用于驱动开关晶体管的系统和方法

专利名称：用于驱动开关晶体管的系统和方法
技术领域：
本发明一般地涉及半导体器件和方法并且更具体地涉及一种驱动开关晶体管的系统和方法。
背景技术：
电源系统在从计算机到汽车的许多电子应用中无处不在。一般地，电源系统内的电压通过以下操作来产生通过对加载有电感器或变压器的开关进行操作来执行DC-DC、 DC-AC和/或AC-DC转换。在使用多个电源的系统中使用DC-DC转换器(诸如降压转换器)。 例如，在汽车系统中，标称上操作于5V电源电压的微控制器可以使用降压转换器来从12V 车用蓄电池产生本地5V电源。这种降压转换器可以通过使用与DC电源耦合的高侧开关晶体管对电感器进行驱动来操作。降压转换器的输出电压可以通过改变开关晶体管处于传导状态所在期间的时间的脉冲宽度来控制。在一些降压转换器实现方式中，开关晶体管是由开关驱动器集成电路驱动的分立开关晶体管，或者包括在包括开关驱动器和开关晶体管两者的集成电路上。由于通常将高侧驱动器参考至高电压，因此一些开关驱动器电路使用电平移位器和自举电容器以便利用足以接通或关断器件的电压电平来驱动开关晶体管的栅极。开关电源一般比其他电源技术(诸如线性电压调节器)更高效，但是它们仍易于出现某些低效情况(inefficiency)。这些低效情况可能因由开关晶体管中的开关功率损耗、 在驱动开关晶体管时引发的驱动损耗、以及传导损耗所消耗的过量功率引起。

发明内容
在一个实施例中，一种驱动开关晶体管的方法包括通过在第一持续时间内以第一充电率(charging rate)对所述开关晶体管的控制节点进行充电,激活所述开关晶体管。 在以所述第一充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电之后，以第二充电率对所述开关晶体管的控制节点进一步充电，直到所述开关晶体管的控制节点达到目标信号电平为止，其中所述第二充电率小于所述第一充电率。前面相当宽泛地概述了本发明的实施例的特征，以使得可以更好地理解本发明的以下详细描述。在下文中将描述本发明的实施例的附加特征和优势，其形成本发明的权利要求的主题。本领域技术人员应当认识到，所公开的概念和具体实施例可以容易地用作用于修改或设计其他结构或过程以实现本发明的相同目的的基础。本领域技术人员还应当意识到，这种等效构造并不脱离所附权利要求中阐述的本发明的精神和范围。


为了更完整地理解本发明及其优势，现在参照结合附图进行的以下描述，在附图中
图Ia-Ib示意了实施例电源系统的框图；图2示意了实施例系统的效率曲线图3示意了示出MOS器件在接通期间的开关行为的波形图4示意了实施例驱动器电路；
图5不意了实施例驱动器电路的时序图6示意了实施例关断阶段；
图7a-7b示意了实施例驱动器电路；
图8示意了实施例脉冲生成块；
图9示意了实施例自举充电器电路；
图10示意了实施例自举充电器电路的波形图11示意了根据另外实施例的实施例驱动器电路；以及图12示意了在100%占空比条件下操作的实施例驱动器电路的波形图。
具体实施例方式下面详细讨论当前优选实施例的实现和使用。然而，应当认识到，本发明提供了可以体现在广泛的各种具体背景中的许多可适用的发明概念。所讨论的具体实施例仅示意了用于实现和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。将在具体背景(S卩，一种用于在开关式电源中驱动开关晶体管的系统和方法)中关于优选实施例来描述本发明。然而，本发明还可以适用于其他类型的电路(例如，如开关电路)和电动机控制器。在一个实施例中，通过在两个阶段中对开关晶体管的栅极进行充电来驱动开关晶体管。第一充电阶段是快速充电阶段，其中将开关晶体管的栅极充电至最终值的某百分比。 第二充电阶段是更慢且更准确的充电阶段，其中开关晶体管的栅-源电压逼近最终值。