切换模式电力供应器中的效率最优化、经校准无传感器的电力/能量转换的制作方法与工艺

切换模式电力供应器中的效率最优化、经校准无传感器的电力/能量转换相关专利申请案本申请案主张2010年11月30日申请的标题为“切换模式电力供应器中的效率最优化、经校准无传感器的电力/能量转换(Efficiency-Optimizing，CalibratedSensorlessPower/EnergyConversioninaSwitch-ModePowerSupply)”的为特里·克利夫兰(TerryCleveland)、克利福德·埃利森三世(CliffordEllisonIII)、斯科特·迪尔伯恩(ScottDearborn)及基思·帕祖尔(KeithPazul)共同拥有的美国临时专利申请案第61/418,183号的优先权；以及关于2011年________申请的标题为“切换模式电力供应器中的无损电感器电流感测(LosslessInductorCurrentSensinginaSwitch-ModePowerSupply)”的为斯科特·迪尔伯恩(ScottDearborn)共同拥有的美国专利申请案第_________号；2011年________申请的标题为“具有串行通信接口的切换模式电力供应器中的用户可配置、效率最优化、经校准无传感器的电力/能量转换(User-Configurable，Efficiency-Optimizing，CalibratedSensorlessPower/EnergyConversioninaSwitch-ModePowerSupplyWithSerialCommunicationsInterface)”的为特里·克利夫兰(TerryCleveland)、克利福德·埃利森三世(CliffordEllisonIII)、斯科特·迪尔伯恩(ScottDearborn)及基思·帕祖尔(KeithPazul)共同拥有的美国专利申请案第_______号；及2011年_______申请的标题为“具有串行通信接口的切换模式电力供应器中的用户可配置、效率最优化的电力/能量转换(User-Configurable，Efficiency-Optimizing，Power/EnergyConversioninaSwitch-ModePowerSupplyWithSerialCommunicationsInterface)”的为特里·克利夫兰(TerryCleveland)、克利福德·埃利森三世(CliffordEllisonIII)、斯科特·迪尔伯恩(ScottDearborn)及基思·帕祖尔(KeithPazul)共同拥有的美国专利申请案第_________号；出于所有的目的，所述案全部以引用的方式并入本文中。技术领域本发明涉及切换模式电力供应器，且更特定而言涉及切换模式电力供应器(SMPS)中的效率最优化、经校准无传感器的电力/能量转换。

背景技术：
同步降压切换模式电力转换器为一种用于切换模式电力供应器(SMPS)应用的常用拓扑。所述SMPS拓扑由于其高效率、小尺寸及轻重量而获得较广泛的接受。然而，随着SMPS的尺寸减小，从其耗散/移除热变得更成问题。即使SMPS的典型效率可为90％，但由SMPS使用的能量中仍有10％会变为废热。此外，仅对于单一负载条件最优化SMPS的高效率。然而，在现实世界的应用中，电力利用负载可在宽范围中变化，且那些负载处的相关SMPS效率也在宽范围中变化。SMPS拓扑中的电流感测可具有挑战性且必须在设计中加以克服。了解或监测注入到负载中的电流可对电力转换器提供保护且可在其闭合环路控制期间改善动态性能。SMPS中的电感器用于在切换循环的一部分期间存储能量。SMPS电感器的电特性(例如，电感系数及磁饱和值)可广泛地变化。电感器特性的容差随温度及/或电压而变，因此SMPS系统必须“超规格设计”以能对最坏情况条件最优化SMPS系统效率。此外，对从一个SMPS到另一SMPS的电感器电流进行且在不同负载电流下进行精确测量变得成问题。具有精确校准与多相SMPS系统的电感器相关联的电感器电流感测电路的能力将改善动态性能且对多相SMPS系统的多个相位转换器消除热点。

