电机驱动装置的控制装置的制作方法

专利名称：电机驱动装置的控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及对具备生成直流系统电压的系统电压生成部和将系统电压变换成彼此相位错位的多相交流电压来供给交流电机的直流交流变换部的电机驱动装置进行控制的控制装置。
背景技术：
普遍地使用电机驱动装置，其利用逆变器将来自直流电源的直流电压变换成交流电压来驱动交流电机。在这样的电机驱动装置中，为了对交流电机的各相线圈供给正弦波状的交流电压来高效地产生转矩，多进行基于矢量控制的PWM(脉宽调制)控制以及最大转矩控制。然而，对于交流电机而言，随着旋转速度变高感应电压变高，从而驱动交流电机所需的交流电压(以下，称为“必要电压”。)也变高。而且，当该必要电压超过对系统电压进行变换而从逆变器所能输出的最大的交流电压(以下，称为“最大输出电压”。)时，变为无法在线圈中流过所需的电流，从而就无法适当地控制交流电机。因此，为了降低该感应电压，进行使交流电机的励磁磁通变弱的弱磁场控制。然而，当进行弱磁场控制时，无法进行最大转矩控制，因此可输出的最大转矩会降低并且效率也降低。对于这样的问题，下述的专利文献1记载了一种电机驱动装置，其具备使来自直流电源的电源电压升压的升压转换器，能够提高系统电压。对该电机驱动装置进行控制的控制装置通过与必要电压的上升对应地提高系统电压，能够使最大输出电压上升，从而使最大转矩控制区域扩大到更高的旋转速度区域。而且构成为即使在系统电压达到升压转换器可升压的上限电压(以下，称为“最大系统电压”。)的状态，也就是说，即使在最大输出电压变成其上限电压的状态下，也是必要电压越超过最大输出电压，旋转速度越高，由该控制装置进行基于弱磁场控制的矩形波控制。即，专利文献1所述的控制装置构成为在系统电压与使电源电压升压而得到的最大系统电压相等后，换言之，在交流电机的旋转速度比较高之后，进行矩形波控制。专利文献1 日本特开2006-311770号公报(段落0046 0048等)然而，通过矩形波控制，与PWM控制相比能够使构成逆变器的开关元件的导通截止次数大幅度地减少，因此能够抑制开关损耗。因此，为了提高电机驱动装置的效率，考虑过从更低的旋转速度区域开始进行矩形波控制的构成。然而，当执行矩形波控制中进行系统电压的升压时，被供给各相线圈的电压的平衡会失衡，从而产生交流电机的输出转矩根据旋转角度的不同而发生变动的转矩波动。在专利文献1所记载的构成中，PWM控制中进行系统电压的升压，自系统电压与使电源电压升压而得到的最大系统电压相等开始进行矩形波控制。因此，在系统电压被升压到最大系统电压为止的期间不进行矩形波控制，开关损耗少的矩形波控制的使用区域被限制在高旋转速度区域。然而，在不变更使用了升压转换器的主动系统电压而直接供给来自直流电源的直流电压的运转条件或者系统中，也会产生系统电压的变化。即，直流电源的输出电压与直流电源的放电电流或者充电电流对应地发生变化，系统电压与此相应地也会发生变化。假如，在系统电压的变化中，不进行矩形波控制，该情况下尽管防止了由于矩形波控制而产生的转矩波动，但是开关损耗少的矩形波控制的执行被限制住了。另一方面，假如在系统电压的变化中，也要进行了矩形波控制时，该情况下尽管能够执行开关损耗少的矩形波控制，但是有可能会由于矩形波控制而产生转矩波动。本发明是鉴于上述的问题而完成的，其目的在于提供一种能够将开关损耗少的矩形波控制的使用区域扩大到低旋转速度区域侧，即使在矩形波控制中系统电压发生了变化，也能够抑制交流电机的振动的电机驱动装置的控制装置。

发明内容
为了实现上述目的，本发明提供一种对电机驱动装置进行控制的控制装置，该电机驱动装置具备生成直流的系统电压的系统电压生成部；和将上述系统电压变换成彼此相位错位的多相交流电压并供给交流电机的直流交流变换部，该控制装置的特征构成在于， 具备开关控制部，该开关控制部对上述直流交流变换部所具备的多个开关元件进行导通截止控制，进行输出多相矩形波状电压的矩形波控制，在执行上述矩形波控制中上述系统电压发生变化的情况下，上述开关控制部基于上述系统电压的变化率进行矩形波宽度调整控制，该矩形波宽度调整控制按照被设定成电角度一周的整数倍长度的控制周期内的各相的上述矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等的方式来设定上述多个开关元件的导通截止定时。根据上述特征构成，即使在执行矩形波控制中系统电压发生变化的情况下，也能够抑制在被设定成电角度一周的整数倍长度的控制周期内被供给各相线圈的电压的平衡发生失衡，从而能够抑制转矩波动的产生。因此，即使在系统电压发生了变化的状态下，也能够抑制交流电机的振动并进行矩形波控制。其结果，能够扩大开关损耗少的矩形波控制的使用区域，能够提高电机驱动装
置的效率。另外，在利用转换器等能动地对系统电压进行升压或者降压以便能够变更系统电压的系统中，在执行矩形波控制中也能够抑制交流电机的振动并变更系统电压，能够从低旋转速度区域开始进行矩形波控制以便系统电压不被升压到最大系统电压。其结果，能够将开关损耗少的矩形波控制的使用区域扩大到低旋转速度区域侧，能够提高电机驱动装置的效率。这里，优选将各相的上述矩形波状电压的电压值根据上述多个开关元件的导通截止而在高电平与低电平之间进行切换的点设为高低切换点，并且上述开关控制部使上述控制周期的起点与上述高低切换点中的任意一个切换点相一致，将多相的上述矩形波状电压的上述高低切换点分别作为分割点来对上述控制周期进行分割，将分割上述控制周期而设定的期间作为分割期间，上述矩形波宽度调整控制是如下的控制基于上述控制周期的长度、上述控制周期的起点的上述系统电压的值以及上述控制周期内的上述系统电压的变化率，按照上述分割期间的各个上述系统电压的时间积分值大致相等的方式，来设定上述多个开关元件的导通截止定时。根据构成，基于控制周期的长度、控制周期的起点的系统电压的值以及控制周期内系统电压的变化率，按照分割期间的各个系统电压的时间积分值大致相等的方式来设定开关元件的导通截止定时，仅此就能够使控制周期内的各相的矩形波状电压的时间积分值大致相等。因此，能够使矩形波宽度调整控制的所需要的运算简单化，从而能够使控制装置的构成变得简单。此外，优选采用如下构成预先准备表示上述3个参数与导通截止定时的对应关系的映射数据，参照该映射数据来取得并设定多个开关元件的导通截止定时。另外，优选上述系统电压生成部具备电压变换部，该电压变换部对来自直流电源的电源电压进行变换来生成所希望的上述系统电压，还具备电压变换控制部，该电压变换控制部取得由上述电压变换部生成的上述系统电压的指令值、即系统电压指令值，并且基于该系统电压指令值来对上述电压变换部所具备的开关元件进行导通截止控制，在使上述电压变换部变更上述系统电压的情况下，上述电压变换控制部使上述系统电压的变更开始的变更开始定时与上述直流交流变换部所具备的上述多个开关元件的导通截止定时中的任意一个定时相一致，上述开关控制部使上述控制周期的起点与上述变更开始定时相一致。根据该构成，能够从系统电压的变更开始的初始时刻就进行矩形波宽度调整控制，能够更可靠地抑制转矩波动的产生。另外，优选上述电压变换控制部使上述系统电压的变更结束的变更结束定时与上述直流交流变换部所具备的上述多个开关元件的导通截止定时中的、定时与上述变更开始定时相差电角度一周的整数倍的导通截止定时相一致。根据该构成，能够在从变更开始定时到变更结束定时这整个期间进行矩形波宽度调整控制，能够可靠地抑制转矩波动的产生。另外，优选上述系统电压是直流电源的输出电压，上述系统电压的变化率是基于上述控制周期的起点的上述系统电压的值和该控制周期的起点以前的上述系统电压的值而计算出的。根据该构成，即使在直流电源的输出电压、即系统电压与放电电流或者充电电流对应地发生变化的情况下，也能够与该系统电压的变化相应地来使控制周期内的各相的矩形波状电压的时间积分值大致相等。因此，即使产生了未预料到的系统电压的变化，也能够适当抑制交流电机的振动并进行矩形波控制。


