专利名称：一种五电平逆变电路的电容均压控制方法
技术领域：
本发明涉及一种五电平逆变电路的电容均压控制方法，更具体的说，尤其涉及一种采用重叠载波和在调制波中加入零序分量的五电平逆变电路的电容均压控制方法。
背景技术：
随着工业快速发展，高电压等级的产品需求越来越多，箝位式多电平电路应用越来越广泛，但这些电路拓扑在应用中存在电容电压的不均压问题，这一缺点限制了它在实际中的应用。例如专利号为201110037930.0、申请日为2011.01.28的中国发明专利申请文件中公开了“一种五电平电路拓扑结构”，文件中还具体的公开了由五电平电路拓扑结构所组成的三相逆变电路的原理图(该文件中说明书附图的图3)，但并没有给出具体的控制方式。如本申请文件的说明书附图3所示，给出了现有的五电平PWM调制方式中的载波的波形图，其为四路同频同幅的四路三角波，且两两不同的载波之间没有数值的重叠；采用这种形式的载波控制的存在较大的缺点，电容电压会出现不均压，其具体的应用在专利号为 201110079882. 1、申请日为2011. 03. 31、发明名称为“一种全数字化五电平逆变器SPWM控制方法”的专利文件中得到了较为充分的公开，由该文件的说明书附图3以及具体实施方式
的相应部分的描述可知，四路载波信号与调制信号相比后输入到相应的控制端，实现不同电平的输出。发明内容
本发明为了克服上述技术问题的缺点，提供了一种采用重叠载波和在调制波中加入零序分量的五电平逆变电路的电容均压控制方法。
本发明的五电平逆变电路的电容均压控制方法，所述五电平逆变电路包括相互串联用于与直流电源相连接的四个等值电容(Cl、C2、C3、C4)以及由三个单桥臂逆变电路(1)组成的三相逆变电路，所述单桥臂逆变电路包括依次正向串联的八个功率开关器件(VI、V2、V3、V4、V6、V7、V8、V9)，相串联的八个功率开关器件的两端分别接于电容电路的两端；其特征在于，所述控制方法包括以下步骤(1).生成四路具有重叠的载波；生成频率均相等的两路零上载波(a、b)和两路零下载波(c、d)，四路载波的频率大于调制波，四路载波(a、b、c、d)为轴对称波形且在同一时刻达到峰值，四路载波(a、b、c、d)的半个周期内的波形由至少三段组成，相邻两段波形之间为跳变；载波b的最大值大于载波a的最小值，载波d的最大值大于载波c的最小值；(2).生成零序分量；生成频率为调制波3倍的方波信号，作为零序分量；调制波为相差依次为120°的三相正弦波；(3). 向调制波中加入零序分量；在调制波过零点加入零序方波信号；(4).生成控制信号；将加入零序分量后的调制波与载波相比较生成控制信号，调制波大于载波a时的信号用 ^表示，调制波小于载波a时用！表示，2与2互为相反的高低电平信号；调制波大于载波 b时的信号用B表示，调制波小于载波b时用5表示，5与5互为相反的高低电平信号；调制波大于载波c时的信号用C表示，调制波小于载波c时用石表示，C 1JC互为相反的高低电平信号；调制波大于载波d时的信号用Γ表亍，调制波小于载波d时用5表示，D与5 互为相反的高低电平信号；(5).控制信号输入；将2与3信号分别输入到功率开关器件 Vl和V5的控制端；将B输入到功率开关器件V2的控制端，B信号输入到功率开关器件V6 和V7的控制端；将(输入到功率开关器件V3和V4的控制端，C信号输入到功率开关器件 V8的控制端；将信号￡)与5分别接到功率开关器件VlO和V9的控制端；进而产生五电平信号。
所述的步骤(1)中生成的四路载波具有取值范围重叠，增加了调制波位于载波a 和d外侧的时间段，这就相当于延长了高低电平的输出时间，有效地使得逆变器可以从母线中吸收能量的范围扩展了。步骤(2)和步骤(3)所述的零序分量的生成和加入，有效地实现了容电压均压问题，达到了母线电容的平衡。步骤(4)中通过调制信号与载波信号在同一时刻数值的比较，来产生控制信号；步骤(5)为把产生的控制输入到相应功率开关器件的控制端，以便实现对相应开关器件的控制，进而产生五电平交流输出信号。
本发明的五电平逆变电路的电容均压控制方法，步骤(1)中所述的四路载波(a、 b、c、d)半个周期内的波形均由四段组成；相应的半个周期内载波a的上升跳变幅值比例为 90 100 80 100 80 :100 150，载波 b 的上升跳变幅值比例为 100 90 :100 80 :100 80 100，载波c的上升跳变幅值比例为100 80 100 80 :100 90 100，载波d的上升跳变幅值比例为150 100 80 100 80 :100 :90。这种情况下载波a与载波b以及载波c与载波d重叠的区域比例为550，重叠区域较大，有效地增加了五电平逆变电路所能输出的能量范围。
本发明的五电平逆变电路的电容均压控制方法，所述步骤(2)中零序分量的幅值与四个等值电容((1、02工3、(4)电压的均值成正比。