技术实现要素：
因此，需要一种较高性能的电力/能量转换切换模式电力供应器(SMPS)，其对于大体上所有负载条件都能维持改善的效率。这可通过智能型脉宽调制(PWM)控制器而完成，所述控制器调节SMPS系统操作参数以通过将微控制器、PWM数字电路及模拟电路集成到单一集成电路中借此减少先前技术SMPS系统所需的外部连接、硅裸片面积及集成电路封装的数量而最优化效率、移除热点及隔离故障。借此容许较小的印刷电路板空间及较少的外部组件，从而以较低成本来制造且SMPS系统的可靠性得到改善。大体上所有负载条件都可获得的这些改善的效率可通过组合智能型控制与使用下文中更完整描述的具有经校准无传感器的反馈技术的脉宽调制(PWM)而获得。根据本发明的教示，智能型SMPS控制器可经编程以在SMPS的大体上所有负载条件下对所有操作参数(例如，切换频率、切换之间的延迟时间、驱动能力等)最优化SMPS效率。根据本发明的特定实例实施例，一种切换模式电力供应器(SMPS)包括：耦合到电压源的至少一个电力开关；耦合到所述至少一个电力开关的电力电感器；耦合到所述电力电感器的负载侧的滤波电容器，所述负载侧提供SMPS的经调节的电压输出；以及耦合到所述电压源、至少一个电力开关、电力电感器及SMPS的经调节的电压输出的SMPS控制器，其中所述SMPS控制器包括：耦合到所述至少一个电力开关的至少一个驱动器；具有耦合到所述至少一个驱动器且控制所述至少一个驱动器的输出的脉宽调制(PWM)产生器；具有存储器的数字处理器，所述数字处理器耦合到PWM产生器且在其操作期间将操作参数提供到PWM产生器；用于比较经调节的输出电压与参考电压的电压比较电路，其中所述电压比较电路产生表示经调节的输出电压与参考电压之间的差异的误差信号，且其中所述误差信号耦合到PWM产生器的误差输入；以及耦合到电力电感器的无传感器的可调谐互补滤波器，其中所述无传感器的可调谐互补滤波器测量流过电力电感器的电流且将表示流经电力电感器的电流的电压输出提供到数字处理器；其中所述数字处理器针对SMPS的所有操作条件通过将操作参数提供到SMPS控制器而最优化SMPS的操作。根据本发明的另一特定实例实施例，一种用于最优化切换模式电力供应器(SMPS)的操作的方法，所述方法包括以下步骤：提供耦合到电压源的至少一个电力开关；提供耦合到所述至少一个电力开关的电力电感器；提供耦合到所述电力电感器的负载侧的滤波电容器，所述负载侧提供来自SMPS的经调节的电压；以及提供SMPS控制器，其中所述SMPS控制器促进：将至少一个驱动器耦合到所述至少一个电力开关，以脉宽调制(PWM)产生器控制所述至少一个驱动器，以电压比较电路比较来自SMPS的经调节的电压与参考电压，以所述电压比较电路产生表示经调节的电压与参考电压之间的差异的电压误差信号，将电压误差信号耦合到PWM产生器，以耦合到电力电感器的无传感器的可调谐互补滤波器测量流过电力电感器的电流；以所述无传感器的可调谐互补滤波器提供表示流经电力电感器的电流的电流输出信号，提供具有存储器的数字处理器，其中电压误差信号及电流输出信号耦合到数字处理器的输入且数字处理器控制PWM产生器以基于电流输出信号及电压误差信号调节操作参数。