图1是表示本发明的第一实施方式的电机驱动装置的构成的电路图。图2是表示由旋转速度和转矩规定的电机的可动作区域的图。图3是表示本发明的第一实施方式的系统电压指令值的变化以及与其相伴的电机的可动作区域的变化的说明图。图4是表示本发明的第一实施方式的控制装置的控制流程的流程图。图5是表示矩形波宽度调整控制的流程的流程图。图6是表示由矩形波宽度调整控制执行的开关元件的导通截止定时的设定的说明图。图7是表示本发明的第一实施方式的电压变换控制流程的流程图。图8是表示由本发明的第一实施方式的电压变换控制执行的变更开始定时以及
5变更结束定时的设定的说明图。图9是表示本发明的第二实施方式的电机驱动装置的构成的电路图。图10是表示本发明的第二实施方式的控制装置的控制流程的流程图。
具体实施例方式〔第一实施方式〕基于附图对本发明的第一实施方式进行说明。如图1所示，在本实施方式中，以电机驱动装置1作为如下装置而构成的情况为例来进行说明，其中，该装置对作为由三相交流而被驱动的交流电机的内置磁铁构造的同步电机4(IPMSM，以下简称为“电机4”。)进行驱动。该电机4构成为根据需要也作为发电机而动作，例如作为电动车辆、混合车辆等的驱动力源使用。电机驱动装置1具有生成直流系统电压的系统电压生成部32和将该系统电压Vdc变换成彼此相位错位的三相交流电压并供给电机4的逆变器6而构成。在本实施方式中，系统电压生成部32具备直流电源3、对来自该直流电源3的电源电压Vb进行变换来生成所希望的系统电压Vdc的转换器5。而且，在本实施方式中，控制装置2构成为能够执行使用矢量控制的手法来控制电机驱动装置1，对逆变器6所具备的多个开关元件E3 E8进行导通截止控制，执行使三相的矩形波状电压输出的矩形波控制。此时，控制装置2具有如下特征在执行矩形波控制中转换器5对系统电压Vdc进行变更的情况下，进行矩形波宽度调整控制，其中，该矩形波宽度调整控制基于系统电压Vdc的变化率K，按照被设定成电角度一周的长度的控制周期T内的各相矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等的方式来设定开关元件E3 E8的导通截止定时。以下，对本实施方式的电机驱动装置1 以及其控制装置2进行详细说明。1.电机驱动装置的构成首先，基于图1对本实施方式的电机驱动装置1的构成进行说明。该电机驱动装置1具备转换器5和逆变器6。另外，电机驱动装置1具备直流电源3、使来自直流电源3 的直流电压Vb平滑化的第一平滑电容器Cl、使由转换器5升压后的系统电压Vdc平滑化的第二平滑电容器C2。作为直流电源3，可使用例如镍氢二次电池、锂离子二次电池等各种二次电池、电容器、或者使用这些的组合等。作为直流电源3的电压的电源电压Vb被电源电压传感器41检测出并被向控制装置2输出。转换器5是对来自直流电源3的电源电压Vb进行变换来生成所希望值的直流的系统电压Vdc的DC-DC转换器，相当于本发明的电压变换部。在本实施方式中，该转换器5 作为使电源电压Vb升压来生成所希望的系统电压Vdc的升压转换器而发挥功能。此外，在电机4作为发电机而发挥功能时，使来自逆变器6的系统电压Vdc降压并供给直流电源3， 对该直流电源3进行充电。转换器5具备电抗器(reactoiOLl、电压变换用开关元件E1、E2 以及二极管D1、D2。这里，转换器5作为电压变换用开关元件，具备以串联的方式连接而成的一对上臂元件El以及下臂元件E2。作为这些电压变换用开关元件E1、E2，在本例中，使用IGBT (绝缘栅双极型晶体管)。上臂元件El的发射极和下臂元件E2的集电极经由电抗器Ll与直流电源3的正极端子连接。另外，上臂元件El的集电极与供给被转换器5升压后的电压的系统电压线51连接，下臂元件E2的发射极连接着与直流电源3的负极端子相连的负极线52。另外，对各电压变换用开关元件E1、E2，分别并列连接着作为续流二极管而发挥功能的二极管D1、D2。此外，作为电压变换用开关元件E1、E2，除了 IGBT之外，还可以使用双极型、场效应型、MOS型等各种构造的功率晶体管。电压变换用开关元件E1、E2分别根据从控制装置2输出的开关控制信号S1、S2来进行导通截止动作。在本实施方式中，开关控制信号Si、S2是对各开关元件E1、E2的栅极进行驱动的栅极驱动信号。由此，转换器5在升压动作时，将从直流电源3供给的电源电压 Vb升压到所希望的系统电压Vdc，并供给系统电压线51以及逆变器6。另外，转换器5在降压动作时，使从逆变器6供给的系统电压Vdc降压并供给直流电源3。由转换器5生成的系统电压Vdc被系统电压传感器42检测并被向控制装置2输出。此外，在作为系统电压的指令值的系统电压指令值Vdct与电源电压Vb相等而不利用转换器5进行升压的情况下，系统电压Vdc与电源电压Vb相等。逆变器6是用于将直流的系统电压Vdc变换成交流电压并供给电机4的装置，相当于本发明的直流交流变换部。逆变器6具备多组开关元件E3 E8、二极管D3 D8。这里，在逆变器6中，对于电机4的各相(U相、V相、W相这3相)分别具备一对开关元件，具体而言，是U相用上臂元件E3以及U相用下臂元件E4、V相用上臂元件E5以及V相用下臂元件E6以及W相用上臂元件E7以及W相用下臂元件E8。作为这些开关元件E3 E8，在本例中，使用IGBT(绝缘栅双极型晶体管)。各相用的上臂元件E3、E5、E7的发射极和下臂元件E4、E6、E8的集电极分别与电机4的各相线圈连接。另外，各相用的上臂元件E3、E5、E7 的集电极与系统电压线51连接，各相用的下臂元件E4、E6、E8的发射极与负极线52连接。 另外，对各开关元件E3 E8，并列连接分别作为续流二极管管而发挥功能的二极管D3 D8。此外，作为开关元件E3 E8，除了 IGBT之外，还可以采用双极型、场效应型、MOS型等各种构造的功率晶体管。开关元件E3 E8分别根据从控制装置2输出的开关控制信号S3 S8进行导通截止动作。由此，逆变器6将系统电压Vdc变换成彼此相位错位的三相交流电压并供给电机4，并使电机4输出与目标转矩TM对应的转矩。此时，各开关元件E3 E8按照开关控制信号S3 S8，进行基于后述的PWM(脉宽调制)控制或者矩形波控制的开关动作。在本实施方式中，开关控制信号S3 S8是对各开关元件E3 E8的栅极进行驱动的栅极驱动信号。