通过将充电划分为两个阶段，可以既快速又准确地对开关晶体管的栅极进行充电。第一阶段中的快速充电可以降低开关损耗，而第二阶段中的栅电压的准确设置可以通过以下操作来降低传导损耗将开关晶体管的栅-源电压设置为使得导通电阻保持为低并且开关晶体管正在安全区中操作。在一些实施例中，可以在第二阶段期间使用反馈回路。图Ia示意了被配置为降压转换器的实施例电源系统100，该实施例电源系统100 包括在节点SW处与二极管110和电感器108耦合的驱动器集成电路(IC) 102。驱动器集成电路102包括控制器104和开关106。在操作期间，控制器104利用脉冲宽度调制(PWM) 或脉冲频率调制(PFM)信号来驱动开关106，从而将蓄电池电压VBAT与节点SW耦合和去耦合。当开关106导通时，电流从端子VBAT流动经过电感器108以充电电容器112和/或将功率提供给负载114。当开关106关断时，电流经由二极管110继续流动经过电感器108。 在一个实施例中，输出节点OUT耦合至IC 102的反馈输入FB。控制器104根据在节点OUT 处检测到的电压来调整驱动开关106的PWM信号的脉冲宽度。通过调整PWM信号的脉冲宽度，将节点OUT处的电压调节至预定电压。在一些实施例中，控制器104通过调整PFM信号的频率和/或脉冲宽度来调节节点OUT处的电压。在一些实施例中，控制器104在正常操作期间生成PWM信号，并在负载114需要低电流时生成PFM信号。这种情形可能例如发生在以下实施例中其中负载114是微控制器或者其他类型的具有各种功率控制模式的控制器或系统。例如，在一些功率模式中，微控制器(或其他数字系统)可能在正常操作期间需要特定电流电平。然而在休眠模式中，微控制器可能需要非常小的休眠模式或待机电流，直到微控制器转变至正常模式中。在这些低电流模式期间，在一些实施例中，控制器104以比标称PWM信号更小的频率生成PFM信号以便节约功率。在一个示例实施例中，系统100利用在VBAT处约5V与约40V之间的电压进行操作，并在节点OUT处产生约4. 5V与5. 5V之间的输出以生成约OmA与约600mA之间的输出电流。在正常操作期间，PWM频率处于约1.5 MHz与约3. O MHz之间。在一个实施例中，系统100的效率在约IOOmA与约600mA之间的输出电流下大于约75%。在小输出负载(例如 100 μ A)下,系统100所使用的静态电流小于30μ Α。在备选实施例中，可以使用不同的输入和输出电压电平、输出电流、操作条件、效率和操作频率范围。图Ib示意了与图Ib中的电源系统100类似的实施例电源系统130，但将开关106 示作实现为PMOS器件132。在备选实施例中，还可以使用其他技术来实现开关106，其他技术包括但不限于JFET晶体管、NMOS晶体管或IGBT。在所示意的实施例中，通过将PMOS开关用于高侧驱动器，节点处的驱动信号PWM不需要超过VBAT处的电压以关断开关或维持100% 占空比。在使用增强模式NMOS器件的实施例中，使用比VBAT高的电源电压来接通NMOS器件以便将节点SW与节点VBAT处的电压电势耦合。此外，可能需要持续运行的电荷泵来维持高侧驱动器中的NMOS器件的栅极驱动以便产生100%占空比信号。应当认识到，将NMOS 器件用作低侧开关(未示出)的备选实施例，NMOS器件的驱动信号(S卩，PWM)不需要超过负电源电压。在一些实施例(例如，其中VBAT的电压超过IC 102的最大器件和击穿额定值的实施例)中，做出规定以保护PMOS器件132免受损坏和击穿。在一个实施例中，对横跨PMOS 器件的最大Vgs进行限制以便不使器件应力过度。在其中最小化开关损耗的一些实施例中，利用快速信号来驱动PMOS器件132的栅极以便最小化开关损耗。