = O{χ O, π](4)
ο
π办 2 = J ||sin 2x\ - [sin x\\dx = Sa-\-Sc = l(5)
ο解(4)、(5)联立方程，可得Sa= Sc = 0. 5(6)即2倍频或2分频的情况下，切割面积M和补偿面积&相等。
η定积分办《 = ]"||—(狀)|-|3丨1^||办，当11大于2时，其值并不等于1，当11 = 3时
OSy3 = J ||sin(3x)|-|sin= -(^2-1) = 1.10457
ο3η为偶数，定积分Syn随η递增，η为奇数，定积分Syn随η递减，例如当η等于4 和5时
权利要求1.一种通用变频器，其特征是整机由电压切割级(1)、电压补偿级( 和换向级(3) 依次串联而成。
2.根据权利要求1所述的通用变频器，其特征是电压切割级⑴包括第一MOS管 (Q1)，第一、第二二极管(D1、D2)的阴极、第一电阻(Rl)的一端、第一 MOS管Oil)的漏极都接在一起，组成端点Va，第三、第四二极管(D3、D4)的阳极、第一电阻(Rl)的另一端、第二电阻(R2)的一端都接地，第一 MOS管Oil)的源极和第二电阻(R2)的另一端接在一起，组成端点Vc，第二电压源(V2)的正极接第一 MOS管Oil)的栅极，形成端点Vb，其负极接地， 第一二极管(Dl)的阳极和第三二极管(D!3)的阴极接在一起，同时接市电(Vl)的火线，第二二极管(Dl)的阳极和第四二极管(D4)的阴极接在一起，同时接市电(Vl)的零线。
3.根据权利要求2所述的通用变频器，其特征是电压补偿级( 包括补偿电压(V3)， 补偿电压(V3)的正极通过第三电阻(R3)接地，其负极通过第二电阻(R2)接地，其正极是端点Vd，其负极是端点Vc。
4.根据权利要求3所述的通用变频器，其特征是换向级(3)包括第二到第五MOS管 0i2-Q5)，第二、第三MOS管0i2、Q3)的漏极接端点Vd，它们的源极分别接第五、第四MOS管 (Q5、Q4)的漏极，第五、第四MOS管(Q5、Q4)的源极接地，第二、第三、第四、第五MOS管0)2、 Q3、Q4、Q5)的栅、源极分别接第五、第四、第六、第七信号源(V5、V4、V6、V7)的正、负极，电容(Cl)和第四电阻(R4)跨接在第二、第三MOS管0i2、Q3)的源极之间。
专利摘要一种通用变频器，整机由电压切割级(1)、电压补偿级(2)和换向级(3)依次串联而成。无高频变换通用频器采用电压切割和电压补偿的方法，实现电压和频率变换，取代传统通用变频器中的SPWM控制技术。该方法只对电压波形本身进行操作，除辅助电源外，不包括任何高频功率变换。电压切割是保留输出电压和输入电压的共同部份，切去输入电压波形中的多余部份，电压补偿是补足输出电压波形中缺少的部份，使得输出电压是完整的正弦波。该变频器电路简单，主功率器件工作在工频范围，整机开关损耗和射频干扰都降至极低，平均无故障时间大大增加，既节能环保，又安全可靠。
文档编号H02M3/156GK201947174SQ20102014504
公开日2011年8月24日 申请日期2010年3月29日 优先权日2010年3月29日
发明者郁百超 申请人:郁百超