专利名称：用于再生制动的直流母线升压系统的制作方法
技术领域：
本实用新型总的来说涉及电动机驱动装置(如用于控制电动机和类似负载的装置)领域。更具体而言，本实用新型涉及用于使用开关转换器将交流(Ac)整流为直流(DC)、 提升DC母线的整体电压以及提供再生制动能力同时减少系统中的组件数量的系统和方法。
背景技术：
电力整流器被广泛用于各种应用中。例如，进行整流的电力转换器被用于离心机、 磁离合器、泵，并且更常常用于电动机驱动装置控制器中，用于调整和调节所输入的AC电压并将DC电压提供给电动机。很多电动机控制器还包括某些类型的电动机制动能力，其中，来自电动机的能量被重新转换，同时使得所驱动的负载变慢。由于制动操作而导致的能量可以被馈给到电阻器(其将能量转换为热)或者反馈给供给网络。具有再生制动能力的电动机控制器可以将能量反馈给供给网络。该再生制动能力在减少能量使用和降低操作成本方面非常有用。电动机驱动装置还可以提供在特定低压条件(诸如降低线路电压、电动机启动以及电动机负载重等)期间提升DC电压的能力。在这些时期内对DC电压的增加提升使得能够保持正常工作条件，并且还增加了电动机的寿命。然而，提供电动机驱动、再生制动以及DC电压提升的电动机驱动装置的一个缺点在于，它们要求很多额外的组件，且由于频繁的开关活动而导致能量损失，因此其成本很高。
实用新型内容本实用新型的实施例提供用于使用基本前端(Fundamental Front End，Fra)整流器来提供AC整流、再生制动以及DC电压提升的新技术。FFE整流器操作简单，使用不太昂贵的组件，并且与其他类型的开关转换器相比在进行开关活动时具有更高的能量效率。特别地，FFE整流器可以合并低阻抗电抗器(通常为3 %的阻抗)，并且与诸如有源前端(Active Front End,AFE)整流器等可比较的整流器相比，其由于切换而导致的能量损失较少。通过减少系统组件的数量并且通过尽可能地降低操作费用而使成本最小化。在一个实施例中，提供了一种通过控制器和整流器来控制电动机的方法。所述整流器包括用于电压的三相中的每相的正固态开关和负固态开关。所述整流器可以将交流电压的三个输入相转换为可以随后施加至直流母线的直流电压。所述方法包括检测所述直流母线的电压和输入电压的每相的电压；识别输入电压的具有最高绝对值电压的相，并且使所识别的相的正固态开关和负固态开关循环工作；以及基于另外两相中的哪一相呈现出的与所识别的相的电压差较大，而将用于该相的一个固态开关设置为导通状态。在第二实施例中，提供了一种包括整流器和用于控制电动机的控制器的、用于再生制动的直流母线升压系统。所述整流器包括用于交流电力的三个输入相中的每相的正固态开关和负固态开关。所述整流器能够将交流电力的三个输入相转换成施加至直流母线的直流电力。还包括检测器，该检测器能够检测所述直流母线的电压以及每个输入相的电压。所述控制器能够利用所述检测器来检测所述直流母线的电压以及输入电力的每相的电压。 所述控制器能够识别具有最高电压的输入相，并且使所述整流器的在所识别的相处的正固态开关和负固态开关循环工作。然后，所述控制器能够基于另外两相中的哪一相呈现出与所识别的相的电压差较大，而将所述整流器的用于该相的一个固态开关设置为导通状态。在一个示例中，所述用于再生制动的直流母线升压系统还包括第一线路电抗器、 第二线路电抗器和第三线路电抗器，每个线路电抗器均包括3 %或更小的阻抗，其中，输入电力的每相均被引导通过相应的线路电抗器，并且其中，将所述一个固态开关设置为导通状态使得用于相应的另一相的电抗器串联于输入电力的相应相和所识别的相的固态开关之间。在另一示例中，所述控制器还被配置成确定用于使所识别的相的正固态开关和负固态开关循环工作的占空比，并且其中，使所识别的相的正固态开关和负固态开关以所确定的占空比来循环工作。在第三实施例中，提供了一种通过控制器和整流器来控制电动机的方法。所述整流器包括用于电力的三相中的每相的正固态开关和负固态开关。所述整流器将交流电力的三个输入相转换为施加至直流母线的直流电力。所述方法检测所述直流母线的电压以及输入电力的每个输入相的电压。所述方法识别输入电力的具有最高电压的相，并且使所识别的相的正固态开关和负固态开关循环工作。所述方法基于另外两相中的哪一相呈现出的与所识别的相的电压差较大，而将用于该相的一个固态开关设置为导通状态。所述方法还基于电力需求来确定用于使所识别的相的正固态开关和负固态开关循环工作的占空比，并且其中，使所识别的相的正固态开关和负固态开关以所确定的占空比来循环工作。