图2示意了在约12V的输入电压VBATJ^ 5V的输出电压、2. 2MHz的开关频率以及小于15ns的接通和关断时间的情况下进行操作的实施例系统的效率曲线图。这些开关时间与其中针对约IOOmA与约600mA之间的输出电流维持75%效率的实施例相对应。在备选实施例(例如，具有不同负载电流和不同效率需求的实施例)中，可以使用不同的开关时间。 曲线部分202表示针对其中控制器104输出PFM信号的情况关于输出电流的效率，而曲线部分204表示针对其中控制器104输出PWM信号的情况关于输出电流的效率。图3示意了示出MOS器件在接通期间的开关行为的波形图。曲线210表示MOS器件的栅-源电压Ves,曲线214表不MOS器件的漏-源电压Vds,而曲线216表不MOS器件的漏极电流ID。在时间段tl期间，MOS器件的栅极正在充电，但Ves保持低于MOS器件的阈值 VTH。因此，漏极电流Id是零或者保持在最小值。在时间段t2期间，当Ves超过阈值Vth时， 漏极电流Id开始增大。在时间段t3期间，当栅源电容被充电至Qes时，电压Vds减小，并且对栅-漏电容进行放电。时间段t3还被称作米勒平坦区(Miller Plateau)。一旦MOS晶体管已进入三极管区并且将栅-漏电容放电了电荷QeD，时间段t4就开始。阴影区218表示引发开关损耗的操作区，其出现在时间段t2和t3之间。这里，MOS 器件耗散约IdVds的开关功率损耗。就电源系统参数而言
Pswitch("^batIload)
(t2+t3) fswitch，其中Pswitoh是接通阶段期间的开关损耗，Vbat是电压转换器的输入电压(蓄电池电压)， IlMd是负载电流，t2+t3是引发开关损耗所在期间的时间段，而fswitdl是电源的开关频率。应当注意，还在关断阶段期间引发开关损耗Pswitah。此外，引发传导功率损耗，并且可以关于电源系统将传导功率损耗表达为
Pcond ^ I IoadRDSonD,
其中P_d是传导功率损耗，Rdsmi是MOS器件的导通电阻，而D是功率转换器的占空比。 系统所引发的其他功率损耗还包括驱动器损耗，其为因驱动MOS器件的栅电容所耗费的功率，其可以被表示为
P=pVVf
1 driver ^gate—tot v GS v bat1 switch，
其中Pdi_是驱动器损耗，而Cgat6 t(rt是MOS器件的总栅电容。从以上功率耗散方程式可见，开关损耗与开关时间成比例。因此，在一些实施例中，将开关时间保持为短以便将开关损耗保持为低。例如，开关晶体管的栅极处的上升和下降时间小于约15 ns。在备选实施例中，根据特定实施例及其说明，可以使用其他开关时间。 在一个实施例中，利用从低侧参考的电路执行栅极充电。在一些实施例中，使用低侧参考的电路避免了以下需要使用大自举电容(cap)来供给被参考至除地以外的电源(例如，与高侧MOS开关的源极耦合的电源)的高侧驱动器。在这种实施例中，在高侧中使用小的缓冲电容来供给不持久消耗DC电流的高侧逻辑。在一个实施例中，可以将内部缓冲电容器保持在约25pF的范围内。然而在备选实施例中，MOS栅极可以由移位电源驱动。在一个实施例中，将栅-源电压Vffi的最大值控制为尽可能高而不对耦合在MOS器件的栅极和源极之间的内部齐纳(Zener)保护二极管(未示出)施加应力。通过将Vffi保持为尽可能高，使Rdsmi更低，从而最小化传导功率损耗。然而，如果对内部齐纳保护二极管施加应力，则经过二极管的反向电流可以导致更高的功率耗散。在不使用齐纳保护二极管的一些实施例中，通过使用其他类型的保护电路(诸如箝位电路)或者通过使用其他装置，将 MOS器件的栅-源电压保持低于最大电压，以便避免对器件的破坏和退化。在使用5. 2V齐纳保护二极管的一个实施例中，将控制为在正常操作期间达到约5V的最终值。在备选实施例中，可以使用其他值。