专利名称：应用于反激式开关电源的初级电感校正电路的制作方法
技术领域：
本发明属于电子电路技术领域，涉及模拟集成电路，特别是一种初级电感的校正电路，可用于开关电源设计中的反激式开关电源变压器中。
背景技术：
在开关电源领域中，反激式变换器以其简单，高效，成本低廉等优点特别适合小功率开关电源以及各种电源适配器，但是在反激变换器的设计过程中存在很多难点，在实际应用中，由于受到制造工艺的影响和设计缺陷会使当初级励磁电感相对于理想值产生一定范围的偏差，使整个开关电源的性能有很大下降，影响了芯片的工作状态。图1为一种典型的反激式开关电源电路，它包括初级励磁电感环路，次级整流电感环路和次级反馈控制电感环路，功率开关管控制芯片以及功率管M0SFET。其中初级励磁电感Lp，次级整流电感L1和次级反馈控制电感L2共同构成系统的变压器。功率管开关控制芯片决定了功率管MOSFET每个周期的导通时间和截止时间，从而控制通过反激变压器传递到输出端的能量。输入交流信号经过EMI电路滤除差模及共模干扰，并且进行整流后作为系统的输入电压Vin，在MOSFET工作的一个周期中，当导通时，变压器初级流过电流，能量储存在励磁电感中，次级整流管是截止的，变压器空载工作；当截止时，变压器励磁电感储存的能量被释放，传递给次级，经过整流和滤波后输出直流电压。反激式变换器则完成了一个周期的储能，变压和能量传递的过程。设变压器效率为η，输出功率为P。，M0SFET的开关频率为f，则一个周期内变压器原端电感储存并释放的总能量为EP=T~设Imax为电感峰值电流，Ton为MOSFET导通时间。则MOSFET导通时原端线圈储能为Ep=^pvmTai另外设初级励磁电感为Lp，则Vm =L 色，所以 f Vmdt = JLpdi
p dt 0 0综合以上数学关系，可得输出功率为
fnT τ 2P =J ‘ p max
0 2其中，f为MOSFET的开关频率，η为变压器效率，Lp为初级励磁电感，Imax为电感峰值电流。上述结果可以直观的说明当初级励磁电感相对于理想的设定值过高或者过低时，将对输出功率产生直接影响。传统的集成电路由于缺乏相应的校正和补偿功能，使初级电感产生的偏差对输出功率的影响无法被避免，导致系统设计的精度降低，限制了集成电路的发展。
发明内容
本发明的目的在于针对上述现有技术的缺陷，提供一种应用于反激式开关电源的初级电感校正电路，在不增加开关电源功耗和尽量简化电路结构的前提下，根据在每个开关管导通周期检测到的反馈控制端的电流大小调整功率管MOSFET的开关频率，稳定并精确地补偿初级电感偏差所导致的输出功率偏差，从而改善了开关电源的性能，提高了电源系统的输出精度。为实现上述目的，本发明包括钳位器，用于保证在开关导通时间里，使采样电流I。信号被检测到采样控制及电流-电压转化器中；采样控制及电流-电压转化器，主要由PMOS管M2、M3、M5、M6，匪OS管M7、M8，电容C1, C2X3组成，PMOS管M3与PMOS管M5形成共源共栅电流镜结构，用于将不连续的采样电流Ie 镜像至PMOS管M5所在支路，并通过C3保持采样电流Ic的镜像电流大小不变；采样电流Ic 的镜像电流在固定时间内为电容C1和C2充电，将采样电流Ie转换为电容C1和C2上极板较稳定的电压信号\M9，输出到电压稳定/隔离器中；电压稳定/隔离器，用于将采样控制及电流-电压转化器的输出电压信号V·利用电压跟随电路进行稳压和隔离，产生稳压信号Vbq2输出到电压-电流转化电器中；电压-电流转化器，利用跨导放大器及三级电流镜将稳压信号Vbq2转换为校正电流I。。m并输出到振荡器中，控制振荡器的频率；振荡器，用于根据校正电流I-调节频率，补偿电感偏差造成的输出功率偏差，完成电感校正；平衡点控制器，连接在振荡器的输入端，用于微调校正电流I。。m，控制初级励磁电感值正常状态下注入振荡器的电流为零。所述的钳位器，包括PM0S管M1, M13,匪OS管Mn、M12，该PMOS管M13的栅极接电压信号V1,从漏极输出额定偏置电流，NMOS管M12的漏极电流即为检测到的采样电流I。，NMOS 管M11和NMOS管M12共同构成钳位电路，用Ve表示C端电位，用Vgsmii, Vgsm12分别表示M11和 M12的栅极和源极之间的电压，则在开关管MOSFET导通期间，有Ve = Vgsmii-Vgsm12 = 0使控制端C电位为零，实现对C端电压的钳位，PMOS管M1和PMOS管M5构成共源共栅电流镜，用于将采样电流Ic按比例镜像到电流-电压转化器中。