当参考附图阅读以下详细描述时，将更好地理解本实用新型的这些和其他特征、 方面和优点，在附图中，相似的符号表示相似的部件。在附图中图1是被示为较大电路中的用于驱动三相电动机的组件的整流器的示例性实施例的示意图。图2是三相电压图连同一组整流器开关的切换图。图3是用于选择施加控制信号的一组整流器开关的方法的示例性流程图。图4A示出根据本实用新型的一个实施例的可用于整流器开关的脉冲宽度调制 (PWM)的一组占空比的时序图。图4B示出用于驱动整流器开关之一的PWM控制信号。图4C示出用于驱动另一整流器开关的PWM控制信号。图5是可以用于计算整流器的开关的脉冲宽度调制的占空比d的示例性流程图。
具体实施方式
图1示出三相电动机控制器10的一个实施例。三相电动机控制器10可以包括连接至逆变器电路14的绝缘栅双极晶体管(IGBT)整流器电路12，逆变器电路14可以用于驱动三相电动机16。在所示实施例中，整流器电路和逆变器电路由控制器18控制。来自电源 20的AC电压的三相通过整流器12被转换为DC电压。然后，DC电压通过逆变器电路14而被转换为可控频率的AC电压，以驱动电动机16。在本实用新型的一个实施例中，整流器12 可以提供AC整流、制动再生以及DC电压提升。整流器电路12包括一组固态开关Sap 22、 San 24、Sbp 26、Sbn28、Sep 30以及kn 32，每个固态开关均具有回扫二极管(fly-back diode)。在本描述中，下标“a”、“b”和“C”用于表示电压的三相中的每个相，同时下标“ρ” 和“η”用于表示转换器电路12的DC母线输出的“正”和“负”侧(当然，这种表示方式是惯用的)。在整流期间，电路的开关不需要被控制(即，被切换)。这允许IGBT开关Sap 22、 San 24、Sbp 26、Sbn 28、Scp 30和kn 32的二极管组件起到将输入的AC电压20转换为 DC电压的全波整流器的作用。所得到的DC电压被传递至公共DC母线，并且然后可以通过逆变器14而被转换为AC电压。DC母线电容器Cdc 34连接于两条DC母线线路之间，并且被用于创建也有助于滤除DC波纹的低阻抗源。由电感器La 36、Lb 38和Lc 40构成的线路电抗器组件被用作过滤器，以平滑所转换的电力信号并且改善电路的谐波。在操作的另一阶段，整流器12允许将由于三相电动机16的制动而产生的能量重新导回电源20。如本领域技术人员会理解的，在再生制动期间，电动机16起到三相发生器的作用。结果，由控制器18以如下的方式来切换整流器12的开关使得流过主母线的交流电流反回供给网络。当其相应的相电压为三相中的最正(most positive)的一个(相应波的上半部分)时，正开关Sap 22、Sbp沈和^^ 30中的每一个被接通。类似地，当其相电压为三相中的最负(most negative)的一个(相应波的下半部分)时，负开关San 24,Sbn 观、和kn 32中的每个被接通。这样，该切换活动能够重新捕获由于制动活动而产生的能量。在操作的另一阶段，整流器提升施加至DC母线的DC电压。图2有助于详细描述整流器如何能够提供DC电压的提升。图2是三个输入线路相Va 42,Vb 44、和Vc 46的相图，示出经过完整的相循环(即，0° -360° )的输入相。相对于在纵坐标62上绘出的过去的时间(msec，毫秒)，在横坐标60上绘出了输入线电压。在本实用新型的示例性实施例中，由图64、66和68表示的切换方案可以用于提升由整流器12生成的可用DC母线电压。 特别地，切换图64为示出应该用以占空率d来设置的PWM切换模式来控制开关Sbn 28,Sap 22,Scn 32,Sbp 26,San M和kp 30的情况的时序图。