专利名称：功率因数校正器及其驱动方法
技术领域：
本发明涉及一种电源。更具体地，本发明涉及一种功率因数校正器。具体地，本发明涉及一种能够将交流(Ac)输入整流为直流(DC)输出的功率因数校正器。
背景技术：
传统电源通过两级将交流输入转换为直流输出。所述电源在两级的第一级中通过功率因数校正器将供给至电源的交流电力转换为直流型高压。所述电源在第二级中加载入高直流电压且将其转换为恰当的直流电压。然而，在低于100W额定功率的这样的应用中， 从成本和效率方面看，通过单级而非两级提供电力是有利的。大体而言，通过单级供电的功率因数校正器有反激式及正激式。用于反激式变换器的主变压器具有相对低的使用率，使得它的缺点在于主变压器的尺寸增大。而且，在控制所述变换器的主开关接通时形成于反激式变换器中的电流线性增大，使得当主开关断开时开关损耗很大。还有，存储在漏电感中的能量可以用于主开关的电压应力，且应当使用缓冲电路来对此进行钳位。大体而言，耗散在缓冲电路中的电力损耗与存储在主变压器的漏电感中的能量有关。即，当能量增大时，施加给缓冲电路的电压也增大，因此耗散功率也通过缓冲电路的电阻增大。而且，在金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的漏源端的两端形成高压，作为整流后的输入电压和变压器的次级反射电压之和，以致需要高额定电压装置。同样，用以降低次级二极管的高压应力的缓冲电路中的电力损耗与次级二极管两端的电压有关。因此，反激式变换器因主变压器尺寸大和易于产生电力损耗而具有低效率。正激式变换器根据不连续的电感模式操作，以致功率因数校正器不能胜任。而且， 正激式变换器的缺点在于它将根据电路的性质而具有宽范围的交流输入转换为一致的直流输出电压。因此，正激式功率因数校正器不适用于单级解决方案。此背景技术部分中公开的以上信息仅用于加强对发明背景技术的理解且因此以上信息可能含有不构成本国中的本领域的普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本发明提供了一种能够控制交流电力输入转换为直流输出的高效率及宽电压范围转换的功率因数校正器及其驱动方法。根据本发明的功率因数校正器包括变压器，所述变压器包括在初级端用于传输输入电压的第一线圈及在次级端用于产生输出电压的第二线圈；连接到所述第一线圈的电源开关；用以消除所述输出电压的波纹的电容器；及连接在所述电容器和所述第二线圈之间的二极管。在所述电源开关的接通时段期间，在所述电容器和所述变压器的漏电感之间产生谐振，及在所述电源开关的断开时段期间，在所述电容器和所述变压器的磁化电感之间产生谐振。所述谐振可以在所述电容器和所述变压器的所述漏电感之间、与接通时刻同步地开始。当所述变压器在所述电源开关的断开时段内消磁时，在所述电容器和所述变压器的所述磁化电感之间开始谐振。所述功率因数校正器还可以包括连接在所述电容器和所述功率因数校正器的输出端之间的整流二极管。所述电容器的一端可以连接到所述第二线圈的一端且所述电容器的另一端连接到所述整流二极管的阳极，所述二极管的阳极可以连接到所述电容器的所述另一端，及所述二极管的阴极可以连接到所述第二线圈的所述另一端。所述功率因数校正器还可包括反馈单元，所述反馈单元产生对应于输出电压的反馈电压；及开关控制器，当在所述电源开关的接通时段期间按预定斜率增大的灯光信号达到所述反馈电压时，所述开关控制器使电源开关断开，且在从所述电源开关的漏源电压开始降低的时刻、经预定延迟时段后，所述开关控制器使所述电源开关接通。