附图说明通过参考结合以下附图进行的描述可获得对本发明的更为透彻的理解，其中：图1说明基本电压调节器系统的示意框图；图2说明图1中所展示的电压调节器系统的更为详细的示意框图；图3说明根据本发明的特定实例实施例实施为切换模式电力供应器(SMPS)的图2中所展示的电力电路的示意图；图4说明根据本发明的特定实例实施例的图2中所展示的控制电路的更为详细的示意框图；图5说明根据本发明的特定实例实施例用于无损测量SMPS的电感器电流的电路的示意图；图6说明根据本发明的另一特定实例实施例用于无损测量SMPS的电感器电流的电路的示意图；图7说明图5及6中所展示的电路的极点频率调节的图表；图8说明图5及6中所展示的电路的DC增益调节的图表；以及图9说明用于使用图5及6中所展示的可调谐互补滤波器的特定实例实施例控制SMPS系统的混合信号集成电路装置的示意框图。虽然本发明可具有多种修改及替换形式，但其特定实例实施例已展示在图式中且将在本文中予以详细描述。然而，应了解，本文中对特定实例实施例的描述并非意欲将本发明限制于本文所揭示的特定形式，恰恰相反，本发明意欲涵盖如所附权利要求书所界定的所有修改及等效物。具体实施方式现在参考图式，其示意说明特定实例实施例的细节。在图式中，相同元件将由相同数字代表，且相似元件将由具有不同的小写字母后缀的相同数字代表。在一般意义上，电力转换器可定义为在连续基础上将一种形式的能量转换成另一形式的装置。此种电力系统内在其执行其转换功能时的任何能量存储或损失通常与能量转化的过程相同。存在可提供具有不同程度的成本、可靠性、复杂性及效率的此种功能的许多类型的装置。用于电力转换的机构可采用许多基本形式，例如，实质上为机械处理、电处理或化学处理的那些形式。本文的焦点在于使用限定组的组件(其包含电感器、电容器、变压器、开关及电阻器)以电气方式执行及以动态方式执行能量转化的电力转换器。如何连接这些电路组件是由所需电力转化确定。电阻器引入非所需的电力损失。由于高效率通常为大多数应用中的最重要的需求，因此在主要电力控制路径中应避免出现电阻电路元件或将其数量降至最低。仅在少数情况中及出于非常特定原因，才将消耗电力的电阻引入到主要电力控制路径中。在辅助电路中(例如，整个系统中的定序、监测器及控制电子器件)，高值电阻器为常见的，因为其损失贡献通常不明显。参考图1，其描绘基本电压调节器系统的示意框图。一种电力系统102(例如，基本切换模式电力转换器)，其中将未受控制的电压(或电流，或电力)源的输入施加到电力系统102的输入，预期输出处的电压(或电流，或电力)将受到良好的控制。控制输出的基础在于将其与某种形式的参考比较，且输出与参考之间的任何偏差会成为误差。在反馈控制式系统中，负反馈用于将此误差减小到可接受值，系统需要尽可能接近于零的误差。通常期望快速地减小误差，但反馈控制的本质为系统响应与系统稳定性之间的折衷。反馈网络响应越快，不稳定性的风险变得越大。在此点上，应提及，有另一种控制的方法：前馈。通过前馈控制，控制信号可响应于输入变化或扰动而直接形成。由于不涉及输出感测，因此前馈的精确度比反馈的精确度低，然而，不存在因等待输出误差信号形成而导致的延迟，且前馈控制不会引起不稳定性。应明白，前馈控制通常不足以作为用于电压调节器的唯一控制方法，但其经常与反馈一起使用以改善调节器对动态输入变化的响应。参考图2，其描绘图1中所展示的电压调节器系统的更详细示意框图。电力系统102已分成两个块：电力电路206及控制电路208。电力电路206处理电力系统负载电流，且通常为大型、稳健的并且可经受较宽温度波动。其切换功能在定义上为大信号现象，在大多数稳定度分析中通常仅模拟为具有工作循环的双态开关。输出滤波器(未展示)也被视为电力电路206的一部分，但也可视为线性块。控制电路208通常将由增益块、误差放大器及脉宽调制器组成，用于界定电力开关的工作循环。根据本发明的教示，控制电路208经最优化以响应于电力系统102中的干扰同时维持所需输出电压VOUT。参考图3，其描绘根据本发明的特定实例实施例实施为切换模式电力供应器(SMPS)的图2中所展示的电力电路的示意图。