切换图66为示出当应该用以占空率Ι-d来设置的PWM切换模式来控制开关Sbp 26、San 24, Scp 30、Sbn28、Sap 22和kn 32的情况的时序图。不用PWM切换来控制在切换图68中示出的开关，而是如图2所示的那样来控制切换图68中示出的开关(S卩，通过施加或去除来自控制器的适当的选通驱动信号，而将这些开关设置为导通或不导通状态)。会产生切换图64、66和68中所示的开关时序的方法将导致完整相循环的所有区域1-6(70-80)中的AC电压的整流以及来自两个AC 线电源的电压的相加，该相加又会提升整流器12的DC电压输出。实现这种开关时序的FFE 整流器仅要求三个AC腿中的一个腿(即，两个开关)由PWM切换来控制。与要求所有三个腿(即，六个开关)的持续切换的有源前端电路相比，这节省了切换能量。需要注意的是， 图中所示的线电压的值(沿着横坐标60)和时间(沿着纵坐标6 仅是本实用新型的一个可能实施例。还可以使用其他替换的电压值和时间轴时间测量值。图3是用于可由控制器18使用以实现图2的切换图64、66和68中所示的开关时序的处理的示例性流程图的流程图。图3中所示的实施例可以允许控制器18在图2的完整相循环的每个区域1-6中的最高线-线电压Vab 82,Vbc 84或Vca 86发生期间将来自AC线电源Va、Vb和Vc的电压组合在一起。然后，所得到的电压组合被用于提升DC电压。控制器18首先找到由框88、90和92表示的三个线-线电压Vab 82、Vbc 84和Vca 86的绝对值。然后，在框94比较三个线-线电压的绝对值，并且选择三个值中的最大值。如第一实例那样，如果Vab 82为最大值，则如在框96中表示的那样，控制器18确定Vab 82是否大于零。如果Vab 82为正值，则在框102中比较线-线电压Vbc 84和Vca 86的绝对值。如果发现IVbcI大于IVcaI，则如框114所表示的，选择开关^n观用PWM占空率d来控制。 另外，选择相对腿的开关Sbp沈用PWM占空率Ι-d来控制，以保持全波DC整流。在同一框 114中，还接通开关Sap 22。在该操作的时段期间，不对整流器12的所有其他开关San 24、 Scp 30和&11 32进行切换。该切换配置允许在图2的区域1的后半部分期间组合Va 42 和Vb 44的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。返回框102，如果没有发现IVbcI大于I Vcal，则在框116中选择开关Sap 22用PWM 占空率d来控制。另外，选择相对腿的开关San M用PWM占空率Ι-d来控制，以保持全波 DC整流。在同一框116，还接通开关Sbn 28。将不对所有其他整流器开关Sbp 26, Scp 30 和&11 32进行切换。这种切换配置允许在图2的区域2的前半部分期间组合Va 42和Vb 44的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。继续描述该示例，如果在框96中控制器18确定线-线电压Vab 82不大于零，则在框104比较线-线电压Vbc 84和Vca 86的绝对值。如果发现|Vbc|大于| Vca |，则在框 118中选择开关Sbp沈用PWM占空率d来控制。另外，选择相对腿的开关Sbn观用PWM占空率Ι-d来控制，以保持全波DC整流。在同一框118，还接通开关San 24。将不对所有其他整流器开关^P 26、Scp 30和kn 32继续切换。这种切换配置允许在图2的区域4的后半部分期间组合Va 42和Vb 44的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。继续描述框104，如果没有发现I Vbc I大于I Vca |，则在框120中选择开关San 24 用PWM占空率d来控制。另外，选择相对腿的开关Sap 22用PWM占空率l_d来控制，以保持全波DC整流。在同一框120，还接通开关釙ρ 26。将不对所有其他整流器开关^n 28、 Scp 30和&11 32进行切换。这种切换配置允许在图2的区域5的前半部分期间组合Va 42 和Vb 44的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。