所述的电压稳定/隔离器，主要由PMOS管M9、Mltl，三极管A组成；三极管A的发射极与PMOS管M9的源极相连接，三极管A的集电极与基极连接，再与PMOS管Mltl的源极相连接，三极管A的基极与Mltl的栅极相连接，则PMOS管M9、M10和三极管％共同构成电压跟随电路，则使三极管％的基极电压Vbq2跟随PMOS管M9的栅极VeM9电压的变化而稳定变化， 该电压跟随电路输出电压信号Vbq2到电压-电流转化电路中。所述的电压-电流转化器，主要由PMOS管M14、M15、M18、M19、M2Q、M21，匪OS管M16、M17， 三极管( 、三极管A和电阻R1组成；该三极管％的发射极与电阻R1相连接，构成跨导运算放大器，将三极管A的基极电压Vbq2转化为A的集电极电流Icq2 ；该PMOS管M14、M15, M18, M19,M20,M21以及NMOS管M16、M17，组成三级电流镜，即PMOS管M14、M15组成第一级共源共栅电流镜，NMOS管M16、M17组成第二级共源共栅电流镜，PMOS管M18 M21组成第三级共源共栅电流镜，三极管A的集电极和基极与PMOS管M14的漏极相连接，用于提高M16漏极电位从而避免沟道调制效应；所述三级电流镜将电流Icq2镜像至PMOS管M21的漏极产生输出校正电流信号I。。m到振荡器电路中。所述的振荡器，主要由电容C4、电阻R2、第一比较器C0MP1、第二比较器C0MP2、第一基准电流源I1、第二基准电流源I2、第三基准电流源I3、第一开关S1、第二开关&、第三开关 S3和第四开关、组成；第一基准电流源I1由电源Vcc拉取电流，为电容C4充电；第二基准电流源I2向零电位注入电流，为电容C4放电；第三基准电流源I3和校正电流1_流过电阻R2, 在电阻&的上、下端分别产生电压Va和电压\，电压Va接入第一比较器COMPl的正相输入端，电压Vb接入第二比较器C0MP2的正相输入端；电容C4的上极板接入第一比较器COMPl 和第二比较器C0MP2的反相输入端；第一比较器COMPl与第二比较器C0MP2的输出相接，输出电位信号A，该电位信号A的高电位与低电位分别控制第二开关&和第四开关、的导通与关断；电位信号A的反相信号XA的高电位与低电位分别控制第一开关S1和第三开关& 的导通与关断；第一开关S1跨接于第一基准电流源I1与电容C4之间，控制电容C4充电；第二开关&跨接于第二基准电流源I2与电容C4之间，控制电容C4放电；第三开关&与第四开关、分别作为第一比较器COMPl与第二比较器C0MP2的使能开关。本发明与现有技术相比具有如下优点1、本发明采用采样控制及电流-电压转化器，将不连续的采样电流Ic通过共源共栅电流镜采样，并以按时序为电容充放电的方法转化为连续并相对稳定的电压信号VeM9，在节约功耗的基础上使反馈控制电流的采样稳定精确。2、本发明采用电压稳定/隔离器，在采样控制及电流-电压转化器输出较稳定的电压信号\M9的基础上，通过电压跟随电路再对其进行稳定和隔离，最大限度屏蔽前级干扰。3、本发明采用电压-电流变换器，利用跨导放大器及三级电流镜结构为振荡器注入电流，这种结构相对简单，响应速度较快。4、本发明采用平衡点控制电路对输出电流I。。m进行微调，保证在初级励磁电感值正常时不对振荡器频率进行补偿，提升了电源系统的输出精度。下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
图1为现有反激式开关电源电路图；图2为本发明的原理框图；图3为本发明校正电流产生电路的电路原理图；图4为本发明中振荡器的原理图。图5为采样控制及电流-电压转化电路的控制信号时序图。