本发明的有益效果是本发明的五电平逆变电路的电容均压控制方法，通过将载波设置为分成多段的信号，并将零上的两路载波和零下的两路载波设置重叠区域，有效地扩展了由其控制的五电平逆变电路的能量输出范围；通过在调制信号波中加入频率为调制波频率三倍的零序分量，有效地实现了母线之间电容电压的均衡。
图1为第一种五电平逆变电路的原理示意图； 图2为第二种五电平逆变电路的原理示意图；图3为现有五电平PWM调制方式中三角载波的波形图； 图4为本发明中所采用的四路具有重叠的载波的波形图； 图5为本发明中向三相正弦信号中加入零序分量的原理图。
图中1单桥臂逆变电路。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
如图1所示，给出了本发明中五电平逆变电路的原理图，其包括四个起稳压作用的等值电容(Cl、C2、C3、C4)以及三个单桥臂逆变电路1，所示的每个单桥臂逆变电路均包括依次正向串联的八个功率开关器件(Vl、V2、V3、V4、V6、V7、V8、V9 )、四个依次正向串联的二极管(Dl、D2、D3、D4)以及两个起箝位作用的功率开关器件(V5、V10)；所示的四个电容 (C1、C2、C3、C4)依次串联后接到直流电源的正负极上。八个功率开关器件依次正向串联后的集电极接到直流电源的正极上，发射极一端接到电源的负极上；四个二极管(Dl、D2、D3、 D4)依次正向串联后，负极接到功率开关器件V2与V3之间的连线上，正极接到功率开关器件V8与V9之间的连线上；二极管D2与D3之间连线上的点与电容C2与C3之间连线上的点相连接，这样就可保证二极管D2与D3之间连线上为零电位状态。功率开关器件V5的发射极与电容Cl与C2之间的连线相连接，集电极与功率开关器件Vl与V2之间的连线相连接；功率开关器件VlO的发射极与电容C3与C4之间的连线相连接，集电极与功率开关器件 V8与V9之间的连线相连接。图1中给出了 A、B、C三相逆变电路的示意图，将以上所述的器件标号的字母与数字之间加上A、B或C，即为相应电路器件和连接关系的描述。
所示的功率开关器件(VI、V2、V3、V4、V5、V6、V7、V8、V9、V10)均可通过控制信号对基极的控制，来控制其导通和截止；功率开关器件的发射极与集电极之间并联有反向二极管，使其具有发击穿功能，以实现对功率开关器件的保护；其可采用绝缘栅双极型晶体管 IGBT或集成门极换流晶闸管IGCT。四个二极管(D1、D2、D3、D4)选取为快恢复二极管。
如图3所示，给出了现有五电平PWM调制方式中三角载波的波形图，所示的四路三角载波没有相互重叠的部分，利用其与调制波进行比较后产生控制信号并对相应的可控功率器件进行控制。但由这种三角载波所产生的控制信号的缺点是其所控制的逆变器的能量输出范围十分有限。
如图4和图5所示，分别给出了四路具有重叠的载波的波形图和三相正弦信号中加入零序分量的原理图，下面结合图1、图4、图5对本发明的五电平逆变电路的电容均压控制方法进行具体说明，其包括以下步骤(1).生成四路具有重叠的载波；生成频率均相等的两路零上载波(a、b)和两路零下载波(c、d)，四路载波的频率大于调制波，四路载波(a、b、c、d)为轴对称波形且在同一时刻达到峰值，四路载波(a、b、c、d)的半个周期内的波形由至少三段组成，相邻两段波形之间为跳变；载波b的最大值大于载波a的最小值，载波d的最大值大于载波c的最小值；如图4所示给出了一种具体的四路具有重叠的载波的波形图，所示的每路载波的半个周期内由四段波形组成，相应的半个周期内载波a的上升跳变幅值比例为90 100 80 :100 80 :100 :150，载波b的上升跳变幅值比例为100 90 100 80 :100 80 100，载波c的上升跳变幅值比例为 100 80 100 80 100 90 100，载波 d 的上升跳变幅值比例为 150 :100 80 :100 80 :100 90 ；载波采用这种分段的形式，不仅保证了所生成的控制信号的对逆变电路控制的稳定性， 而且还有效地扩展了三相逆变电路能量的输出范围，使其可进行较大功率的输出，有利于对功率较大的负载进行控制；(2).生成零序分量；生成频率为调制波3倍的方波信号，作为零序分量；调制波为相差依次为120°的三相正弦波；零序分量的幅值与四个等值电容((1丄2、03、(4)电压的均值成正比；(3).向调制波中加入零序分量；在调制波过零点加入零序方波信号；(4).生成控制信号；将加入零序分量后的调制波与载波相比较生成控制信号，调制波大于载波a时的信号用J表示，调制波小于载波a时用3表示，2与3互为相反的高低电平信号；调制波大于载波b时的信号用β表示，调制波小于载波b时用5表示，5与5互为相反的高低电平信号；调制波大于载波c时的信号用表亍，调制波小于载波c时用C表示，C与己互为相反的高低电平信号；调制波大于载波d时的信号用Γ表示，调制波小于载波d时用5表示，￡}与5互为相反的高低电平信号；(5).