另一方面，在电机4作为发电机而发挥功能时，将发出的交流电压变换成直流电压并供给系统电压线51以及转换器5。在逆变器6与电机4的各相线圈之间流过的各相电流，具体而言，U相电流Iur、V相电流Ivr以及W相电流Iwr被电流传感器43检测出而被向控制装置2输出。另外，电机4的转子在各时刻的磁极位置θ被旋转传感器44检测出并被向控制装置2输出。旋转传感器44例如由旋转变压器(resolver)等构成。这里，磁极位置θ表示电角度上的转子的旋转角度。电机4的目标转矩TM以及系统电压指令值Vdct作为来自未图示的车辆控制装置等其它控制装置等的请求信号而被输入给控制装置2。2.控制装置的构成接下来，对本实施方式的控制装置2的功能详细地进行说明。如图1所示，控制装置2具备开关控制部30和电压变换控制部31。这些控制装置2的各功能部是以微型计算机等逻辑电路为核心部件，由用于对输入的数据进行各种处理的硬件或者软件(程序)或者这两方构成。如上所述，对控制装置2，输入目标转矩TM以及磁极位置Θ。因此，开关控制部30根据这些目标转矩TM、磁极位置θ以及从磁极位置θ导出的电机4的旋转速度ω 来生成并输出对电机4进行驱动所用的开关控制信号S3 S8，对逆变器6进行驱动。此时，控制装置2在PWM控制以及最大转矩控制与矩形波控制以及弱磁场控制之间进行切换来驱动逆变器6。另外，对控制装置2输入直流电源3的电源电压Vb、由转换器5生成的系统电压Vdc以及系统电压指令值Vdct。因此，电压变换控制部31生成并输出开关控制信号 S1、S2来驱动转换器5，其中，开关控制信号S1、S2用于生成与输入的系统电压指令值Vdct 相等的系统电压Vdc。开关控制部30在逆变器6的直流-交流变换时，在PWM控制与矩形波控制之间进行切换并加以执行。在本实施方式中，PWM控制包含正弦波PWM控制和过调制PWM控制这2 种控制方式。在正弦波PWM控制中，基于正弦波状的电压指令值与搬运波的比较来控制逆变器6的各开关元件E3 E8的导通截止。具体而言，U、V、W的各相的逆变器6的输出电压波形由脉冲的集合构成，并且按照其基本波分量在一定期间内为正弦波的方式来控制各脉冲的占空比，其中，该脉冲由上臂元件E3、E5、E7处于导通状态的高电平期间和下臂元件 E4、E6、E8处于导通状态的低电平期间构成。当将相对于系统电压Vdc的逆变器6的输出电压波形的基本波分量的实效值的比率设为调制率m，则在正弦波PWM控制中，调制率m能够在0 0.61的范围变化。在该正弦波PWM控制中，例如，能够根据基于矢量控制的电动机电流控制(电动机电流反馈控制)来进行转矩控制。在过调制PWM控制中，开关控制部30控制成通过使各脉冲的占空比与正弦波 PWM控制相比在基本波分量的波峰侧大而在波谷侧小，来使逆变器6的输出电压波形的基本波分量的波形变形从而使振幅比正弦波PWM大。在过调制PWM控制中，调制率m能够在 0.61 0.78的范围变化。在该过调制PWM控制中将调制率m提高到最大的0.78的状态成为矩形波控制。在该过调制PWM控制中，例如能够通过基于矢量控制的电动机电流控制 (电动机电流反馈控制)来控制转矩控制。在矩形波控制中，开关控制部30控制成U、V、W的各相的逆变器6的输出电压波形在每1周期高电平期间和低电平期间被逐次地交替表示并且这些高电平期间和低电平期间的比基本上是1 1的矩形波。由此，矩形波控制使逆变器6输出矩形波状电压。艮口， 开关控制部30是除了进行上述的PWM控制之外，还对逆变器6所具备的多个开关元件E3 E8进行导通截止控制，并进行使三相的矩形波状电压输出的矩形波控制的控制部。在矩形波控制中，调制率m被固定在0. 78。在该矩形波控制中，例如根据基于转矩实际值与转矩指令值之间的偏差的电压相位控制(转矩反馈控制)来进行转矩控制，其中，该转矩实际值由基于被电流传感器43检测出的U、V、W的各相的电流值Iur、Ivr, Iwr和电压指令值的电力运算而求出。另外，也能够通过基于矢量控制的电动机电流控制(电动机电流反馈控制) 来进行转矩控制。此外，开关控制部30所进行的上述的正弦波PWM控制、过调制PWM控制以及矩形波控制是公知的，这里省略详细说明(例如，参照上述的专利文献1)。然而，在电机4中，随着旋转速度ω变高，感应电压变高，驱动电机4所需的交流电压(以下称为“必要电压”。)也变高。而且，如果该必要电压超过此时的对变换系统电压Vdc进行变换从逆变器6所能输出的最大的交流电压(以下称为“最大输出电压”。)，则能够使线圈流过必要电流，从而无法适当地控制电机4。因此，在本实施方式中，根据电机4 的必要电压使PWM控制(正弦波PWM控制或者过调制PWM控制)的调制率m在0 0. 78
8的范围变化，同时通过在其范围内的最大输出在电压比电机4的必要电压较低的状态下与 PWM控制一起进行最大转矩控制。而且，当电机4的必要电压达到PWM控制的最大调制率 (m = 0. 78)的最大输出电压时，与矩形波控制一起进行弱磁场控制。这里，最大转矩控制是对同一电流调节电流相位以便使电机4的输出转矩最大的控制。另外，弱磁场控制是对电流相位进行调节以便从线圈产生(超前)使电机4的励磁磁通变弱的方向的磁通的控制。 上述的必要电压以及最大输出电压均能够作为交流电压的实效值而相互比较。此外，上述的最大转矩控制以及弱磁场控制是公知的，因此这里省略详细的说明(例如，参照上述的专利文献1)。图2是表示由旋转速度ω和目标转矩TM规定的电机4的可动作区域的中、执行 PWM控制以及最大转矩控制的区域Al和执行矩形波控制以及弱磁场控制区域Α2的图。此外，该图2是未考虑系统电压Vdc的升压的图。如上所述，随着电机4的旋转速度ω变高感应电压会变高，因此电机4的必要电压也与此相应地变高。因此，由被输入到控制装置2 的目标转矩TM和此时的电机4的旋转速度ω而决定的动作点位于较低旋转的区域Al内的情况下，执行PWM控制以及最大转矩控制，在该动作点位于较高旋转的区域Α2内的情况下执行矩形波控制以及弱磁场控制。区域Al与区域Α2的边界由电机4的必要电压和在PWM 控制的最大调制率(即矩形波控制调制率m = 0. 78)的最大输出电压相一致的旋转速度ω 以及转矩决定。电压变换控制部31是取得作为由转换器5生成的系统电压Vdc的指令值的系统电压指令值Vdct，并且基于系统电压指令值Vdct，对转换器5所具备的开关元件El、E2进行导通截止控制的控制部。电压变换控制部31根据取得的系统电压指令值Vdct，来生成对转换器5的电压变换用开关元件El、E2进行控制的开关控制信号Si、S2。而且，转换器5 的电压变换用开关元件El、E2根据开关控制信号Sl、S2进行导通截止动作，由此电源电压 Vb得以升压。具体而言，转换器5响应于来自电压变换控制部31的开关控制信号Si、S2， 使仅下臂元件E2在规定期间为导通的状态和上臂元件El以及下臂元件E2这双方在规定期间都为截止的状态交替地反复动作，对电源电压Vb进行升压。此时的升压比与下臂元件 E2的导通期间的占空比对应。即，随着下臂元件E2的导通占空比变大，电抗器Ll的电力蓄积变大，因此能够提高从转换器5输出的系统电压Vdc。此外，在控制装置2中，除了被输入系统电压指令值Vdct之外，还被输入电源电压Vb以及系统电压Vdc。