在一个实施例中，对MOS器件进行操作，以使得在关断状态期间在驱动器中不存在电流传导以便进一步降低功率耗散。在一个实施例中，为了快速且准确地对MOS器件的栅极进行充电，在两个阶段中对MOS器件的栅极进行充电。第一阶段是快速接通阶段，其使开关晶体管的Vffi快速达到其最大值的约70%-80% (恰在米勒平坦区之上)。第二阶段时更慢的接通阶段，其中将驱动信号的斜率降低至第一阶段值的约四分之一以更准确地逼近最终值。在一个实施例中，在第二阶段期间使用反馈回路来将开关晶体管的栅极更准确地充电至其最终值。图4示意了根据本发明的一个实施例的电路300。电路300包括电平移位器302、 自引(boot)充电器304、VGS控制器306、VGS充电器308、开关晶体管310、更大电流源312 和小电流源314。在一个实施例中，电平移位器302将开关信息从低侧域转移至高侧域，并且自举充电器304对缓冲电容器进行充电以向电平移位器302供给为实现低侧域与高侧域的逻辑转变所必需的功率。在一个实施例中，缓冲电容器(未示出)具有小电容，这是由于 CMOS数字门需要小电流。在一个实施例中，该小电容约为25pF，然而在备选实施例中，可以使用其他值。
电路300还包括Ves控制器306，监视开关晶体管310的栅-源电压的状态；以及 Vgs充电器308，根据从Ves控制器接收到的信息来发起和终止第一接通阶段。电流生成器 312和314在第一和第二接通阶段期间对开关晶体管310的栅极进行充电。在一个实施例中，电流源312和314两者均在第一接通阶段期间对开关晶体管310的栅极进行充电，以使开关晶体管310的Ves达到其最大值的约70%-80%。在第二阶段期间，大电流源312被禁用， 并且小电流源314将开关晶体管310的栅极充电至其最终值。在一个实施例中，小电流源 314的电流是组合电流源312和314的电流的约四分之一。在一个实施例中，电流源312和 314是使用DMOS晶体管来实现的。备选地，还可以使用其他晶体管类型，包括但不限于双极 NMOS0在备选实施例中，可以使用其他电流比以及其他电流源开关方案。例如，在一个实施例中，可以利用与在第二阶段期间使用的电流源不同的电流源来供给在第一阶段期间的电流。在另外实施例中，可以针对这两个阶段使用单个可变电流源。在另外实施例中，可以使用本领域中已知的用于供给和开关电流的其他方法。在一个实施例中，电平移位器302、自引充电器304、VGS控制器306、VGS充电器 308、开关晶体管310、开关316和318以及电流源312和314包括在单个集成电路上。在备选实施例中，可以将这些块分割在多个组件上。图5示意了示出图4的实施例的控制信号的操作的时序图。当PWM信号在时间350 处变高时，启用Ves充电器308，从而使信号Ctrl_small、Ctrl_big和PWM_HS在时间352处变为活动(active)。从时间350至时间352的延迟是由于电平移位器302中的延迟引起的。 信号PWM_HS激活Ves_充电器308以产生控制信号Ctrl_small和CTRL_big。信号PWM_HSB 是PWM_HS的反转版本，并在开关晶体管变为活动之前关断开关316以避免交叉传导。当开关晶体管310不活动时，开关316通过将开关晶体管310的棚极偏置为Vbat而将开关晶体管310保持为关断。信号Ctrl_small和Ctrl_big经由开关318和320来激活电流源312 和314。在备选实施例中，除了使用本领域中已知的方法来接通串联开关以外，可以使用其他技术来激活电流源318和320。在时间352处，开关晶体管310的栅极开始充电，并且Ves以第一斜率快速增大直到时间354。在时间354处,控制信号Ctrl_big被取消断言(de-assert)并关断与电流源312耦合的开关318，从而使Ves以更低的斜率增大。