如第二示例那样，如果在框94中确定线-线电压Vab 82,Vbc 84和Vca 86的最大绝对值为Vbc 84，则在框98中，控制器18确定Vbc 84是否大于零。如果Vab 84为正值， 则在框106中比较线-线电压Vca 86和Vab 82的绝对值。如果发现| Vca |大于| Vab |，则在框122中，选择开关kn 32用PWM占空率d来控制。另外，选择相对腿的开关kp 30用 PWM占空率Ι-d来控制，以保持全波DC整流。在同一框122，还接通开关Sbp 26。将不对所有其他整流器开关Sbn 28、Sap 22和San 24切换。该切换配置允许在图2的区域3的后半部分期间组合Vb 44和Vc 46的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。继续描述框106，如果没有发现IVcaI大于| Vab |，则在框124中选择开关釙ρ 26 用PWM占空率d来控制。另外选择相对腿的开关Sbn 28用PWM占空率l_d来控制，以保持全波DC整流。在同一框124，还接通开关kn 32。将不对所有其他整流器开关kp 30,Sap 22和San M进行切换。这种切换配置允许在图2的区域4的前半部分期间组合Vb 44和Vc 46的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。如果在框98中控制器18确定线-线电压Vbc 84不大于零，则在框108中比较线-线电压Vca 86和Vab 82的绝对值。如果发现| Vca|大于| Vab |，则在框126中选择开关kp 30用PWM占空率d来控制。另外选择相对腿的开关&11 32用PWM占空率Ι-d来控制，以保持全波DC整流。在同一框126，还接通开关Sbn 28。将不对所有其他整流器开关Sbp 26、Sap 22和San 24进行切换。这种切换配置允许在图2的区域6的后半部分期间组合Vb44和Vc 46的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。继续描述框108，如果没有发现IVcaI大于| Vab |，则在框128中选择开关釙η 28 用PWM占空率d来控制。另外，选择相对腿的开关Sbp 26用PWM占空率l_d来控制，以保持全波DC整流。在同一框128，还接通开关kp 30。将不对所有其他整流器开关kn 32、 Sap 22和San M进行切换。这种切换配置允许在图2的区域1的前半部分期间组合Vb 44 和Vc 46的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。如果在框94中线-线电压Vab 82,Vbc 84和Vca 86的最大绝对值被确定为Vca 86，则在框100中控制器18确定Vca 86是否大于零。如果Vca 86为正值，则在框110中比较线-线电压Vab 82和Vbc 84的绝对值。如果发现| Vab |大于| Vbc |，则在框130中选择开关San M用PWM占空率d来控制。另外，选择相对腿的开关Sap 22用PWM占空率 Ι-d来控制，以保持全波DC整流。在同一框130中，还接通开关^^ 30。所有其他整流器开关kn 32、Sbp 26和Sbn 28将不被切换。该切换配置允许在图2的区域5的后半部分期间组合Va 42和Vc 46的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。继续描述框110，如果没有发现IVabI大于|Vbc|，则在框132中选择开关kp 30 用PWM占空率d来控制。另外，选择相对腿的开关kn 32用PWM占空率Ι-d来控制，以保持全波DC整流。在同一框132，还接通开关San 24。将不对所有其他整流器开关Sap 22、 Sbp 观进行切换。这种切换配置允许在图2的区域6的前半部分期间组合Va 42 和Vc 46的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。