而且，电压变换控制部31基于系统电压指令值Vdct以及系统电压Vdc或者系统电压指令值Vdct、系统电压 Vdc以及电源电压Vb来进行反馈控制，并进行使转换器5生成与系统电压指令值Vdct相等的系统电压Vdc的控制。图3是表示系统电压指令值Vdct的变化以及与此相伴的电机4的可动作区域的变化的一个例子的说明图。图3(b)表示旋转速度ω上升时的系统电压指令值Vdct的变化的一个例子，图3(a)表示对应于这样的系统电压指令值Vdct的变化的电机4的可动作区域的变化。在图3(a)中，以实线表示的区域是不对电源电压Vb进行升压而直接将其用作系统电压Vdc的情况下的可动作区域，双点划线表示的区域对电源电压Vb逐渐升压的情况下变化的可动作区域。另外，图3(a)中多个黑点表示目标转矩TM的推移。如图3(a)所示，在本例中，由目标转矩TM以及旋转速度ω规定的电机4的动作点到时刻Ul之前，无需对电源电压Vb进行升压，处于能够执行最大转矩控制以及PWM控制的区域Al。因此，控制装置2执行最大转矩控制以及PWM控制。其后，在时刻Ul u2，如图3 (a)所示，电机4的动作点进入需要进行弱磁场控制以及矩形波控制的区域A2，控制装置2执行弱磁场控制以及矩形波控制。此时，控制装置2 不进行升压控制，系统电压指令值Vdct保持与电源电压Vb相同的值。因此，电机4可输出的转矩伴随着旋转速度ω的上升而逐渐降低。而且，在时刻u2 u3，如图3(b)所示，控制装置2执行升压控制。由此，系统电压指令值Vdct伴随着旋转速度ω在时刻u2 u3的上升而从与电源电压Vb相同的值逐渐增加到被设定为系统电压指令值Vdct的上限的值Vdcmax。此外，优选作为该系统电压指令值Vdct的上限值的Vdcmax设定为转换器5所能升压的系统电压Vdc的上限值。这样，由于系统电压Vdc上升，如图3(a)所示，电机4的可动作区域逐渐向高旋转侧扩大。在本例中，伴随着电机4的旋转速度ω的上升而系统电压指令值Vdct被升压，在旋转速度ω的上升中电机4可输出的转矩维持恒定。此外，升压控制中的电机4的旋转速度ω与可输出的转矩的关系由于升压速度与电机4的转子的加速度的关系而发生变化。控制装置2在这样的升压控制中也执行弱磁场控制以及矩形波控制。在本例中，在时刻u3，系统电压指令值 Vdct到达是其上限值的Vdcmax。而且，在时刻u3以后，电机4可输出的转矩伴随着旋转速度ω的上升而逐渐降低。当然，控制装置2在该期间也执行弱磁场控制以及矩形波控制。如以上说明所示，根据本实施方式的控制装置2的构成，在电机4的旋转速度ω、 目标转矩TM上升的状况下，在进行升压控制前首先开始弱磁场控制以及矩形波控制(时刻 Ul u2)。其后，若旋转速度ω、目标转矩TM进一步上升，则维持弱磁场控制以及矩形波控制来使系统电压Vdc升压。因此，能够在更大动作范围内得到通过矩形波控制来降低开关损耗这样的效果，能够提高电机驱动装置1的效率。另外，系统电压指令值Vdct到达其上限值的Vdcmax后，通过增加弱磁场电流能够使电机4的旋转速度ω进一步地上升。3.控制装置的动作接下来，对控制装置2的动作进行说明。如上述那样，在本实施方式中，控制装置 2构成为在由转换器5进行升压控制中也执行矩形波控制。而且，开关控制部30在如此地执行矩形波控制中转换器5对系统电压Vdc进行变更的情况下执行矩形波宽度调整控制， 其中，该矩形波宽度调整控制基于系统电压Vdc的变化率K，按照被设定成电角度一周的长度的控制周期T内的三相的矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等的方式来设定开关元件Ε3 Ε8的导通截止定时。以下，按顺序对控制装置2的整体动作、矩形波宽度调整控制、电压变换控制的进行说明。3-1.整体动作图4是表示控制装置2在矩形波控制中进行整体动作的流程的流程图。以下，沿着图4所示的流程图按顺序对控制装置2的动作进行说明。首先，控制装置2取得系统电压指令值Vdct (步骤#01)并且取得系统电压Vdc (步骤#0幻。而且，对系统电压指令值Vdct 与系统电压Vdc进行比较，来判定是否需要变更系统电压Vdc (步骤#03)。这里如果系统电压指令值Vdct与系统电压Vdc之间存在一定值以上的差异，则判定为需要变更系统电压 Vdc0这里，优选一定值是根据由系统电压传感器42取得的系统电压Vdc所含的误差、不变更系统电压Vdc的状态系统电压Vdc的变动宽度等来确定的。而且，在需要变更系统电压Vdc的情况下(步骤#03 “是”)，开关控制部30进行后述的矩形波宽度调整控制(步骤#04)，并且电压变换控制部31进行后述的电压变换控制(步骤#冊)。另一方面，在无需变更系统电压Vdc的情况(步骤#03 “否”)下，进行通常控制(步骤#06)。这里通常控制是指使按照矩形波状电压的高电平期间与低电平期间的之比为11的矩形波的方式进行的控制。3-2.矩形波宽度调整控制接下来，使用图5以及图6对与图4的流程图的步骤#04对应的矩形波宽度调整控制进行详细的说明。图5是表示矩形波宽度调整控制的流程的流程图。图6是由矩形波宽度调整控制执行的开关元件E3 E8的导通截止定时的设定的说明图。此外，本例是使系统电压Vdc上升的情况下的例子，具体而言，表示系统电压Vdc以一定的变化率K上升的情况。虽然说明省略了，但是在使系统电压Vdc下降的情况下也能够与以下所示的顺序相同地设定开关元件E3 E8的导通截止定时。图6(a)是表示系统电压Vdc的时间变化的图。图6 (b)是表示U相线圈所供给的 U相电压Vu的时间变化的图。图6(c)是表示V相线圈所供给的V相电压Vv的时间变化的图。图6(d)是表示W相线圈所供给的W相电压Vw的时间变化的图。此外，在图6(b) (d)中，U、V、W的各相电压以各时刻的系统电压Vdc的半值(Vdc/2)为基准来表示。因此， 各相电压Vu、Vv、Vw是以0为中心，在高电平期间具有(+Vdc/2)的电压值，在低电平期间具有(-Vdc/2)的电压值的矩形波。另外，在高电平期间，各相电压值以(K/2)的斜率上升，在低电平期间各相电压值以(-K/2)的斜率下降。矩形波宽度调整控制是在执行矩形波控制中转换器5对系统电压Vdc进行变更的情况下，由开关控制部30进行的控制。在该矩形波宽度调整控制中，基于系统电压Vdc的变化率K，按照被设定成电角度一周的长度的控制周期T内的三相矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等的方式来设定多个开关元件E3 E8的导通截止定时。此外，在以下的说明中，将由于开关元件E3 E8的导通截止而各相矩形波状电压的电压值在高电平与低电平之间切换的点称为高低切换点。在本实施方式中，开关控制部30在进行矩形波宽度调整控制时，使控制周期T的起点与高低切换点中的任意一个相一致。而且，基于控制周期T的长度、控制周期T的起点的系统电压Vdc的值以及控制周期T内的系统电压Vdc的变化率K，按照分割期间的各个系统电压Vdc的时间积分值大致相等的方式，来设定开关元件E3 E8的导通截止定时。这里，分割期间是指将三相矩形波状电压的高低切换点作为分割点来对控制周期T进行分割而设定的期间。以下，一边适当地参照图6，一边沿着图5所示的流程图按顺序对开关控制部30的动作进行说明。首先，开关控制部30设定控制周期T的起点(步骤#11)。在图6所示的例子中， 控制周期T的起点被设定在时刻to。时刻to是U相电压Vu的高低切换点。具体而言，时刻to是U相用上臂元件E3被从导通状态变成截止状态，U相用下臂元件E4被从截止状态变成导通状态，其结果，U相电压Vu被从高电平切换到低电平的时刻。接下来，设定控制周期T的长度(步骤#1幻。在本实施方式中，控制周期T被设定成电角度一周的长度，在图 6所示的例中，控制周期T的长度是(t6-t0)。即，在本例中，控制周期T的终点是时刻t6。 此时刻t6是U相电压Vu的高低切换点，是与时刻tl相同的U相电压Vu被从高电平切换到低电平的时刻。