在时间356处，控制信号Ctrl_ small被取消断言从而关断与电流源314耦合的开关320，并且控制信号Vgs_Ctrl被断言 (assert)。在一个实施例中,对Vgs_ctrl的断言指示充电阶段完成。在一些实施例中,在时间354处开始，使用反馈回路来控制开关晶体管的栅极。在PWM信号变为取消断言之后， PWM_HS和Vgs_ctrl在时间358处变低，从而使开关316对Ves进行放电。图6示意了开关晶体管310的实施例关断电路。在一个实施例中，通过经由PMOS 器件374并利用NPN BJT器件370将开关晶体管310的栅极拉至Vbat来关断开关晶体管 310。通过使用与PMOS 374并联的NPN 370，可以快速地上拉开关晶体管310的栅极。耦合在节点Vbat与NPN 370的基极之间的电阻器372防止开关器件例如由于如下毛刺(glitch) 的虚假接通一般由于噪声，在蓄电池线上或在PMOS开关的漏极处出现所述毛刺。在这些实施例中，可以在禁用驱动器的同时维持开关控制。在一些实施例中，这与被动上拉类似地操作。在一个实施例中，图4中的开关316可以由PMOS器件374、电阻器372和BJT 370实现。备选地，可以使用其他开关架构。
图7a示意了与晶体管310的接通阶段相关的实施例电路700。可以将图7a的电路与图6中所示的电路进行组合，以提供执行晶体管310的接通和关断的电路，电路700具有电平移位器402、自引充电器404、Vgs控制器406、Vgs充电器408、电流源晶体管Dl和D2 以及开关晶体管310。在一个实施例中，Ves控制器406具有电流比较器430、PM0S P2以及由电阻器422 和424制成的电阻分压器。该电阻分压器还有助于在关断阶段期间将晶体管310保持为关断。充电器408具有PMOS P1、电流比较器428、锁存器432、与门434和脉冲生成块 436。在一个实施例中，一旦PWM信号到达高侧逻辑域和电路并且禁用了关断电路(参见图
6)，PMOS Pl就传导电流从而下拉开关晶体管310 PMOS的栅极以及PMOS P2的栅极，所述 PMOS P2也开始传导电流。经过晶体管Pl的电流由电流比较器428感测并且与在低侧功率域中生成的参考电流进行比较。晶体管Pl还充当源极跟随器，该源极跟随器箝位开关晶体管310的栅电压。在一个实施例中，当超过由PMOS器件P4以及电阻器Rl和R2产生的参考电流所设置的电流阈值时，设置锁存器432并激活电流源晶体管Dl和D2，从而对开关晶体管310 的栅极进行充电。在备选实施例中，可以使用本领域中已知的其他电路和技术来产生参考电流。在一个实施例中，电流源晶体管Dl是比电流源晶体管D2传导更多电流的大器件。 在一个实施例中，晶体管Dl和D2是由单位晶体管单元制成的DMOS器件。晶体管Dl由80 个单位晶体管单元制成，而晶体管D2由24个单位晶体管单元制成。在备选实施例中，根据应用及其需求，可以使用其他器件类型、其他数目的单位单元以及其他电流缩放方法。在由脉冲生成块436确定的时间段之后，晶体管Dl关断而晶体管D2保持传导。在一个实施例中，比较器430将PMOS P2的漏极电流与在低侧功率域中生成的参考电流进行比较。在一些实施例中，P2的电流变化的二次行为有助于创建电流比较器的快速过驱动并最终使控制器更快速。一旦已超过参考电流，就重置锁存器432并关断晶体管D2。应当认识到，图7a 的Vgs充电器408中所示的逻辑结构是一个示例实施例。在备选实施例中，可以使用与图 7a中所示的逻辑在功能上类似和/或在功能上等效的其他逻辑结构。图7b示意了示出图7a的接通阶段电路以及关断阶段电路450的实施例驱动器电路示意图。包括PMOS器件P2、NPN器件NI和上拉电阻器Rpu的关断阶段电路如在这里关于图6所述的那样进行操作。