如果在框100中控制器18确定线-线电压Vca 86不大于零，则在框112中比较线-线电压Vab 82和Vbc 84的绝对值。如果发现|Vab|大于| Vbc |，则在框1；34中选择开关Sap 22用PWM占空率d来控制。另外，选择相对腿的开关San对用？丽占空率1-(1来控制，以保持全波DC整流。在同一框134，还接通开关&1132。将不对所有其他整流器开关 Scp 30、Sbp 26和Sbn 28进行切换。这种切换配置允许在图2的区域2的后半部分期间组合Va 42和Vc 46的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。继续描述框112，如果没有发现IVabI大于|Vbc|，则在框136中选择开关kn 32 用PWM占空率d来控制。另外，选择相对腿的开关kp 30用PWM占空率Ι-d来控制，以保持全波DC整流。在同一框136，还接通开关Sap 22。将不切换所有其他整流器开关San 24、 Sbp 26和Sbn28。这种切换配置允许在图2的区域3的前半部分期间组合Va 42和Vc46 的电压，这使得DC电压与整流器12的标准操作DC电压输出相比有所提升。需要注意的是，图3中的方法仅是可以在本实用新型用以选择在完整相循环的所有区域中整流器腿的适当切换的一个可能实施例。一个替换的方法实施例可以使用图2中所示的相同的切换图64、66和68，但是基于线到中性点的电压Va 42,Vb 44和Vc 46的值来选择何时以PWM的方式控制开关以及何时接通或断开开关。方法的另一实施例可以基于与线-线电压Vab 82,Vbc 84和Vca 86结合或者与线到中性点的电压Va 42,Vb 44和Vc 46结合的一组软件定时标记来选择何时以PWM的方式控制开关以及何时接通或断开开关。 可以使用实现切换图64、66和68中所示的切换活动的任何切换方法。在图4A、图4B和图4C中更详细地解释本实用新型的先前实施例中所述的占空率 d和Ι-d。图4A示出随着时间改变的占空率的时间线。开关的占空率dl42被限定为脉冲持续时间除以脉冲周期。然后，脉冲持续时间与脉冲周期的比被表示为开关处于有效操作 (即，切换至导通状态)的时间的百分比。例如，在IOOms内接通IOms的开关应该具有占空率d = 0.10(% )。图4A示出从0至1.0(100% )的占空率。本实用新型的一个实施例计算在先前部分中描述的将被用于以PMW的方式来控制整流器12的六个腿之一的开关的占空率d。用占空率l-dl52来驱动在用占空比dl42驱动的开关的相反的腿上发现的开关。图4B示出用于开关144的示例性控制信号切换，该开关144由控制器18使用占空比d 142通过PWM来控制。开关144可以为在整流器12中所示的开关Sap 22、 San 24, Sbp 26, Sbn 28, Scp 30, Scn 32中的任一个。借助于公式“频率=1/周期”，可以将占空比d 142转换为特定调制频率的等效PWM控制信号。用于本实用新型的电动机控制的示例性频率范围在2kHz和4kHz之间。占空比dl42被转换为用于驱动开关144的 PWM控制信号148。图4C示出用于开关Sy 150的示例性控制信号切换，该开关Sy 150由控制器18使用占空率1-d 152通过PWM来控制。开关Sy 150的切换为图4B中所示的开关144的相反腿。例如，如果开关144对应于开关Sap 22，则开关Sy 150将对应于开关San 24，反之亦然。开关Sy 150可以为在整流器12中示出的开关Sap 22、San 24、Sbp 26、Sbn 28、 Scp30,Scn 32中的任一个，只要其与开关144相对即可。同样，通过公式“频率=1/周期”，可以将占空比dl42转换为特定调制频率的等效PWM控制信号。用于占空比dl42和占空比1-d 152的频率相同，并且通常在2kHz和4kHz之间。占空比l_d 152被转换为用于驱动开关Sy 150的PWM控制信号。在本实用新型的一个实施例中，图4B的PWM控制信号 148被用于控制图3中的具有占空比d的所有开关。然后，图4C的补充PWM控制信号巧4 被用于控制图3中的具有占空比Ι-d的所有开关。占空比dl42确定能够实现的DC电压提升的幅度。图5是本实用新型的一个示例性实施例，该实施例可以由控制器18使用，以计算可以用于创建PWM控制信号148的占空比dl42。在框158、160和162中，控制器18首先找到三个线-线电压Vab 82、Vbc 84和 Vca 86的绝对值。然后，在框164中，比较这三个线-线电压的绝对值，并且将三个值中的