接下来，取得控制周期T的起点(在本例中时刻t0)的系统电压Vdc (步骤#13)。 在图6所示的例子中，该值是V0。接下来，取得系统电压Vdc的变化率K(步骤#14)。在本实施方式中，电压变换控制部31构成为计算系统电压Vdc的变化率K，并且该变化率K被输入开关控制部30。而且，开关控制部30基于控制周期T的长度(t6-t0)、控制周期T的起点t0的系统电压Vdc的值VO以及控制周期T内的系统电压Vdc的变化率K，按照分割期间的各个系统电压Vdc的时间积分值大致相等的方式，来设定开关元件E3 E8的导通截止定时(步骤#15)。这里，对开关元件E3 E8的导通截止定时的设定进行详细说明。在图6所示的例子中，在控制周期T内存在6个分割期间。S卩，存在[tO-tl]、[tl-t2]、[t2-t3]、[t3-t4]、 [t4-t5]以及[t5-t6]这6个分割期间。此外，[tm-tn]表示从时刻tm到时刻tn之间的期间。另外，时刻tl是W相用上臂元件E7被从截止状态切换到导通状态，W相用下臂元件E8 被从导通状态切换到截止状态，其结果W相电压Vw被从低电平切换到高电平的时刻。时刻 t2是V相用上臂元件E5被从导通状态切换到截止状态，V相用下臂元件E6被从截止状态切换到导通状态，其结果V相电压Vv被从高电平切换到低电平的时刻。时刻t3是U相用上臂元件E3被从截止状态切换到导通状态，U相用下臂元件E4被从导通状态切换到截止状态，其结果U相电压Vu被从低电平切换到高电平的时刻。时刻t4是W相用上臂元件E7 被从导通状态切换到截止状态，W相用下臂元件E8被从截止状态切换到导通状态，其结果W 相电压Vw被从高电平切换到低电平时刻。时刻t5是V相用上臂元件E5被从截止状态切换到导通状态，V相用下臂元件E6被从导通状态切换到截止状态，其结果V相电压Vv被从低电平切换到高电平的时刻。而且，按照上述各个分割期间的系统电压Vdc的时间积分值相互相等的方式，来设定用于决定开关元件E3 E8的导通截止定时(各相的高低切换点)的时刻tl t5。 在图6(a)中，用si s6表示各个分割期间的、由分割期间的长度和该分割期间系统电压 Vdc规定的划分面积。这些面积si s6与各个分割期间的系统电压Vdc的时间积分值相等。因此，开关控制部30按照面积si s6相互相等的方式，来设定时刻tl t5。这样的时刻tn(n= 1,2-5)可以作为例如满足下述的公式(1)的时刻tn而求出。{V0+K · (tn-tO) /2} · (tn_t0) · (6/n)= (VO+K · Τ/2) · Τ... (1)此外，当然也可以基于上述式(1)以外的公式来计算时刻tl t5。另外，优选采用如下构成预先准备映射数据，参照该映射数据来取得并设定开关元件E3 E8的导通截止定时，其中，该映射表示控制周期T的长度、控制周期T的起点的系统电压Vdc的值、控制周期T内系统电压Vdc的变化率K以及开关元件E3 E8的导通截止定时的对应关系。通过如上述那样设定各时刻tn (n = 1、2…5)，如图6 (b) (d)所示，能够使控制周期T内的U、V、W的各相矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等。S卩，如图6(b)所示，仅看U相电压Vu时，在6个整个分割期间，由分割期间的长度与该分割期间的U相电压 Vu确定的划分面积相互相等。即，各划分面积变得相等，因此与高电平期间对应的面积的和 (al)以及与低电平期间对应的面积的和(U)这双方变成上述各划分面积的三倍，面积al 与面积a2彼此相等。换言之，高电平期间的U相电压Vu的积分值与面积al相等。另一方面，低电平期间的U相电压Vu的积分值与对面积a2乘以了(-1)而得到的值相等。而且，
12如上述那样，面积al与面积a2相互相等，因此在控制周期T内的U相矩形波状电压Vu的时间积分值变成零。另外，如图6 (c)所示，当看V相电压Vv时，在6个整个分割期间，由分割期间的长度与该分割期间的V相电压Vv确定的划分面积相互相等。即，各划分面积相等，因此与高电平期间对应的面积的和(bl)以及与低电平期间对应的面积的和( )这双方变成上述各划分面积的三倍，面积bl与面积1^2相互相等。换言之，高电平期间的V相电压Vv的积分值与面积bl相等。另一方面，低电平期间的V相电压Vv的积分值与对面积1^2乘以了(-1) 而得到的值相等。而且，如上述那样，面积bl与面积1^2相互相等，因此在控制周期T内的 V相的矩形波状电压Vv的时间积分值变成零。另外，如图6 (d)所示，当看W相电压Vw时，在6个整个分割期间，由分割期间的长度与该分割期间的W相电压Vw所确定的划分面积相互相等。即，各划分面积相等，因此与高电平期间对应的面积的和(cl)以及与低电平期间对应的面积的和(^)这双方变成上述各划分面积的三倍，面积cl与面积c2相互相等。换言之，高电平期间的W相电压Vw的积分值与面积cl相等。另一方面，低电平期间的W相电压Vw的积分值与对面积c2乘以了 (-1)而得到的值相等。而且，如上述那样，面积cl与面积c2相互相等，因此控制周期T内的W相矩形波状电压Vw的时间积分值变成零。这样，在控制周期T内的U、V、W的各相、与各分割期间对应的划分面积在相同相间以及不同相间相互相等，由此矩形波状电压的时间积分值在各相间相等。通过如上述那样设定时刻tl t5，能够按照在控制周期T内的U、V、W的各相矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等的方式来设定多个开关元件E3 E8的导通截止定时。而且，根据如上述那样设定的开关元件E3 E8的导通截止定时，来进行控制周期 T内的开关元件E3 E8的导通截止控制(步骤#16)。如上所述，在本实施方式中，通过按照分割期间的各个系统电压Vdc的时间积分值大致相等的方式来设定开关元件E3 E8的导通截止定时，能够使控制周期T内的三相矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等。由此，能够对在控制周期T内被供给各相线圈的电压Vu、Vv, Vw的平衡失衡进行抑制，能够抑制转矩波动的产生。因此，即使在执行矩形波控制中也能够抑制电机4的振动并且变更系统电压Vdc，如之前的图3所示，能够从低旋转速度区域开始进行矩形波控制以便系统电压Vdc不被升压到最大系统电压Vdcmax。 其结果，能够将开关损耗少的矩形波控制的使用区域扩大到低旋转速度区域侧，能够提高电机驱动装置1的效率。此外，这里，如图6(a)所示，仅说明了在系统电压Vdc以一定变化率K上升的情况下，被设定在时刻t0与时刻t6之间的控制周期T的矩形波宽度调整控制。当然，即使在系统电压Vdc不是以一定的变化率K而在控制周期内变化率K发生变化的情况下，也能够通过按照分割期间的各个系统电压Vdc的时间积分值大致相等的方式来设定开关元件E3 E8的导通截止定时，能够使控制周期T内的三相矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等。另外，这样的矩形波宽度调整控制也可以采用如下构成在系统电压Vdc持续变化的状况下，按照控制周期T的终点与下个控制周期T的起点相一致的方式来反复设定控制周期T，在各个控制周期T反复进行上述矩形波宽度调整控制。3-3.电压变换控制