图8不意了图7a的脉冲生成块436的不例实施例。脉冲生成块具有开关450、晶体管454、栅电容器452、施密特(Schmidt)触发器456和门458。在一个实施例中，脉冲生成块436的结构与功率PMOS栅电容以及开关DMOS的跨导(gm)相匹配，从而允许快速充电阶段的“开环控制”类型。例如，在一个实施例中，器件454和电容452具有与开关DMOS和功率PMOS栅电容类似的gm/c比。当输入IN变高时，与门458的输出变高并且电容器452 开始放电。当越过(cross)施密特触发器456的阈值时，施密特触发器456的输出变低，从而使与门458的输出变低。在一个实施例中，脉冲生成块436的脉冲持续时间由RC时间常数确定，其中R等于晶体管454的1/gm而C是MOS栅电容器452的电容。当输入IN变低时，开关450非常快速地将电容器452充电至逻辑电源电压460。在备选实施例中，可以使用逻辑上等效的结构和/或本领域中已知的其他电路和方法来实现脉冲生成块436。图9示意了自举充电器304的实施例实现方式。在一个实施例中，自举充电器304电路创建被参考至蓄电池线的电源域以由电平移位器的逻辑使用并且提供控制信号以关断驱动器电路。在一个实施例中，自举充电器具有门508、510和516、脉冲生成电路512和 514以及NMOS开关晶体管518。自举充电器304的输出用于泵送(pump)低于节点IN的节点520。在所示意的实施例中，将节点520泵送至低于节点IN的二极管506的一个齐纳电压。泵送的电荷由电容器504存储并用于向高侧驱动器502供电。在图9所示意的实施例的一个版本中，不存在在开关晶体管310 (图4)的关断阶段期间对电容器504进行放电的电阻器，因此自举电容器504仅通过漏电进行放电。在备选实施例中，可以使用本领域中已知的其他电路和方法来实现自举充电器304。图10示意了其中实现PWM模式和PFM模式两者的实施例自举充电器304的操作的波形图。在一个实施例中，自举充电器304在PWM模式中在PWM时钟的每个上升沿处、在 PFM模式中在辅助低频时钟的每个上升沿处、以及在PWM和PFM模式两者中在PWM时钟的每次关断或下降沿处激活。图11示意了被配置为维持100%占空比的实施例驱动器电路。图11与图7a的实施例类似，其中添加了与门490和输入信号CKPWM del，其为生成PWM信号的上升沿的参考时钟的延迟版本。图12示意了示出100%占空比的操作的波形图。信号CKpiw del周期性地触发电流源晶体管Dl和D2以确保开关晶体管310的栅极在100%占空比期间保持充电。信号CKpwm del相对于CKpwm被延迟以便避免与接通阶段的交叉传导。Vffi监视电路保持激活，以每当达到预定最大栅-源电压时停止对开关晶体管310的栅极的充电。在一个实施例中， 将该电压设置为约5V，然而在备选实施例中，可以使用其他目标电压。在一个实施例中，为了进一步降低驱动器电路的功耗，在PFM模式中，电平移位器 401和404在PFM模式期间保持活动，其余电路(诸如电流比较器428和430、电流源晶体管 Dl和D2以及晶体管Pl和P2)保持关断并且在PWM信号的边沿之前周期性地激活。本发明的实施例的优势包括以下能力除非常小的缓冲电容外，在不使用自举电容的情况下对开关晶体管的栅极进行充电，以有助于逻辑电路维持其逻辑状态。从系统的观点来看，在集成的解决方案中，消除外部自举电容器节约了电容器的组件成本并允许在实现电源设计时使用更少电路板面积。从集成电路的观点来看，需要少一个引脚来实现电源驱动器集成电路。使用少一个引脚由于使用更小封装的潜在能力而导致成本节约，并且由于需要测试更少引脚而导致测试的成本节约。将充电阶段分为两个子阶段的实施例的优势包括降低的反馈回路速度需求以及在回路的控制动作中动态误差的减弱影响。实施例的另外优势包括以下能力非常快速且非常准确地对开关的栅极进行充电。在一些实施例中，这消除了对特殊设计的高带宽反馈电路的需要，这可以允许以不昂贵且更低速度技术的驱动器实现。其他优势包括引脚失效模式与影响(FMEA)分析方面的更小风险。尽管参照示意性实施例描述了本发明，但是该描述并不意在在限制的意义上解释。对于本领域技术人员来说，在参照该描述后将显而易见示意性实施例的各种修改和组合以及本发明的其他实施例。因此，所附权利要求意在涵盖任何这种修改或实施例。