SMPS的电力电路206可包括电源320(例如，电池)、电力电感器312、分别为高及低的开关316及318(例如，电力场效应晶体管)、用于使来自所需直流电(DC)输出的交流电(AC)脉动平滑的负载电容器310，及启动电压电容器314。电力电路206连接到如图4中所展示并且在下文中予以更完全描述的控制电路208且受控制电路208控制。参考图4，其描绘根据本发明的特定实例实施例的图2中所展示的控制电路的更详细示意框图。控制电路208连接到图3中所展示的电力电路206且包括：具有存储器的数字处理器462(例如，微控制器)；通过功能块464所表示的具有无作用带逻辑的高及低切换驱动器；偏压产生器、电流及电压参考电路466；欠电压及过电压检测器456；PWM产生器458；过电流检测器454；电压比较电路452，以及无传感器的电感器电流测量电路450。PWM产生器458可为用于供应PWM控制脉冲到高及低切换驱动器464的模拟或数字设计中的任一者。将功能块464的高及低切换驱动器耦合到高开关316及低开关318且控制何时接通及断开高开关316及低开关318。除了功能块464的无作用带逻辑防止高开关316及低开关318同时接通外，优选地，在断开高开关316及低开关318两者的情况下也有无作用带。PWM产生器458控制何时将电力电感器312耦合到电源320且控制由电源320对电力电感器312充电时间的长短。启动电压电容器314将电力供应到切换驱动器464的高侧部分，及偏压产生器、电流及电压参考电路466。偏压产生器、电流及电压参考电路466将准确的电流及电压参考值供应到电流及电压电路452、454及456。电压比较电路452测量输出电压且将其与来自电压参考电路466的参考电压VREF相比较。将来自电压比较电路452的误差信号(其表示所需电压值与实际输出电压值之间的差异)施加到PWM产生器458的误差输入，其中PWM产生器458调节其脉冲波形输出以最小化所述差异(闭合环路反馈，见图1)。针对非所要(例如，异常)状况(例如，电感器电流超过可容许的设计限制，输入电压高于或低于设计操作输入电压范围)，过电流检测器454监测到电力电感器312的电流，且欠电压及过电压检测器456监测到SMPS的输入电压。如在图5及6中所展示及在下文更完全描述，无传感器的电感器电流测量电路450无损地测量SMPS电力电感器电流。在一个特定实例实施例(图5)中，可通过利用包括运算跨导放大器(OTA)、可变电阻器及可变电容器的可调谐滤波器而将无传感器的电感器电流测量电路450实施为匹配互补滤波器。在另一特定实例实施例中，已添加配置为缓冲器的运算放大器及可变电阻器，其提供独立增益及极点位置调节(图6)。参考图5，其描绘根据本发明的特定实例实施例用于无损测量SMPS的电力电感器电流的电路的示意图。可调谐互补滤波器电感器电流测量电路包括运算跨导放大器(OTA)522、可变电阻器524及可变电容器526。OTA522被配置为电压可变积分器且用作一阶低通滤波器(见图7及8)。此积分器的转移函数为：VO/(VI1-VI2)＝gm/(s*CF)展示于图5中的OTA522电路具有可调节极点频率及可调节DC增益。通过电容器526(CF)及电阻器524(RF)调节极点频率；及通过电阻器524(RF)调节DC增益。图5中所展示的滤波器的转移函数表示如下：VO/(VI1-VI2)＝(gm*RF)/(s*RF*CF+1)如从转移函数所知，DC增益等于gm*RF；且极点频率等于1/(2π*RF*CF)Hz。不可独立调节极点频率及DC增益。参考图6，其描绘根据本发明的另一特定实例实施例用于无损测量SMPS的电力电感器电流的电路的示意图。可调谐互补滤波器电感器电流测量电路包括运算跨导放大器(OTA)522、可变电阻器624、配置为缓冲器的运算放大器628、可变电阻器630及可变电容器526。OTA522被配置为具有宽带宽的电压可变输入增益级。