接下来，使用图7以及图8对与图4的流程图的步骤#05对应的电压变换控制进行详细说明。这里，以进行系统电压Vdc的当前值是VI、给予V2(>V1)作为系统电压指令值 Vdct的情况下的控制的情况为例进行说明。此外，虽然省略了说明，但是即使在使系统电压 Vdc下降的情况下，也能够以与以下所示的顺序相同地进行电压变换控制。图7是表示电压变换控制的流程的流程图。图8是通过电压变换控制执行的控制的说明图。图8(a)是表示系统电压Vdc的时间变化的图。图8(b)是以与图6(b)相同的各时刻的系统电压Vdc的半值(Vdc/2)作为基准来表示的、被供给U相线圈的U相电压Vu的时间变化的图。此外， 这里，V相电压Vv以及W相电压Vw省略了图示。电压变换控制是使转换器5变更系统电压Vdc的情况下通过电压变换控制部31 进行的控制。在该控制中，设定系统电压Vdc的变更开始的变更开始定时tlO和系统电压 Vdc的变更结束的变更结束定时t20，并且计算出系统电压Vdc的变化率K，基于变更开始定时tlO、变更结束定时t20以及变化率K来对转换器5的开关元件El、E2进行导通截止进行控制。具体而言，电压变换控制部31按照使变更开始定时tlO与逆变器6所具备的开关元件E3 E8的导通截止定时的任意一个相一致的方式来设定变更开始定时tlO。另外，电压变换控制部31使变更结束定时t20与逆变器6所具备的开关元件E3 E8的导通截止定时中的、定时与变更开始定时tlO开始相差为控制周期T的整数倍的导通截止定时相一致的方式来设定变更结束定时t20。以下，一边适当地参照图8，一边沿着图7所示的流程图按顺序对电压变换控制部31的动作进行说明。首先，电压变换控制部31设定变更开始定时tlO (步骤#21)。在图8所示的例子中，变更开始定时tlO从U相电压Vu的高低切换点中的、从高电平被切换到低电平的高低切换点相一致的方式来进行设定。而且，在本例中，设定成最初设定的控制周期T的起点与变更开始定时tlO相一致。因此，成为如下构成能够从系统电压Vdc的变更开始的初始的时刻进行矩形波宽度调整控制，能够更可靠地抑制转矩波动的产生。接下来，设定变更结束定时t20(步骤#22)。在如图8所示的例子中，变更结束定时t20被设定成从变更开始定时tlO开始经过了与电角度一周的整数倍(本例中是电角度一周的三倍)相当的时刻之后的U相电压Vu的高低切换点相一致。如此地设定变更结束定时t20，因此在从变更开始定时tlO到变更结束定时t20之间连续设定多个(在本例中是 3个)的控制周期T时，使最初的控制周期T的起点与变更开始定时tlO相一致，并且使最后的控制周期T的终点与变更结束定时t20相一致。因此，能够在从变更开始定时tlO到变更结束定时t20的全部期间进行矩形波宽度调整控制，能够更可靠地抑制转矩波动的产生。接下来，基于作为当前的系统电压Vdc的VI、作为系统电压指令值Vdc的V2、变更开始定时tlO以及变更结束定时t20，通过以下的公式(2)来计算从变更开始定时tlO到变更结束定时t20之间的系统电压Vdc的变化率K(步骤#23)。K = (V2-Vl)/(t20-tl0)— (2)而且，电压变换控制部31向开关控制部30输出所计算出的系统电压Vdc的变化率K。而且，电压变换控制部31在从设定后的变更开始定时tlO到变更结束定时t20为止的期间，为了使系统电压Vdc从Vl向V2以变化率K变化，设定转换器5所具备的开关元件 El、E2的导通截止定时(步骤#24)，进行开关元件El、E2的导通截止控制(步骤#2 。此
14外，开关元件El、E2的导通截止定时的设定是公知的，因此这里省略详细的说明。〔第二实施方式〕接下来，对本发明的第二实施方式进行说明。在上述第一实施方式中，以系统电压生成部32具备转换器5的情况为例进行了说明，但是在本实施方式中，如图9所示，以系统电压生成部32不具备转换器5，仅具备直流电源3的情况为例进行说明。因此，在本实施方式中，逆变器6不经由转换器5而与直流电源3连接，系统电压Vdc成为直流电源3的输出电压。而且，控制装置2不具备第一实施方式的电压变换控制部31，而具备开关控制部30。 开关控制部30与第一实施方式不同，不与电压变换控制部31配合地执行矩形波宽度调整控制。另外，系统电压Vdc的变化率K根据由系统电压传感器42检测出的系统电压Vdc计算出。这里，系统电压传感器42如图9所示，与第一实施方式相同，被连接在逆变器6的系统电压线51与负极线52之间，即被连接在使系统电压Vdc平滑化的第二平滑电容器C2与逆变器6之间。此外，控制装置2也可以通过对直流电源3的端子间电压进行检测的、未图示的电源电压传感器检测出的电源电压作为系统电压Vdc来进行处理。在下面，以本实施方式的控制装置2与上述第一实施方式的不同点为中心进行说明。此外，未特别的说明点与上述第一实施方式相同。接下来，对本实施方式系统电压Vdc的变化进行说明。直流电源3如上述那样由二次电池构成。二次电池具有内部阻抗，利用该内部阻抗对电池的电动势来使端子电压下降或者上升。该电压下降或者电压上升的大小与对内部阻抗的值乘以流过的电流的值而得到的值成正比例。因此，例如进行电机4的牵引或者再生，在直流电源3产生了放电电流、 充电电流的情况下，由于电压下降或者电压上升会产生系统电压Vdc的变化。另外，即使在由于与直流电源3连接的其它电机等的电气负载的动作，而产生了直流电源3的放电电流或者充电电流的变动的情况下，也会产生系统电压Vdc的变化。另外，内部阻抗与电池的温度成反比例变大。因此，例如在电机驱动装置1刚刚启动之后等，直流电源3的温度变低的期间，内部阻抗会变大，系统电压Vdc相对于直流电源3的放电电流、充电电流的变动的变化易于变大。4.控制装置的动作在本实施方式中，基于由系统电压传感器42检测出的系统电压Vdc的变化率K，来进行矩形波宽度调整控制。以下，对控制装置2的整体动作、矩形波宽度调整控制与第一实施方式不同的点进行详细说明。4-1.整体动作图10是表示本实施方式的控制装置2在矩形波控制中进行整体动作的流程的流程图。以下，沿着图10所示的流程图按顺序对控制装置2的动作进行说明。首先，控制装置2检测并取得系统电压Vdc的值，来计算系统电压的变化率K(步骤#31)。这里，系统电压Vdc的变化率K基于本次检测取得的系统电压Vdc的值、在以前检测取得的系统电压Vdc 的值而计算出。该计算的变化率K成为在下一个的控制周期T中的变化率K的预测值。变化率K基于例如本次取得的系统电压Vdc的值VO、前次取得的系统电压Vdc的值Vol以及从前次取得到本次取得的间隔ΔΤ1，通过下述的公式(3)来计算出。这里，以前取得的系统电压Vdc的值以及取得间隔被存储在控制装置2的RAM等存储器中。K = (VO-Vol)/Δ Tl— (3)