权利要求
1.一种驱动开关晶体管的方法，所述方法包括激活所述开关晶体管，激活包括在第一持续时间内以第一充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电；在以所述第一充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电之后，以第二充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电，直到所述开关晶体管的控制节点达到目标信号电平为止，其中所述第二充电率小于所述第一充电率。
2.根据权利要求I所述的方法，其中以第一充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电在所述开关晶体管的米勒平坦区时段期间进行。
3.根据权利要求I所述的方法，其中所述第一持续时间是预定持续时间。
4.根据权利要求I所述的方法，还包括对所述开关晶体管进行去激活，去激活包括对所述开关晶体管的控制节点进行放电。
5.根据权利要求I所述的方法，还包括测量所述开关晶体管的控制节点处的电压；以及基于所述测量来确定所述控制节点是否已达到所述目标信号电平。
6.根据权利要求5所述的方法，其中测量所述开关晶体管的控制节点处的电压包括将所述开关晶体管的控制节点处的电压转换为第一电流；以及确定所述控制节点是否已达到所述目标信号电平包括将所述第一电流与参考电流进行比较。
7.根据权利要求I所述的方法，其中以第一充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电包括利用第一充电电流来对所述控制节点进行充电；以及以第二充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电包括利用第二充电电流来对所述控制节点进行充电，所述第二充电电流小于所述第一充电电流。
8.根据权利要求I所述的方法，其中激活所述开关晶体管包括激活高侧驱动器的PMOS 晶体管。
9.根据权利要求I所述的方法，还包括利用脉冲宽度调制信号来驱动所述开关晶体管。
10.根据权利要求9所述的方法，其中利用脉冲宽度调制信号来驱动所述开关晶体管包括当所述脉冲宽度调制信号的占空比是100%或0%时，周期性地激活所述开关晶体管。
11.一种集成电路，包括开关晶体管；可变速率充电电路，被配置为与所述开关晶体管的控制节点耦合，所述可变速率充电电路被配置为通过以下操作激活所述开关晶体管首先以第一充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电，然后以第二充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电，所述第二充电率小于所述第一充电率；以及控制器电路，与所述可变速率充电电路耦合并被配置为与所述开关晶体管的控制节点耦合，所述控制器电路被配置为测量所述开关晶体管的控制节点处的信号，确定所述开关晶体管的控制节点处的信号是否已达到预定信号电平，以及当所述开关晶体管的控制节点已达到所述预定信号电平时，发信号通知所述可变速率充电电路以停止对所述开关晶体管的控制节点进行充电。
