专利名称：稳压电源的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及电路技术领域，具体而言，涉及一种稳压电源。
背景技术：
基于迟滞模式的稳压电源的结构通常为稳压电源的最终输出端通过电阻分压后反馈至电源控制芯片的反馈控制端从而形成控制回环来稳定所需要的实际稳压输出的。其整个控制回环的结构如图1所示，主要采用了用于开关作用的晶体管Q1，用于输出PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)开关脉冲的电源芯片，用于后端输出的滤波稳压的电感Ll及电容C2，用于采样反馈的分压电阻R1、R2等。控制芯片为了保证不会使整个控制环路产生振荡而提供一个迟滞比较电压。图1中的迟滞电压相当于Vf与的最大差值。Vref为一恒定值，Vf会随输出电压的高低而变化，因此两者会有一差值。当此差值达到控制芯片的迟滞电压值时，控制芯片才有相应的动作来控制实际输出电压V-的大小， 因此也改变了 Vf的大小，从而保证了 Vf的值约等于的值，也同时保证了 V。ut为一设计的固定输出电压。发明人发现通常采用的通过电阻分压来得到采样反馈电压的控制方式所设计的迟滞模式的稳压电源，存在实际电压纹波会随着输出电压的增大而增大的问题，这大大限制了其在实际应用的范围。发明人分析认为，该问题的产生原因是基于迟滞模式的稳压电源芯片内存在一个迟滞比较器，若比较器迟滞电压为Vhyst、反馈电压为Vf = V&、稳压电源输出为V。ut，根据理论计算知Vot中的交流部分，即实际输出电压纹波VKimE会大于等于Vh^XV^/VM。
实用新型内容本实用新型旨在提供一种稳压电源，以解决现有技术的稳压电源的输出电压波纹会随着输出电压的增大而增大的问题。在本实用新型的实施例中，提供了一种稳压电源，包括开关部分、采样部分、反馈比较控制部分、PWM控制信号生成及放大部分、恒流源控制部分、输出滤波部分，采样部分用于承载输出滤波部分输出的一部分电流以得到反馈电压；恒流源控制部分用于控制流过采样部分的电流；反馈比较控制部分用于将反馈电压与基准电压进行比较，以产生小信号脉冲信号；PWM控制信号生成及放大部分，用于将小信号脉冲信号调制后进行放大，从而得到 PWM控制信号；开关部分用于在PWM控制信号的控制下将输入电压经过脉宽调制，以提供给输出滤波部分；输出滤波部分用于对脉宽调制电压滤波后输出。本实施例的稳压电源因为采用了恒流源控制部分控制流过采样部分的电流来得到采样电压的反馈控制方式，所以克服了现有技术的输出电压波纹会随着输出电压的增大而增大的问题，达到了减小输出电压波纹的效果。
此处所说明的附图用来提供对本实用新型的进一步理解，构成本申请的一部分， 本实用新型的示意性实施例及其说明用于解释本实用新型，并不构成对本实用新型的不当限定。在附图中图1示出了常规的稳压电源的电路图；图2示出了根据本实用新型一个实施例的稳压电源的示意图；图3示出了根据本实用新型一个优选实施例的稳压电源的电路图；图4示出了根据本实用新型另一个优选实施例的稳压电源的电路图。
具体实施方式
下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本实用新型。