所述功率因数校正器还可包括辅助线圈，所述辅助线圈产生辅助电压，所述辅助电压由所述第一线圈的电压按预定匝数比转变而成，在自所述辅助电压开始降低的时刻经延迟时段后，所述控制器使所述电源开关接通。一种用于根据本发明的驱动功率因数校正器的方法，所述功率因数校正器包括变压器，所述变压器包括在初级端用于传输输入电压的第一线圈及在次级端用于产生输出电压的第二线圈；控制所述变压器的操作的电源开关；及连接到所述第二线圈的电容器，所述方法包括以下步骤在所述电源开关的接通时段期间，在所述电容器和所述变压器的漏电感之间产生谐振；及在所述电源开关的断开时段期间，在所述电容器和所述变压器的磁化电感之间产生谐振。在自所述电源开关接通的时刻开始的所述电源开关接通时段期间，在所述电容器和所述变压器的所述漏电感之间产生所述谐振。在所述变压器的消磁时开始的电源开关断开时段期间，在所述电容器和所述变压器的所述磁化电感之间产生所述谐振。所述方法还可包括产生对应于所述输出电压的反馈电压；当在所述电源开关的所述接通时段期间按预定斜率增大的灯光信号达到所述反馈电压时，使所述电源开关断开；及在从所述电源开关的漏源电压开始降低的时刻、经预定的延迟时段后，使所述电源开关接通。本发明提供了一种能够控制宽电压范围的交流输入高效地转换为直流输出的功率因数校正器及其驱动方法。
图1是示出根据本发明的示例实施方式的功率因数校正器的视图。图2是示出电源开关的切换循环期间的栅电压、初级电流IP、漏源极电压VDS、电流ICR和电容器电压VCR的波形图。图3A是图2中的TO-Tl时段期间的功率因数校正器的等效电路。图;3B是图2中的T1-T2时段期间的功率因数校正器的等效电路。图3C是图2中的T2-T3时段期间的功率因数校正器的等效电路。图3D是图2中的T3-T4时段期间的功率因数校正器的等效电路。图4是将传统的反激式功率因数校正器与根据本发明的示例实施方式的功率因数校正器的效率比较的曲线图。
具体实施例方式以下详细描述中，仅以例证方式示出并描述了本发明的某些示例性实施方式。本领域的技术人员将理解，可以对所描述的实施方式做各种不同形式的改动，且所有改动不脱离本发明的精神或范围。因此，附图和说明书本质上应被视为是示例性的且不是限制性的。整个说明书中，相同的附图标记指代相同的元件。在整个说明书及后面的权利要求中，当描述到一元件“连接”到另一元件时，所述元件可以“直接连接”到所述另一元件或者通过第三元件“电连”到所述另一元件。此外， 除非有相反的明确说明，不同形式的词语“包括”将理解为表示包括所述元件，但不排除任何其它元件。首先，将参照图1描述本发明的示例性实施方式。图1是示出根据本发明的示例性实施方式的功率因数校正器的视图。如图1所示，变换器1包括对输入交流电压VAC进行整流的桥式整流二极管10、对整流后的电压进行滤波的电容器CI、变压器20、电源开关Q、开关控制器30、电容器CR、整流二极管D1、二极管D2和输出电容器CO、辅助线圈C03和反馈单元50。变压器20包括位于初级端的第一线圈COl和位于次级端的第二线圈C02。第一线圈COl的一端连接到电容器CI的一端且传输输入电压VIN，且第一线圈COl的另一端连接到电源开关Q。第二线圈C02位于产生输出电压的次级端处。第二线圈C02的一端连接到电容器CR的一端且第二线圈C02的另一端连接到输出滤波器40的二极管D2的阳极。预定匝数比(C02的匝数(ns)/C01的匝数(ns))根据第一线圈COl的匝数和第二线圈C02的匝数确定，且变压器20中的第一线圈COl的电压和第二线圈C02的电压根据匝数比nps确定。辅助线圈C03关于变压器20的第一线圈COl具有预定匝数比，且第一线圈COl的电压根据匝数比转变且产生至辅助线圈C03。