运算放大器628使输入增益级从单极低通滤波器去耦。可通过改变电阻器624(RF)及/或电容器526(CF)而调节极点频率，且随后可通过改变可变电阻器630(RG)而调节DC增益。图6中所展示的滤波器的转移函数表示如下：VO/(VI1-VI2)＝(gm*RG)/(s*RF*CF+1)如从转移函数所知，DC增益等于gm*RG；且极点频率等于1/(2π*RF*CF)Hz。可独立调节极点频率及DC增益。图5及6中所展示的可调谐互补滤波器可经调节(例如，调谐)以与L/RL零匹配，及增益经调节以放大所感测电流信号到所需电压电平。可调谐互补滤波器可经进一步内电路调节以显著减少组件容差效应。可调谐互补滤波器可经实时调节以适应于改变SMPS的操作条件。可调谐互补滤波器可用于精确测量流过电力电感器312的电流以在所有操作条件下用于SMPS的准确闭合环路控制，使得可透过PWM产生器458通过数字处理器462最大化SMPS效率。上文所描述的无传感器的电感器电流测量电路450也可用于监测流过电力电感器的过电流，因此取代消除的分离过电流检测器454。精确测量流过SMPS电力电感器312的电流而未浪费电力的图5及6中所展示的无损电流测量电路在所有操作条件下为高度精确的，且具有灵活性并且以低成本实施在混合信号集成电路208(图4)中。参考图7，其描绘图5及6中所展示的电路的极点频率调节的图表。参考图8，其描绘图5及6中所展示的电路的DC增益调节的图表。参考图9，其描绘用于使用图5及6中所展示的可调谐互补滤波器的特定实例实施例控制SMPS系统的混合信号集成电路装置的示意框图。混合信号集成电路装置902(例如，在具有外部电连接的集成电路封装中)包括SMPS控制器904、电力晶体管驱动器906(例如，图4的功能块464)、微控制器908(例如，数字处理器)及相关存储器910(可为微控制器908的一部分)、OTA622、运算放大器728、DC增益设定电阻器730、极点频率设定电阻器624及极点频率设定电容器626。SMPS控制器904可产生脉宽调制(PWM)、脉冲频率调制(PFM)、脉冲密度调制(PDM)等信号以控制将电力控制信号提供到SMPS的电力MOSFET开关316及318的电力晶体管驱动器906。SMPS控制器904监测电压调节后的输出电压VOUT及来自包括OTA622、运算放大器728、可变电阻器624及730及调谐电容器626的可调谐互补滤波器的经测量的电感器电流信号VO。连接OTA622、运算放大器728、可变电阻器624及730以及调谐电容器626且如上文更完全描述而操作。微控制器908可控制可变电阻器624及730，以及设定SMPS控制器904的参数(虚线表示控制信号)。可预期到且在本发明的范围内，微控制器908可执行与SMPS控制器904相同的功能且可代替SMPS控制器904。微控制器908具有模拟输入及模/数转换电路(未展示)。用于混合信号集成电路装置902的操作程序可存储在与微控制器908相关联的存储器910中。额外电容器626a可添加到混合信号集成电路装置902的外部且与内部电容器626并联。微控制器908可控制电容器626的电容值，且结合控制可变电阻器624及730。通过微控制器908控制电容器626及/或可变电阻器624及730容许实时地动态调谐可调谐互补滤波器的增益及/或极点频率以在SMPS的变动操作条件下得到最佳的电流测量。根据本发明的教示，可调谐互补滤波器实施方案也可应用于(但不限于)切换模式电力转换器(例如，SMPS)、无刷直流发动机等。虽然本发明的实施例已参考本发明的实例实施例而描绘、描述及界定，但是此类参考并不意味着对本发明的限制，且不应推断出此限制。所揭示的标的可在形式及功能上存在相当大的修改、替代及等效物，如所属领域的且理解了本发明的技术人员所将了解。本发明的所描绘及描述的实施例仅为实例，并非本发明的范围的详尽内容。