具体实施例方式以下参照附图对本发明作进一步详细描述。参考图2，本发明主要模块包括钳位器1，采样电路及电流-电压转化器2，电压稳定/隔离器3，电压-电流转化器4，振荡器5和平衡点控制器6。其中电流采样及电流-电压转化器2、电压稳定/隔离器3、电压-电流转化器4和振荡器5依次按顺序级联，钳位器 1与电流采样及电流-电压转化器2的输入端相接，平衡点控制器与电压-电流转化器4的输出端相接。在功率MOSFET管导通的时间里，钳位器1使控制端C电位为零，并将流出控制端C的电流通过电流镜镜像为采样电流I。，输入到采样电路和电流/电压转化器2中；采样电路和电流/电压转化器2对不连续的采样电流Ic进行连续化处理，并利用时需控制电容充放电的方法进行I-V转换，输出较稳定的电压信号VeM9 ；此电压信号Vffl9输入到电压稳定 /隔离器3中；电压稳定/隔离器3利用电压跟随电路进行进一步稳压和隔离，产生稳压信号Vbq2 ；此稳压信号Vbq2输入到电压-电流转化器4中，经过一级跨导放大器和三级电流镜进行V-I转换，输出一个相对稳定，并且跟随采样电流Ic变化趋势而变化的校正电流I。。m ； 校正电流I。。m注入振荡器5改变振荡器中比较器的阈值电压，以改变震荡器电容的充放电时间从而改变振荡器的频率；平衡点控制器6连接于电压-电流转化器的输出端，用于微调校正电流I。。m，控制初级励磁电感值正常状态下注入振荡器的校正电流I。。m为零。参考图3，本发明校正电流产生电路中的钳位器1、采样控制及电流-电压转化器 2、电压稳定/隔离器3、电压-电流转化器4和平衡点控制器6的具体结构如下所述钳位电路1，主要由PMOS管M1、M13和匪OS管M11、M12组成；PMOS管M1的源极接电源V。。，栅极接外部电压偏置信号V3,漏极接NMOS管M12的漏极，为NMOS管M12提供偏置电流；PMOS管M13的源极接电源V。。，漏极与栅极相连并连接NMOS管M11的漏极，为NMOS管 M11提供偏置电流；NMOS管M11以栅漏相连的二极管形式，正向跨接在NMOS管M12栅极和零电位之间；NMOS管M12的源极接反馈控制端C;在开关管导通期间，对反馈控制端电压V。进行钳位，其计算公式如下
_] Vc = Vgsmu-Vgsm12 = 0式中Vesmi为NMOS管M11的栅源压降，Vesm2为NMOS管M12的栅源压降；在对反馈端控制电压\进行钳位的同时，PMOS管M1将采样电流Ic镜像至采样控制及电流-电压转化器2中。所述采样控制及电流-电压转化器2，主要由PMOS管M1, M2, M5, M6 ；匪OS管M7、M8 和电容CpCyC3组成；PMOS管M2的源极和漏极跨接于PMOS管M1和M5的栅极之间，电容C3 跨接于？1 3管礼的栅极和电源VCC之间，共同组成电流采样电路； 1 3管礼的源极和漏极跨接于M5的漏极和电容C1的上极板之间，NMOS管M7与电容C1并联，NMOS管M8的源极与电容C2的上极板连接，并连同电容C2整体与电容C1并联，共同组成I-V转换电路；PMOS管 M2, M6和NMOS管M7、M8的栅极分别接外部时序信号a、b、c、d。外部时序信号a、b、C、d的时序控制原理框图如图5所示，主要由反相器，第一上升沿检测模块，第二上升沿检测模块，第一延时模块，第二延时模块组成。功率MOSFET管控制信号DRV经过反相器后输出时序信号b ；时序信号b经过第一上升沿检测模块后输出时序信号d，时序信号d为时序信号b上升沿之后出现的高电平脉冲；时序信号d经过第一延时模块后输出时序信号c，时序信号c是时序信号d的延迟信号；功率MOSFET管控制信号 DRV经过第二上升沿检测模块后再经过第二延时模块输出时序信号a，时序信号a为功率 MOSFET驱动信号DRV出现上升沿后经延迟产生的低电平窄脉冲。电流采样及电流-电压转化器2的时序控制工作方式如下当功率MOSFET管驱动信号DRV出现上升沿2. 5 μ s后，时序信号a端输出一低电平窄脉冲将PMOS管M2导通，使 PMOS管M5和M1构成共源共栅电流镜结构，流过钳位器1中PMOS管M1的采样电流Ic镜像至M5,电容C3在PMOS管M2闭合后保持PMOS管M5的栅压不变，以维持采样电流Ic的镜像不变；时序信号b为功率MOSFET管驱动信号DRV的反相信号，其在功率MOSFET管导通时为低电平，将PMOS管M6导通，使采样电流Ic的镜像电流注入电容C1中。则电容C1上极板电压 Vci可表示为
权利要求