下文中，第一线圈COl的电压称为初级电压 VI、第二线圈C02的电压称为次级电压V2，以及辅助线圈C03的电压称为辅助电压VAUX。电容器CR连接到第二线圈C02。电容器CR的一端连接到第二线圈C02的一端且电容器CR的另一端连接到二极管D2的阴极和整流二极管Dl的阳极。电容器CR是用以消除输出电压VOUT的波纹的输出滤波器。在电源开关Q接通时段期间，在电容器CR和变压器20的漏电感LL(参照图3A)之间产生谐振。在电源开关Q的断开时段期间，在电容器CR 和变压器20的磁化电感LM(参照图3C)之间产生谐振。将参照图3A-3D给出对其的详细描述。二极管D2连接在第二线圈C02和电容器CR之间。二极管D2包括阴极和阳极，二极管D2的阴极连接到电容器CR和整流二极管Dl的阳极，二极管D2的阳极连接到第二线圈C02的所述另一端。二极管D2在电源开关Q的断开时段期间导通，且由电容器CR和磁化电感LM之间的谐振产生的电流ICR流过导通的二极管D2。整流二极管Dl连接在电容器CR和功率因数校正器1的输出端之间。整流二极管 Dl包括阳极和阴极，整流二极管Dl的阳极连接到电容器CR的阴极和二极管D2的阴极，整流二极管Dl的阴极连接到输出电容器CO的一端。整流二极管Dl在电源开关Q的接通时段期间导通，且对电流ICR整流，使得其流到负载或者流到输出电容器CO。
输出电容器CO由电流ICR充电或者提供负载所需的电流。反馈单元50产生对应于输出电压的反馈电压VFB以将其传输至开关控制器30。 反馈电压的值随输出电压降低和增大而降低和增大。如果在电源开关Q的接通时段期间以一致斜率增大的灯光信号(未示出)达到反馈电压VFB，则开关控制器30使电源开关Q断开，且在从辅助电压VAUX开始降低的时刻开始、经过预定的延迟时段后，使电源开关Q接通。如果漏源电压VDS开始降低，则作为流入电源开关Q的漏源电压VDS的辅助电压VAUX也开始降低。延迟时段可以确定为这样的时段漏源电压VDS开始降低并且变为0。开关控制器30产生控制电源开关Q的切换操作的栅电压VG，以将其传输至电源开关Q的栅电极。接着，将参照图2和图3A-3D描述根据本发明的示例性实施方式的功率因数校正器的操作。图2是示出电源开关Q的切换周期期间的栅电压VGS、初级电流IP、漏源电压VDS、 电流ICR和电容器电压VCR的波形图。图3A-3D是在一个切换周期时段期间按照时间分割开且显示功率因数校正器的操作的等效图。图3A是图2中的TO-Tl时段期间的功率因数校正器的等效电路。图;3B是图2中的T1-T2时段期间的功率因数校正器的等效电路。图3C是图2中的T2-T3时段期间的功率因数校正器的等效电路。图3D是图2中的T3-T4时段期间的功率因数校正器的等效电路。如果控制电源开关Q的栅电压VGS在时刻TO变为高电平，则电源开关Q接通，使得漏源电压VDS变为零。此时，在漏电感LL和电容器CR之间产生谐振电感，使得初级电流 IP开始流动。图2中由虚线表示的磁化电流IM是在磁化电感LM中流动的电流。初级电流 IP是磁化电流IM和在第一线圈COl中流动的电流之和。初级电流IP和磁化电流IM之间的差使整流二极管Dl接通。电流ICR是当初级电流IP和磁化电流IM之差传输到次级端时产生的电流且从时刻TO开始流动。以将输入电压除以匝数比从输出电压中减去得到的电压为参照，电容器CR的两端之间的电压VCR根据电流ICR增大和减小。如果电流ICR大于0(自电容器CR输出的方向)，则电容器电压VCR减小，且如果电流ICR小于零(输入到电容器CR的方向)，则电容器电压VCR增大。