图2示出了根据本实用新型一个实施例的稳压电源的示意图，包括开关部分10、 采样部分20、反馈比较控制部分30、PWM控制信号生成及放大部分40、恒流源控制部分50、 输出滤波部分60，其中，采样部分20用于承载输出滤波部分60输出的一部分电流(该电流是控制信号，所以只需采样很小一部分电流，输出滤波部分输出的电流是恒电流)以得到反馈电压(该电压是动态电压)；恒流源控制部分20用于控制流过采样部分20的电流 (该电流是恒电流)；反馈比较控制部分30用于将反馈电压与基准电压进行比较，以产生小信号脉冲信号；PWM控制信号生成及放大部分40，用于将小信号脉冲信号调制后进行放大， 从而得到PWM控制信号；开关部分10用于在PWM控制信号的控制下将输入电压经过脉宽调制，以提供给输出滤波部分60 ；输出滤波部分60用于对脉宽调制电压滤波后输出。本实施例的稳压电源因为采用恒流源控制部分控制流过采样部分的电流来得到采样电压的反馈控制方式，所以克服了现有技术的输出电压波纹会随着输出电压的增大而增大的问题，达到了减小输出电压波纹的效果。图3示出了根据本实用新型一个优选实施例的稳压电源的电路图。优选地，如图3所示，开关部分为一个用作开关作用的晶体管Q1，例如采用 MOSFET (金属氧化物半导体场效应管)，其源极连接，其漏极连接，其栅极连接PWM控制信号生成及放大部分。Ql在一个优选实施例中选用型号为FDC5614P的M0SFET。优选地，如图3所示，输出滤波部分包括串联的电感器Ll和电容器C2，电感器Ll 的输入端连接开关部分Ql的输出端，电容器C2的输出端接地，电容器C2用于承载输出的电压V。ut。，该电路目的是把脉动的电压信号平滑成稳定的输出电平。优选地，如图3所示，采样部分包括串联的第一电阻Rl和第二电阻R2，第一电阻 Rl的输入端连接电感器Ll的输出端和电容器C2的输入端，第二电阻R2的输出端接地。 优选地，如图3所示，恒流源控制部分包括一个运算放大器Ul和一个三极管Q2，三极管Q2的发射极连接运算放大器Ul的反向输入端和第二电阻R2的输入端，三极管Q2的集电极连接第一电阻Rl的输出端，三极管Q2的基极连接运算放大器Ul的输出端，运算放大器Ul的正向输入端连接稳定电压Vc。这可以把从运算放大器的正向输入端的稳定电压转换为流过负载电阻的稳定电流，因此此电压也控制了流入三极管集电极端的稳定电流的大小。图3中为NPN型三极管。其中，恒流源控制部分控制流过采样电阻Rl的电流，在采样电阻Rl上得到一可控的恒定电压降，此压降加上控制芯片的反馈电压Vf (其值的大小应该等于控制芯片内部的参考电压VMf)即可得到实际的输出电压V。ut。优选地，如图3所示，稳压电源还包括一个二极管D1，其阳极接地，其阴极连接电感器Ll的输入端。优选地，如图2所示，稳压电源还包括输入滤波部分70，用于将输入电压源的电压滤波后得到输入电压，提供给开关部分10。优选地，如图3所示，输入滤波部分70为一个电容器Cl，其一端连接输入电压源 Vin和开关部分Q1，另一端接地。如图3所示，所述采样部分20、反馈比较控制部分30、PWM控制信号生成及放大部分40可以由一电源控制芯片外加外围电容电阻及采样电阻构成。实际经过滤波后的输出电压通过采样电阻Rl的恒定压降后反馈至电源控制芯片内的迟滞比较器的反向输入端 (迟滞比较器的正向输入端为一基准稳压源，通过此比较器比较后的结果来调制脉冲发生器生成的脉冲信号，并通过放大后即可得到用于控制开关部分的PWM控制信号(即图中的脉冲输出)。当实际输出电压过高时，采样反馈后电压高于迟滞比较器正向输入电压与迟滞电压的和时，电源控制芯片切断开关部分的输出；当实际电压过低时，采样反馈后电压低于迟滞比较器正向输入电压值时，电源控制芯片输出PWM控制信号，开关部分开始工作。 这样一负反馈闭环就可以自动稳定实际输出的电压。输入电容Cl为储能电容，为后端电路及输出提供电能。开关部分如Ql所示为一 MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)，作用为在栅极脉冲控制电压的作用下把储能电容中的电能送给后端滤波单元。