1.一种应用于反激式开关电源中的初级电感校正电路，其特征在于包括钳位器(1)，用于将控制端C电位钳至零，并在开关导通时间里，使采样电流IC信号被检测到采样控制及电流-电压转化器O)中；采样控制及电流-电压转化器 )，主要由PM0S管M2、M3、M5、M6，匪0S管M7、M8，电容C1、 C2X3组成，PMOS管M3与PMOS管M5形成共源共栅电流镜结构，用于将不连续的采样电流Ie 镜像至PMOS管M5所在支路，并通过C3保持采样电流Ic的镜像电流大小不变；采样电流Ic 的镜像电流在固定时间内为电容C1和C2充电，从而将不连续的采样电流Ie转换为电容C1 和C2上极板连续并相对稳定的电压信号VeM9，输出到电压稳定/隔离器(3)中；电压稳定/隔离器(3)，用于将采样控制及电流-电压转化器O)的输出电压信号V· 利用电压跟随电路进行稳压和隔离，产生稳压信号Vbq2输出到电压-电流转化电器(4)中；电压-电流转化器，利用跨导放大器及三级电流镜将稳压信号Vbq2转换为校正电流 1_并输出到振荡器(5)中，控制振荡器的频率；振荡器(5)，用于根据校正电流1。 调节频率，补偿电感偏差造成的输出功率偏差，完成电感校正；平衡点控制器(6)，连接在振荡器(5)的输入端，用于微调校正电流1_，控制正常状态下注入振荡器的电流为零。
2.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的钳位器(1)，包括: PMOS管M1J13，NMOS管Mn、M12，该PMOS管M13的栅极接电压信号V3,从漏极输出额定偏置电流，NMOS管M12的漏极电流即为检测到的采样电流Ie，NM0S管M11和NMOS管M12共同构成钳位电路，用Ve表示C端电位，用VesmPVesm2分别表示M11和M12的栅极和源极之间的电压，则在开关管MOSFET导通期间，有\ = Vgsmii-Vgsm12 = 0使控制端C电位为零，实现对C端电压的钳位，PMOS管M1和PMOS管M5构成共源共栅电流镜，用于将采样电流Ic按比例镜像到电流-电压转化器O)中。
3.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的采样控制及电流-电压转化器O)中的PMOS管Mp PMOS管M2、PMOS管M5和电容C3组成电流采样电路， PMOS管M2的源极与PMOS管M5的栅极相连接，PMOS管M2的漏极与PMOS管M1的栅极相连接，PMOS管M2的栅极接时序信号a，当功率开关管MOSFET由闭合到导通2. 5 μ s后，时序信号a输出一低电平窄脉冲使M2导通，使得PMOS管M1和M5构成共源共栅电流镜，使流过PMOS 管M1的采样电流Ic按比例镜像至PMOS管M5,电容C3的下极板与M2的漏极相连接，用于在 PMOS管M2关断后保持PMOS管M5的栅极电压不变，从而维持采样电流Ic的镜像电流不变。
4.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的采样控制及电流-电压转化器(2)中的PMOS管M6、匪OS管M7、匪OS管M8以及电容C1J2组成电流-电压转换电路，PMOS管M6的栅极接时序信号b，PMOS管M6的漏极接电容C1的上极板，在功率开关管MOSFET导通时b为低电平，控制PMOS管M6导通，使采样电流Ic的镜像电流注入电容 C1中，通过电容C1上极板电压Va变化表示采样电流Ic的变化，NMOS管M8跨接于PMOS管 M6的漏极与PMOS管M9的栅极之间，NMOS管M8的栅极接时序信号d，在导通时间结束时，功率开关管MOSFET由导通变为关断，此刻时序信号d输出高电平脉冲，控制NMOS管M8导通， 使电容C1上极板电压Va传递至PMOS管M9的栅极，电容C2的上极板与M9的栅极相连接，用于保持转换电压信号VeM9不变，完成I-V转换，并将转换电压信号VeM9输入到电压稳定/隔中；在时序信号d高电平脉冲结束后，时序信号c输出高电平脉冲，使跨接于PMOS 管M6漏极与零电位点之间的NMOS管M7导通，放掉电容C1内储存的电荷。
5.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的电压稳定/隔离器(3)，主要由PMOS管M9、M1(1，三极管A组成；三极管A的发射极与PMOS管M9的源极相连接， 三极管A的集电极与基极连接，再与PMOS管Mltl的源极相连接，三极管％的基极与Mltl的栅极相连接，则PMOS管M9、M1(i和三极管％共同构成电压跟随电路，则使三极管％的基极电压 Vbq2跟随PMOS管M9的栅极Vffl9电压的变化而稳定变化，该电压跟随电路输出电压信号Vbq2 到电压-电流转化电路⑷中。