控制信号输入；如图1或图2所示，将j与3信号分别输入到功率开关器件Vl和 V5的控制端；将5输入到功率开关器件V2的控制端，B信号输入到功率开关器件V6和V7 的控制端；将C输入到功率开关器件V3和V4的控制端，己信号输入到功率开关器件V8的控制端；将信号￡5与5分别接到功率开关器件VlO和V9的控制端；进而产生五电平信号； 步骤(4)和步骤(5)所描述的为一相调制波与载波信号生成的控制信号，并输入到一个单桥臂逆变电路上的连接关系；三相调制波与载波进行比较运算后产生的控制信号， 对于图1所示的五电平逆变电路来说，依照步骤(4)和(5)所述的控制方式分别对VAl VA10、VB1 VBlO以及VCl VClO进行控制。对于图2所示的五电平逆变电路来说，产生的相应信号分别对Vl V8、Vl V8以及Vl V8进行控制。
如图5所示的本发明中向三相正弦信号中加入零序分量的原理图，可知逆变器可以从母线中吸收能量的范围得到了扩展。
权利要求
1.一种五电平逆变电路的电容均压控制方法，所述五电平逆变电路包括相互串联用于与直流电源相连接的四个等值电容(Cl、C2、C3、C4)以及由三个单桥臂逆变电路(1)组成的三相逆变电路，所述单桥臂逆变电路包括依次正向串联的八个功率开关器件(V1、V2、V3、 V4、V6、V7、V8、V9)，相串联的八个功率开关器件的两端分别接于电容电路的两端；所述控制方法包括以下步骤(1).生成四路具有重叠的载波；生成频率均相等的两路零上载波(a、b)和两路零下载波(c、d)，四路载波的频率大于调制波，四路载波(a、b、c、d)为轴对称波形且在同一时刻达到峰值，四路载波(a、b、c、d)的半个周期内的波形由至少三段组成，相邻两段波形之间为跳变；载波b的最大值大于载波a的最小值，载波d的最大值大于载波c的最小值；(2).生成零序分量；生成频率为调制波3倍的方波信号，作为零序分量；调制波为相差依次为120°的三相正弦波；(3).向调制波中加入零序分量；在调制波过零点加入零序方波信号；(4).生成控制信号；将加入零序分量后的调制波与载波相比较生成控制信号，调制波大于载波a时的信号用2表示，调制波小于载波a时用2表示，j与3互为相反的高低电平信号；调制波大于载波b时的信号用表示，调制波小于载波b时用5表示，B与5互为相反的高低电平信号；调制波大于载波c时的信号用表示，调制波小于载波c时用己表示，σ与己互为相反的高低电平信号；调制波大于载波d时的信号用D表示，调制波小于载波d时用5表示，D与5互为相反的高低电平信号；(5).控制信号输入；将3与5信号分别输入到功率开关器件Vl和V5的控制端；将5 输入到功率开关器件V2的控制端，B信号输入到功率开关器件V6和V7的控制端；将C输入到功率开关器件V3和V4的控制端，己信号输入到功率开关器件V8的控制端；将信号13与D分别接到功率开关器件VlO和V9的控制端；进而产生五电平信号。
2.根据权利要求1所述的五电平逆变电路的电容均压控制方法，其特征在于步骤(1) 中所述的四路载波(a、b、c、d)半个周期内的波形均由四段组成；相应的半个周期内载波a 的上升跳变幅值比例为90 100 80 100 80 :100 150，载波b的上升跳变幅值比例为100 90 100 80 100 80 100，载波 c 的上升跳变幅值比例为 100 80 :100 80 :100 90 :100，载波d的上升跳变幅值比例为150 100 80 100 80 :100 :90。
3.根据权利要求1或2所述的五电平逆变电路的电容均压控制方法，其特征在于所述步骤(2)中零序分量的幅值与四个等值电容((1丄2丄3、(4)电压的均值成正比。
全文摘要
本发明的五电平逆变电路的电容均压控制方法，五电平逆变电路包括四个等值电容和由三个单桥臂逆变电路组成的三相逆变电路，其特征在于，控制方法包括(1).生成四路具有重叠的载波；(2).生成零序分量；生成频率为调制波3倍的方波信号；(3).向调制波中加入零序分量；(4).生成控制信号；(5).控制信号输入；进而产生五电平信号。本发明的电容均压和能量扩展控制方法，通过将载波设置为分成多段的信号，并将零上的两路载波和零下的两路载波设置重叠区域，有效地扩展了由其控制的五电平逆变电路的能量输出范围；通过在调制信号波中加入频率为调制波频率三倍的零序分量，有效地实现了母线之间电容电压的均衡。
文档编号H02M7/5395GK102510230SQ20111035004
公开日2012年6月20日 申请日期2011年11月8日 优先权日2011年11月8日
发明者方汉学, 李瑞来 申请人:山东新风光电子科技发展有限公司