Ql在本实施例中选用型号为FDC5614P的M0SFET，S极(源极)连接Cl的正向输出入端，D极(漏极)连接后端的输出滤波部分，其G极(栅极)由电源芯片控制。如图3中所示输出滤波部分由电感Li、输出电容C2构成。电感Ll串接开关管及输出电容C2正向端。如图2所示Dl为一续流二极管，在开关管关断时，电感中储存的电能可通过此二极管的续流继续向输出电容C2 中充电。Dl的阳极连接至地，阴极连接至Ll的输入端。本实施例的电源不同于目前通常用的电源主要是在于其控制环路上。参见图1，目前通常用的电源控制回环中采样反馈部分的主要是用分压电阻Rl、R2、R3串联组成，取样电压为 Vf = Vout X R3/ (R1+R2+R3)。因此在迟滞模式下根据计算 νκιΡΡ Ε = VhystX (R1+R2+R3) / R3可知道其纹波大小是电源芯片迟滞电压的固定倍乘关系(倍乘因子为(Rl+R2+R3)/R3)。 如果在用同样的电源芯片设计更高输出电压值的电路时，其倍数因子变得更大，因此其纹波也会随着输出电压的上升而上升。参见图3，本实施例的电源的采样反馈控制部分是在一压控恒流源控制的作用下通过反馈电阻Rl来实现的。其中，压控恒流源的电流为Ie = ，且Ic= Ie，因此可计算得到反馈电阻两端的压降为，而反馈到电源芯片的电压值为Vf =Vout - VRi。根据闭环负反馈稳定条件可知稳定时，Vf = VKEF。因为Vr1是在恒流源的控制下在R1两端得到的，所以vRi是个恒定的值，而且Vf的变化量所反映的就是Vot的变化量。因此在这种反馈结构的控制下可以实现VKimE = VHYST，输出纹波幅值不但没有倍乘因子，而且还不随输出电压的增大而增大。参见图3，本实施例中的恒流源控制模块由运算放大器U1、通用型三极管Q2及精密电阻R2构成。Ul的正向输入端输入一稳压Vc，反向输入端连接至Q2的发射极与R2串联的节点处，运算放大器的输出直接驱动Q2的基极。此电路也是为一负反馈闭环结构电路， 可实现输出高精度的恒流Ie = Vc/%。由于此为一恒流源，因此其内阻想对与之串联的采样电阻R1来说是无穷大，因此压控恒流源对反馈点的影响可以忽略不计。图4示出了根据本实施例另一个优选实施例的稳压电源的电路图。该优选实施例通过控制如图2所示中的压控恒流源的控制电压输入，即可改变流过取样电阻电流的大小也即改变了取样电阻两端的电压降。本实施例在如图3所示系统的基础上增加了智能设备监控电路。如图所示虚线部分的DAC控制模块与PWM输出模块和滤波模块都分别可以实现控制输出电压大小的功能。增加的ADC模块是为了实现在线监测实际输出电压值的大小， 并且这一路反馈可以通过如图所示的MCU/FPGA模块来实现二级环路控制实际输出电压值的大小。因为本实施例的电源实际电压输出值Vott = Vf+VE(其中，Vott为实际输出电压；VF 为反馈电压，在负反馈系统中此电压等于电源基准参考电压；VK为取样电阻上的电压降)， 所以可以通过改变上述恒流源的电流来改变实际输出电压值的大小。在多路输出并且每一路均需要在线单独连续可调时，采用本优选实施例的电路可以取得良好的效果。由于流过采样电阻的电流是恒定的，根据欧姆定理V = IXR知道采样电阻两端的电压降也是恒定的。因此，稳定电源的实际输出端电压波动的大小可以完全地反映在电源控制芯片的反馈端，此纹波幅值不但不随实际输出电压幅值的增大而增大，而且在考虑环路迟滞现象的情况下仅仅略大于电源控制芯片比较器的迟滞电压Vhystij此电路扩大了基于迟滞模式的稳压电源的应用领域。由于可以通过控制压控恒流源的电压来控制电源实际输出电压的大小，因此在多路输出且每路均需在线单路连续可调的应用系统中采用控制设备输出数字信号通过D/A转换成电压后即控制实际输出电压。综上所述，本实用新型中的电路结构可以实现较低的纹波并且其幅值不随输出电压的升高而增大。以上所述仅为本实用新型的优选实施例而已，并不用于限制本实用新型，对于本领域的技术人员来说，本实用新型可以有各种更改和变化。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。