12.根据权利要求11所述的集成电路，还包括放电电路，被配置为对所述开关晶体管的控制节点进行放电。
13.根据权利要求11所述的集成电路，其中所述可变速率充电电路包括可变电流源，被配置为在以所述第一充电率对所述控制节点进行充电时输出第一电流并且在以所述第二充电率对所述控制节点进行充电时输出第二电流，其中所述第一电流大于所述第二电流。
14.根据权利要求13所述的集成电路，其中所述可变电流源包括多个电流源。
15.根据权利要求13所述的集成电路，还其中所述可变速率充电电路包括与所述可变电流源耦合的定时器电路，其中定时器使所述可变速率充电电路在预定时间段内输出所述第一电流。
16.根据权利要求11所述的集成电路，其中开关驱动器被配置为驱动高侧PMOS开关晶体管，并且其中所述开关晶体管的控制节点包括PMOS开关晶体管的栅极。
17.一种用于驱动闻侧开关晶体管的电路，所述电路包括输入节点，用于接收激活信号；输出节点，被配置为与开关晶体管的栅极耦合；可变电流源，与所述输出节点耦合，所述可变电流源被配置为输出第一电流和第二电流，所述第一电流大于所述第二电流；测量电路，与所述输出节点耦合，所述测量电路测量所述输出节点处的电压；控制电路，与所述测量电路耦合，所述控制电路被配置为使所述可变电流源在断言所述激活信号时的第一时间段内输出所述第一电流， 使所述可变电流源在所述第一时间段已到期之后停止输出所述第一电流并且然后输出所述第二电流，使所述可变电流源在所述测量电路确定所述控制节点已达到目标电压之后停止输出所述第二电流。
18.根据权利要求17所述的电路，其中所述控制电路还被配置为使所述可变电流源在激活电路被取消断言时停止输出电流。
19.根据权利要求17所述的电路，其中所述可变电流源包括第一电流源和第二电流源；所述控制电路包括脉冲电路，包括与所述第一电流源的控制端子耦合的输出，所述脉冲电路被配置为输出固定持续时间的脉冲，锁存器，包括与所述脉冲电路的输入和所述第二电流源的控制端子耦合的输出，与所述激活信号耦合的设置输入，以及与所述测量电路的输出耦合的重置输入。
20.根据权利要求17所述的电路，还包括所述高侧开关晶体管。
21.根据权利要求20所述的电路，其中所述可变电流源、所述测量电路、所述控制电路和所述高侧开关晶体管布置在相同集成电路上。
22.根据权利要求17所述的电路，还包括电平移位器，耦合在所述输入节点与所述控制电路之间。
23.—种开关式电源,包括高侧驱动器，与高侧开关晶体管耦合，其中所述高侧驱动器被配置为在第一持续时间内以第一充电率对所述高侧开关晶体管的栅极进行充电，然后以第二充电率对所述高侧开关晶体管的栅极进行充电，直到所述高侧开关晶体管的控制节点达到目标信号电平为止， 其中所述第一充电率比所述第二充电率快。
24.根据权利要求23所述的开关式电源，还包括电感器，与所述高侧开关晶体管的漏极率禹合。
25.根据权利要求23所述的开关式电源，其中所述高侧开关晶体管包括PMOS器件。
全文摘要
本发明涉及用于驱动开关晶体管的系统和方法。在一个实施例中，一种驱动开关晶体管的方法包括通过在第一持续时间内以第一充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电，激活所述开关晶体管。在以所述第一充电率对所述开关晶体管的控制节点进行充电之后，以第二充电率对所述开关晶体管的控制节点进一步充电，直到所述开关晶体管的控制节点达到目标信号电平为止，其中所述第二充电率小于所述第一充电率。
文档编号H02M1/08GK102594100SQ201210009549
公开日2012年7月18日 申请日期2012年1月13日 优先权日2011年1月14日
发明者A.维基亚托, C.加博萨, E.奥里蒂, M.弗莱巴尼 申请人:英飞凌科技奥地利有限公司