6.根据权利要求书5所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的电压-电流转化器(4)，主要由PMOS 管 M14、M15, M18, M19, M20, M21，匪OS 管 M16、M17,三极管 Gl2、三极管 Gl3 和电阻 R1 组成；该三极管％的发射极与电阻R1相连接，构成跨导运算放大器，将三极管％的基极电压 Vbq2 转化为 ％ 的集电极电流 Icq2 ；该 PMOS 管 M14、M15、M18、M19、M2Q、M21 以及 NMOS 管 M16、M17， 组成三级电流镜，即PMOS管M14、M15组成第一级共源共栅电流镜，NMOS管M16、M17组成第二级共源共栅电流镜为，PMOS管M18 M21组成第三级共源共栅电流镜，三极管( 的集电极和基极与PMOS管M14的漏极相连接，用于提高M16漏极电位从而避免沟道调制效应；所述三级电流镜将电流Icq2镜像至PMOS管M21的漏极产生输出电流信号I。。m到振荡器电路(5)中。
7.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的平衡点控制器(6)， 主要由PMOS管M22、M25，NMOS管M23J24组成；PMOS管M22的栅极与电压信号V1相接，产生偏置电流作为第一电流源Ia，NMOS管M23的栅极与电压信号V2相接，产生偏置电流作为第二电流源Ib ；NMOS管M24栅极与漏极均与基准电压\相接形成二极管结构，其正向接入第一电流源Ia所在支路中；PMOS管M25的栅极与NMOS管M24的源级相接，PMOS管M25的源级与电压-电流转化器(4)的输出级I-相接，并将电压-电流转化器(4)输出电流I。。m的一部分通过PMOS管M25的漏极引入零电位。
8.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在所述的振荡器(5)，主要由电容C4、电阻&、第一比较器C0MP1、第二比较器C0MP2、第一基准电流源I1、第二基准电流源 I2、第三基准电流源I3、第一开关S1、第二开关&、第三开关&和第四开关、组成；第一基准电流源I1由电源Vrc拉取电流，为电容C4充电；第二基准电流源I2向零电位注入电流，为电容C4放电；第三基准电流源I3和校正电流I。。m流过电阻&，在电阻&的上、下端分别产生电压Va和电压\，电压Va接入第一比较器COMPl的正相输入端，电压Vb接入第二比较器 C0MP2的正相输入端；电容C4的上极板接入第一比较器COMPl和第二比较器C0MP2的反相输入端；第一比较器COMPl与第二比较器C0MP2的输出相接，输出电位信号A，该电位信号 A的高电位与低电位分别控制第二开关&和第四开关、的导通与关断；电位信号A的反相信号XA的高电位与低电位分别控制第一开关S1和第三开关&的导通与关断；第一开关S1 跨接于第一基准电流源I1与电容C4之间，控制电容C4充电；第二开关&跨接于第二基准电流源I2与电容C4之间，控制电容C4放电；第三开关&与第四开关、分别作为第一比较器COMPl与第二比较器C0MP2的使能开关。
全文摘要
本发明公开了一种应用反激式开关电源中的初级电感校正电路，主要解决现有变压器初级励磁电感产生偏差影响输出功率的问题。它包括钳位器、采样控制及电流-电压转化器、电压稳定/隔离器、电压-电流转化器、平衡点控制器和振荡器。在反激式开关电源的功率管导通时间内，采样控制及电流-电压器对流出控制端的电流进行采样，并将不连续的采样电流经过I-V转换、稳压/隔离和V-I转换后，输出补偿电流；钳位器将控制端电压钳位至零，在初级励磁电感值正常时，平衡点控制器使补偿电流为零；补偿电流注入振荡器电路中改变振荡器的频率，进而改变开关频率，校正电感容差引起的输出功率变化。本发明结构简单，功耗小，补偿电流稳定精确。
文档编号H02M3/07GK102255502SQ20111019918
公开日2011年11月23日 申请日期2011年7月16日 优先权日2011年7月16日
发明者何惠森, 史凌峰, 叶强, 才智, 来新泉 申请人:西安电子科技大学