权利要求1.一种稳压电源，其特征在于，包括开关部分、采样部分、反馈比较控制部分、PWM控制信号生成及放大部分、恒流源控制部分、输出滤波部分，所述采样部分用于承载所述输出滤波部分输出的一部分电流以得到反馈电压；所述恒流源控制部分用于控制流过所述采样部分的电流；所述反馈比较控制部分用于将所述反馈电压与基准电压进行比较，以产生小信号脉冲信号；所述PWM控制信号生成及放大部分，用于将所述小信号脉冲信号调制后进行放大，从而得到PWM控制信号；所述开关部分用于在所述PWM控制信号的控制下将输入电压经过脉宽调制，以提供给所述输出滤波部分；所述输出滤波部分用于对所述脉宽调制电压滤波后输出。
2.根据权利要求1所述的稳压电源，其特征在于，所述开关部分为一个金属氧化物半导体场效应管，其源极连接，其漏极连接，其栅极连接所述PWM控制信号生成及放大部分。
3.根据权利要求1所述的稳压电源，其特征在于，所述输出滤波部分包括串联的电感器和电容器，所述电感器的输入端连接所述开关部分的输出端，所述电容器的输出端接地， 所述电容器用于承载输出的电压。
4.根据权利要求3所述的稳压电源，其特征在于，所述采样部分包括串联的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻的输入端连接所述电感器的输出端和所述电容器的输入端，所述第二电阻的输出端接地。
5.根据权利要求4所述的稳压电源，其特征在于，所述恒流源控制部分包括一个运算放大器和一个三极管，所述三极管的发射极连接所述运算放大器的反向输入端和所述第二电阻的输入端，所述三极管的集电极连接所述第一电阻的输出端，所述三极管的基极连接所述运算放大器的输出端，所述运算放大器的正向输入端连接稳定电压。
6.根据权利要求3所述的稳压电源，其特征在于，还包括一个二极管，其阳极接地，其阴极连接所述电感器的输入端。
7.根据权利要求1所述的稳压电源，其特征在于，还包括输入滤波部分，用于将输入电压源的电压滤波后得到所述输入电压，提供给所述开关部分。
8.根据权利要求7所述的稳压电源，其特征在于，所述输入滤波部分为一个电容器，其一端连接所述输入电压源和所述开关部分，另一端接地。
专利摘要本实用新型提供了一种稳压电源，包括开关部分、采样部分、反馈比较控制部分、PWM控制信号生成及放大部分、恒流源控制部分、输出滤波部分，采样部分用于承载输出滤波部分输出的一部分电流以得到反馈电压；恒流源控制部分用于控制流过采样部分的电流；反馈比较控制部分用于将反馈电压与基准电压进行比较，以产生小信号脉冲信号；PWM控制信号生成及放大部分，用于将小信号脉冲信号调制后进行放大，从而得到PWM控制信号；开关部分用于在PWM控制信号的控制下将输入电压经过脉宽调制，以提供给输出滤波部分；输出滤波部分用于对脉宽调制电压滤波后输出。本实用新型减小了输出电压波纹。
文档编号H02M1/14GK201937460SQ201020656428
公开日2011年8月17日 申请日期2010年12月7日 优先权日2010年12月7日
发明者俞建国, 周正生, 陈 峰 申请人:北京大学, 北京方正数字印刷技术有限公司, 北大方正集团有限公司