输出电流IO根据负载确定。如果初级电流IP和磁化电流IM在时刻Tl彼此相等，则次级电压V2小于输出电压 VOUT和电容器电压VCR之和，使得整流二极管D2截止且电流ICR不流动。如图所示，电流ICR没有在电源开关Q断开的时间一直流动，且输出电流IO在时段T1-T2期间不流动。 电容器电压VCR在此时段期间保持不变。电源开关Q在时刻T2处断开，且初级电流IP迅速下降且电压VDS迅速增大。如图3C所示，磁化电流IM传输到次级端使得产生电流ICR并使二极管D2导通。因此，二极管Dl的电压应力固定为输出电压V0UT。而且，电容器电压VCR反射到初级端，且磁化电感 IM和电容器CR之间开始谐振。磁化电流IM在时段T2-T3期间降低，使得电流ICR也降低。如果变压器20在时刻T3处损失所有的磁性，如图3D所示，则电流不再流过二极管D2。因此，在磁化电感LM和电源开关Q的寄生电容器COSS之间产生谐振。因此，漏源电压VDS开始下降。此时，辅助电压VAUX迅速下降。电源开关Q从此刻开始、经延迟时段T3-T4后导通。即，在漏源电压VDS最低时，控制电源开关Q导通以使开关损耗最小。根据本发明的示例性实施方式的功率因数校正器将电容器CR用作输出滤波器， 使得功率因数校正器的效率可以较现有技术增大。首先，如图3A-3D所示，以电压VOUT-VIN/nps为参照，电容器电压VCR根据电流 ICR变化，电压VOUT-VIN/nps是将输入电压VIN除以匝数比得到的电压VIN/nps从输出电压VOUT减去后所得的电压。电容器电压VCR根据电流ICR变化的幅度小，使得电容器电压 VCR 保持为电压 VOUT-VIN/nps。因此，本发明的整流二极管Dl的两端的电压是这样的电压其值比位于传统功率因数校正器的次级端的整流二极管的两端的电压值小电容器电压VCR。因此，与现有技术作比较，可以使用耐受电压低的整流二极管。因此，如果使用耐受电压低的二极管，作为整流二极管的两端的电压的正向电压降低，使得接通损耗(导通损耗)也降低。而且，当用MOSFET代替整流二极管时，可以使用耐受电压低的MOSFET元件，使得与传统技术相比，本发明的功率因数校正器可以使用导通电阻低的MOSFET元件。因此，在利用MOSFET的情况下，可以降低接通损耗。而且，当将传统的电感器用作输出滤波器时，产生输出电压增大至峰值的时段。为了消除输出电压的峰值，使用缓冲电路且该缓冲电路包括电阻器。因此，在缓冲电路工作的时段期间，由输出电压的峰值在该电阻器中产生功率损耗。然而，根据本发明的示例实施方式的功率因数校正器将电容器用作输出滤波器，使得不产生输出电压的峰值且无需使用缓冲电路。因此，可以防止在缓冲电路中产生功耗。而且，在电源开关断开的时间流入电源开关的电流比传统的功率因数校正器小。 在传统的功率因数校正器中，流入电源开关的电流从接通时间到断开时间增大。因此，当断开电源开关时，流入电源开关的电流最大。与现有技术相比，在根据本发明的示例性实施方式的功率因数校正器中，流入电源开关Q的电流在断开时刻之前减小，使得当弱电流流动时电源开关断开。因此，可以减小电源开关的断开功率损耗。如上所述，与传统技术相比，根据本发明的示例性实施方式的功率因数校正器大大降低功率损耗。图4是将传统的反激式功率因数校正器和根据本发明的示例性实施方式的功率因数校正器的效率比较的曲线图。方程式1示出了根据本发明的示例实施方式的功率因数校正器的输入-输出转换率。(方程式1)
权利要求