该系统电压Vdc的取得以及变化率K的计算的执行定时例如与矩形波控制的控制周期T的起点同步。此外，变化率K的计算也可以基于本次、以前的多个时刻取得的系统电压Vdc的值以及这些取得间隔，通过各种运算式计算出。另外，上述的执行定时也可以不与控制周期T同步而例如与控制周期T不同的规定周期同步地设定。另外，也可以将对计算出的变化率K或者检测出的系统电压Vdc进行了滤波处理的值作为变化率K或者系统电压 Vdc，也可以用于其他处理。接下来，控制装置2判定执行矩形波宽度调整控制的条件即矩形波宽度调整控制条件是否成立(步骤#3 。此时，控制装置2在预测出系统电压Vdc发生变化的情况下，判定为矩形波宽度调整控制条件成立。例如，控制装置2在步骤#31计算出的变化率K的绝对值在规定阈值以上的情况下，判定为矩形波宽度调整控制条件成立。而且，在判定为执行矩形波宽度调整控制的情况下(步骤#32 “是”)，开关控制部 30进行矩形波宽度调整控制(步骤#3；3)。另一方面，在判定为不执行矩形波宽度调整控制的情况下(步骤#32 “否”)，进行上述通常控制(步骤#34)。4-2.矩形波宽度调整控制接下来，对与图10的流程图的步骤#33对应的矩形波宽度调整控制进行说明。本实施方式的矩形波宽度调整控制除了在以下进行说明点之外，与使用图5、图6说明过的第一实施方式相同。具体而言，开关控制部30在图5的步骤#14取得的变化率K与第一实施方式不同，在本实施方式中，基于本次取得的系统电压Vdc的值和在以前取得的系统电压 Vdc的值，作为在图10的步骤#31计算出的变化率K的预测值。而且，矩形波宽度调整控制在图5的步骤#15，基于变化率K的预测值，来设定开关元件E3 E8的导通截止定时。如本实施方式那样，也可以使用基于在以前取得的系统电压Vdc的值的变化率K 的预测值作为变化率K，与第一实施方式相同，按照分割期间的各个系统电压Vdc的时间积分值大致相等的方式来设定开关元件E3 E8的导通截止定时，能够使在控制周期T内的三相矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等。由此，能够抑制在控制周期T内各相线圈所提供的电压Vu、Vv、Vw的平衡发生失衡，能够抑制转矩波动的产生。因此，即使在系统电压Vdc发生变化的状态下，也能够抑制交流电机的振动并进行矩形波控制。其结果，能够扩大开关损耗少的矩形波控制的使用区域，能够提高电机驱动装置1的效率。4.其他实施方式(1)在上述的实施方式中，以控制周期T被设定成电角度一周的长度的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。因此，采用控制周期T是电角度一周的二倍、三倍长度这样的被设定成电角度一周的整数倍长度的构成，这也是本发明的优选实施
方式之一。(2)在上述的各实施方式中，以系统电压Vdc的变更开始的变更开始定时tlO与逆变器6所具备的开关元件E3 E8的导通截止定时的任意一个相一致，并且控制周期T的起点与变更开始定时tlO相一致情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。 因此，使控制周期T的起点与和变更开始定时tlO不同的开关元件E3 E8的导通截止定时相一致或者与开关元件E3 E8的导通截止定时的任意一个相一致的构成，这也是本发明的优选实施方式之一。另外，也优选采用使变更开始定时tlO不与任意一个的导通截止定时相一致构成。
(3)在上述的各实施方式中，以系统电压Vdc的变更结束的变更结束定时t20与转换器所具备的开关元件E3 E8的导通截止定时中的、定时与变更开始定时tlO相差电角度一周的三倍的导通截止定时相一致的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。因此，采用使变更结束定时t20与导通截止定时相一致的构成，这也是本发明的优选实施方式之一，其中，导通截止定时可以是定时与变更开始定时tlO相差与电角度一周相同的导通截止定时或者是定时与变更开始定时tlO相差电角度一周的二倍、四倍等三倍以外的整数倍的不同的导通截止定时。另外，优选采用如下构成使变更结束定时t20与定时与变更开始定时tlO相差电角度一周的整数倍的不同的导通截止定时以外的导通截止定时相一致或者与任意一个导通截止定时均不相一致。(4)上述的各实施方式中，以在开关控制部30进行矩形波宽度调整控制时，按照分割期间的各个系统电压Vdc的时间积分值大致相等的方式来设定开关元件E3 E8的导通截止定时的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。因此，采用不考虑系统电压Vdc的时间积分值而是基于系统电压Vdc的变化率K，按照在控制周期T内的各相的矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等的方式来设定开关元件E3 E8的导通截止定时的构成，这也是本发明的优选实施方式之一。具体而言，也可以分别独立地，按照在控制周期T内的矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等的方式来设定U相电压Vu 的高低切换点、V相电压Vv的高低切换点以及W相电压Vw的高低切换点的构成。此外，在这种情况下，也可以采用不使控制周期T的起点与高低切换点的任意一个相一致的构成。(5)在上述的各实施方式中，以基于式(1)来计算如图6(a)所示的面积si s6 相互相等那样的时刻tl t5为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。因此， 也可以采用基于以下的公式(3)来计算时刻tl t5的构成。{Vn+K · Δ tn/2} · Δ tn · 6 = (VO+K · Τ/2) · Τ... (3)这里，Vn是时刻tn的系统电压Vdc，Atn是时刻tn与下一个时刻之差。即，在该构成中，除了基于控制周期T的起点t0的系统电压Vdc的值V0、控制周期T的长度、控制周期T的系统电压Vdc的变化率K以外，还基于时刻tn的系统电压Vdc的值Vn，来计算时刻 tn的下个时刻。此外，当时刻tn未规定时，无法求出Vn，因此在该构成中，按记载的顺序来计算时刻〖1、丨2、丨3、丨435。(6)在上述的第一实施方式中，以在控制周期T内，系统电压Vdc以一定的变化率 K来发生变化的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此，只要已知预先控制周期τ内的变化率K的时间变化(系统电压Vdc的时间变化)，就能够在该控制周期T内进行矩形波宽度调整控制。在这种情况下，可以采用如下构成不进行如上述的实施方式的那样的面积的计算，而是基于变化率K的时间变化来对系统电压Vdc、各相矩形波状电压 Vu, Vv, Vw的时间积分值进行运算，从而设定开关元件E3 E8的导通截止定时。(7)在上述的第一实施方式中，以电机驱动装置1具备对电源电压Vb进行升压来生成系统电压Vdc的升压转换器5作为电压变换部的构成为例进行了说明。但是，不限于这样的实施方式，本发明也可以用于具备对来自直流电源3的电源电压Vb进行变换来生成所希望的系统电压Vdc的各种的电压变换部的电机驱动装置1。因此，例如采用电机驱动装置1具备对电源电压Vb进行升压以及降压这双方的升降压转换器，或者具备对电源电压 Vb进行降压的降压转换器作为电压变换部的构成，这是本发明的优选实施方式之一。