最大值指定为变量Vin 166。在框168中解出用于d的公式
权利要求1.一种用于再生制动的直流母线升压系统，特征在于，该系统包括控制器，被配置成控制电动机；整流器，包括用于交流电力的三个输入相中的每相的正固态开关和负固态开关，所述整流器被配置成将交流电力的三个输入相转换成施加至直流母线的直流电力；以及检测器，被配置成检测所述直流母线的电压以及每个输入相的电压；其中，所述控制器被配置成连接到所述检测器，利用所述检测器来检测所述直流母线的电压以及输入电力的每相的电压，并根据所述检测器检测到的所述直流母线的电压以及输入电力的每相的电压来识别具有最高电压的输入相；所述控制器还被配置成连接到所述整流器，使所述整流器在所识别的具有最高电压的输入相处的正固态开关和负固态开关循环工作，并基于另外两相中的哪一相呈现出与所识别的具有最高电压的输入相的电压差较大，而将所述整流器的用于该相的一个固态开关设置为导通状态。
2.根据权利要求1所述的系统，特征在于，所述控制器还被配置成在所述检测器检测到直流母线电压低于一阈值时，反复识别具有最高电压的输入相并使所述整流器在所识别的具有最高电压的输入相处的正固态开关和负固态开关循环工作，并基于另外两相中的哪一相呈现出与所识别的具有最高电压的输入相的电压差较大，而将所述整流器的用于该相的一个固态开关设置为导通状态，直到所述直流母线电压上升到第二阈值以上。
3.根据权利要求1所述的系统，特征在于，所述控制器还被配置成在所述检测器检测到交流电压的三个输入相中的任一相低于一阈值时，反复识别具有最高电压的输入相并使所述整流器在所识别的具有最高电压的输入相处的正固态开关和负固态开关循环工作，并基于另外两相中的哪一相呈现出与所识别的具有最高电压的输入相的电压差较大，而将所述整流器的用于该相的一个固态开关设置为导通状态，直到交流电压的所有三个输入相均上升到第二阈值以上。
4.根据权利要求1所述的系统，特征在于，所述控制器还被配置成检测电动机制动活动并且切换所述整流器开关，使得来自所述电动机制动活动的电力被引导至交流电源。
5.根据权利要求1所述的系统，特征在于，该系统还包括第一线路电抗器、第二线路电抗器和第三线路电抗器，每个线路电抗器均包括3%或更小的阻抗，其中，输入电力的每相均被引导通过相应的线路电抗器，并且其中，将所述一个固态开关设置为导通状态使得用于相应的另一相的电抗器串联于输入电力的相应相和所识别的相的固态开关之间。
6.根据权利要求1所述的系统，特征在于，所述控制器还被配置成确定用于使所识别的相的正固态开关和负固态开关循环工作的占空比，并且其中，使所识别的相的正固态开关和负固态开关以所确定的占空比来循环工作。
专利摘要提供了用于再生制动的直流母线升压系统。本实用新型的实施例提供了用于使用开关转换器来提供三相交流(AC)整流、再生制动以及直流(DC)电压升压的新技术。具体地，开关转换器的三个腿之一用一组脉冲宽度调制(PWM)控制信号来控制，使得具有最高电压的输入AC相被整流，并且使得另外两个腿的开关中的一个被接通，以允许电压相加。该切换活动使得来自多个AC线电源的电压被组合在一起，从而实现整流器的DC电压的整体升压。然后，DC电压升压可以被施加至公共DC母线，以改善电压下降，帮助电动机启动并增加电动机的穿越能力(ride-through capability)。
文档编号H02P27/06GK202085130SQ201020601330
公开日2011年12月21日 申请日期2010年11月4日 优先权日2009年11月4日
发明者布赖恩·J·塞贝尔, 拉塞尔·克尔克曼, 理查德·A·卢卡萨维斯基, 韦立祥 申请人:洛克威尔自动控制技术股份有限公司