1.一种功率因数校正器，所述功率因数校正器包括变压器，所述变压器包括在初级端用于传输输入电压的第一线圈及在次级端用于产生输出电压的第二线圈；连接到所述第一线圈的电源开关； 用以消除所述输出电压的波纹的电容器；及连接在所述电容器和所述第二线圈之间的二极管，其中在所述电源开关的接通时段期间，在所述电容器和所述变压器的漏电感之间产生谐振，及在所述电源开关的断开时段期间，在所述电容器和所述变压器的磁化电感之间产生谐振。
2.如权利要求1所述的功率因数校正器，其中所述谐振在所述电容器和所述变压器的所述漏电感之间、与所述接通时刻同步地开始。
3.如权利要求1所述的功率因数校正器，其中当所述变压器在所述电源开关的断开时段期间失去所有磁性时，在所述电容器和所述变压器的所述磁化电感之间开始所述谐振。
4.如权利要求1所述的功率因数校正器，其中所述功率因数校正器还包括连接在所述电容器和所述功率因数校正器的输出端之间的整流二极管。
5.如权利要求4所述的功率因数校正器，其中所述电容器的一端连接到所述第二线圈的一端且所述电容器的另一端连接到所述整流二极管的阳极，所述二极管的阳极连接到所述电容器的所述另一端，及所述二极管的阴极连接到所述第二线圈的所述另一端。
6.如权利要求1所述的功率因数校正器，其中所述功率因数校正器还包括 反馈单元，所述反馈单元产生对应于所述输出电压的反馈电压；及开关控制器，当在所述电源开关的接通时段期间按预定斜率增大的灯光信号达到所述反馈电压时，所述开关控制器使所述电源开关断开，且在从所述电源开关的漏源电压开始降低的时刻、经预定延迟时段后，所述开关控制器使所述电源开关接通。
7.如权利要求6所述的功率因数校正器，其中所述功率因数校正器还包括辅助线圈，所述辅助线圈产生辅助电压，所述辅助电压由所述第一线圈的电压按预定匝数比转变而成，其中在自所述辅助电压开始降低的时刻经所述延迟时段后，所述控制器使所述电源开关接通。
8.一种用于驱动功率因数校正器的方法，所述功率因数校正器包括变压器，所述变压器包括在初级端用于传输输入电压的第一线圈及在次级端用于产生输出电压的第二线圈；控制所述变压器的操作的电源开关；及连接到所述第二线圈的电容器，所述方法包括以下步骤在所述电源开关的接通时段期间，在所述电容器和所述变压器的漏电感之间产生谐振；及在所述电源开关的断开时段期间，在所述电容器和所述变压器的磁化电感之间产生谐振。
9.如权利要求8所述的方法，其中在自所述电源开关接通的时刻开始的所述电源开关接通时段期间，在所述电容器和所述变压器的所述漏电感之间产生所述谐振。
10.如权利要求8所述的方法，其中在自所述变压器的磁性消失时开始的电源开关断开时段期间，在所述电容器和所述变压器的所述磁化电感之间产生所述谐振。
11.如权利要求8所述的方法，其中所述方法还包括 产生对应于所述输出电压的反馈电压；当在所述电源开关的所述接通时段期间按预定斜率增大的灯光信号达到所述反馈电压时，使所述电源开关断开；及在从所述电源开关的漏源电压开始降低的时刻、经过预定的延迟时段后，使所述电源开关接通。
全文摘要
本发明涉及一种功率因数校正器及其驱动方法。本发明包括变压器，所述变压器包括在初级端用于传输输入电压的第一线圈及在次级端用于产生输出电压的第二线圈。电源开关连接到所述第一线圈，且电容器消除所述输出电压的波纹。二极管连接在所述电容器和所述第二线圈之间。在电源开关接通时段期间，在所述电容器和所述变压器的漏电感之间产生谐振，及在所述电源开关的断开时段期间，在所述电容器和所述变压器的磁化电感之间产生谐振。
文档编号H02M1/08GK102290975SQ201110167529
公开日2011年12月21日 申请日期2011年6月20日 优先权日2010年6月18日
发明者孙东国, 金明福 申请人:快捷韩国半导体有限公司