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(8)在上述的各实施方式中，以交流电机4是通过三相交流进行动作的内置磁铁构造的同步电机(IPMSM)的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此，例如，可以使用表面磁铁构造的同步电机(SPMSM)，或者除了同步电机以外，例如使用感应电机等作为交流电机4。另外，作为供给这样的交流电机交流，可以使用三相以外的单相、二相或者四相以上的多相交流。(9)在上述的各实施方式中，以使用电机4作为电动车辆混合车辆等的驱动力源的情况为例进行了说明。但是，本实施方式的电机4的用途不限于此，也可以将本发明用于所有用途的电机。(10)在上述的第一实施方式中，以开关控制部30构成为在图5的步骤#14，取得电压变换控制部31所计算出的系统电压Vdc的变化率K的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。即，在第一实施方式中，开关控制部30构成为如在第二实施方式中在图10的步骤#31中说明的处理那样，基于在以前取得的实际的系统电压Vdc的值， 来计算变化率K的预测值，这也是本发明的优选实施方式之一。该情况下，开关控制部30 在图5的步骤#14，取得计算出的变化率K的预测值作为变化率K，，在图5的步骤#15基于取得的变化率K的预测值，来设定开关元件的导通截止定时。(11)在上述第二实施方式中，以系统电压生成部32不具备转换器5，控制装置2 不具备电压变换控制部31的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。艮口， 在第二实施方式中，与图1所示的第一实施方式相同，也可以构成为系统电压生成部32具备转换器5，控制装置2具备电压变换控制部31。而且，在电压变换控制部31不执行升压或者降压的电压变换控制而系统电压是直流电源3的输出电压的情况下，开关控制部30执行第二实施方式的矩形波宽度调整控制，这种构成也是本发明的优选实施方式之一。本发明能够很好地用于进行驱动交流电机所用的电机驱动装置的控制控制装置。符号说明1:电机驱动装置；2:控制装置；3:直流电源(系统电压生成部)；4:电机(交流电机)；5:转换器(系统电压生成部，电压变换部)；6 逆变器(直流交流变换部)；30:开关控制部；31:电压变换控制部；32:系统电压生成部；El E8:开关元件；K:变化率；T 控制周期；Vb:电源电压；Vdc:系统电压；Vdct 系统电压指令值；tlO:变更开始定时；
t20:变更结束定时t
权利要求
1.一种电机驱动装置的控制装置，该电机驱动装置具备生成直流的系统电压的系统电压生成部；和将上述系统电压变换成彼此相位错位的多相交流电压并供给交流电机的直流交流变换部，用于控制该电机驱动装置的控制装置的特征在于，具备开关控制部，该开关控制部对上述直流交流变换部所具备的多个开关元件进行导通截止控制，进行输出多相矩形波状电压的矩形波控制，在执行上述矩形波控制中上述系统电压发生变化的情况下，上述开关控制部基于上述系统电压的变化率进行矩形波宽度调整控制，该矩形波宽度调整控制按照被设定成电角度一周的整数倍长度的控制周期内的各相的上述矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等的方式来设定上述多个开关元件的导通截止定时。
2.根据权利要求1所述的电机驱动装置的控制装置，其特征在于，将各相的上述矩形波状电压的电压值根据上述多个开关元件的导通截止而在高电平与低电平之间进行切换的点设为高低切换点，并且上述开关控制部使上述控制周期的起点与上述高低切换点中的任意一个切换点相一致，将多相的上述矩形波状电压的上述高低切换点分别作为分割点来对上述控制周期进行分割设定，将分割设定上述控制周期而得到的期间作为分割期间，上述矩形波宽度调整控制是如下的控制基于上述控制周期的长度、上述控制周期的起点的上述系统电压的值以及上述控制周期内的上述系统电压的变化率，按照每一个上述分割期间的上述系统电压的时间积分值大致相等的方式，来设定上述多个开关元件的导通截止定时。
3.根据权利要求1或者2所述的电机驱动装置的控制装置，其特征在于，上述系统电压生成部具备电压变换部，该电压变换部对来自直流电源的电源电压进行变换来生成希望的上述系统电压，还具备电压变换控制部，该电压变换控制部取得由上述电压变换部生成的上述系统电压的指令值、即系统电压指令值，并且基于该系统电压指令值来对上述电压变换部所具备的开关元件进行导通截止控制，在使上述电压变换部变更上述系统电压的情况下，上述电压变换控制部使上述系统电压的变更开始的变更开始定时与上述直流交流变换部所具备的上述多个开关元件的导通截止定时中的任意一个定时相一致，上述开关控制部使上述控制周期的起点与上述变更开始定时相一致。
4.根据权利要求3所述的电机驱动装置的控制装置，其特征在于，上述电压变换控制部使上述系统电压的变更结束的变更结束定时与上述直流交流变换部所具备的上述多个开关元件的导通截止定时中的、定时与上述变更开始定时相差电角度一周的整数倍的导通截止定时相一致。
5.根据权利要求1或者2所述的电机驱动装置的控制装置，其特征在于， 上述系统电压是直流电源的输出电压，上述系统电压的变化率是基于上述控制周期的起点的上述系统电压的值和该控制周期的起点之前的上述系统电压的值而计算出的。
全文摘要
本发明提供一种在执行矩形波控制中也能够抑制交流电机的振动并且变更系统电压，将开关损耗少的矩形波控制的使用区域扩大到低旋转速度区域侧的电机驱动装置的控制装置。具备对直流交流变换部所具备的多个开关元件进行导通截止控制并进行用于输出多相矩形波状电压的矩形波控制的开关控制部，在执行矩形波控制中，开关控制部系统电压(Vdc)发生变化的情况下进行矩形波宽度调整控制，该矩形波宽度调整控制基于系统电压(Vdc)的变化率(K)，按照被设定成电角度一周的整数倍长度的控制周期(T)内的各相矩形波状电压的时间积分值在各相间大致相等的方式来设定多个开关元件的导通截止定时。
文档编号H02P27/06GK102342017SQ201080010038
公开日2012年2月1日 申请日期2010年6月22日 优先权日2009年6月22日
发明者岩月健, 陈志谦 申请人:爱信艾达株式会社