专利名称：Dc－dc 转换器和dc－dc 变换方法
DC - DC转换器和DC - DC变换方法
本申请基于并要求申请日为2011年9月26日的日本专利申请No. 2011-209702 的优先权，其全部内容作为参考被包含在本文中。技术领域
本发明的实施方式涉及一种使用多个DC-DC变换部进行DC-DC变换的DC-DC转换器。
背景技术：
关于近来的胆子部件，为了降低消耗功率而用低电压驱动的电子部件较多。为了 生成这种电子电路用的电源电压，使用了 DC-DC转换器。
DC-DC转换器被预定了流到负载的电流量，如果要流过大于等于该电流量的电流， 则得不到电源电压电平降低等期望的电特性。
在电子电路的开发阶段，很难正确地估算负载的总容量，通常使负载容量具有一 定程度的富余，采用与之对应的DC-DC转换器。但是，在电子电路开发的最终阶段，有时会 略微超过事先估算的负载容量。在这种情况下，要将DC-DC转换器置换成大电流型时，很多 情况下在时间上有困难。于是，有时会采取将所采用的预定的DC-DC转换器多增加I个或 是几个来增加电流容量的对策。
但是，在将多个DC-DC转换器并联在电源线上时，理想情况是各个DC-DC转换器应 该均等地进行动作，但实际上由于DC-DC转换器内的电子部件的偏差，有时仅一部分DC-DC 转换器倾向进行动作。因此，不能够用多个DC-DC转换器分散地进行对大容量负载的电流 供给，从而产生了负载侧电子电路的电源电压下降等问题。发明内容
本发明的实施方式提供一种能使多个DC-DC变换部均等地动作来生成直流输出 电压的DC-DC转换器。
本实施方式涉及的DC-DC转换器具备
多个DC-DC变换部，输出矩形波电压；
多个电感器兀件，与所述多个DC-DC变换部的每一个相对应地各设置一个，一端 与对应的DC-DC变换部的输出端子连接，另一端与公共的外部输出端子连接；
多个占空检测电路，在所述多个DC-DC变换部的输出端子上分别各连接一个，对 从对应的DC-DC变换部输出的矩形波电压的占空比进行检测；和
占空调整电路，基于将所述多个占空检测电路的输出信号以每2个为一组而对每 个组进行比较后的结果，对与各组内的一个占空检测电路连接的DC-DC变换部的占空比进 行调整，使得各组的矩形波电压的占空比相等。
根据本发明的实施方式，能够提供一种能使多个DC-DC变换部均等地动作来生成 直流输出电压的DC-DC转换器。
图1是示出第一实施方式涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。
图2是示出Ton检测电路3a、3b的内部结构的一例的电路图。
图3是示出检波平均化电路5和电压一电流变换器6的内部结构的一例的电路 图。
图4是示出从DC-DC变换部2a、2b输出的矩形波电压波形的一例的波形图。
图5是示出第二实施方式涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。
图6是示出Toff检测电路21a、21b的内部结构的一例的电路图。
图7是示出连接在图5的DC-DC转换器I内的差动放大器4的输出端子上的检波 平均化电路5和电压一电流变换器6的内部结构的电路图。
图8是示出第三实施方式涉及的DC-DC转换器I的内部结构的框图。
图9是示出图8的平均化电路23a、23b的内部结构的一例的框图。
图10是示出第四实施方式涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。
图11是示出图10的第一变形例涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。
图12是示出图10的第二变形例涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。
图13是示出图10的第三变形例涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。
图14是示出第五实施方式涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。
图15是示出图14的电压一电流变换器6的内部结构的一例的电路图。
图16是图15的变形例，是示出具备3个DC-DC变换部2a、2b、2c的例子的框图。
图17是示出图13的变形例的框图。
具体实施方式
以下，参照
本发明的实施方式。
(第一实施方式)
图1是示出第一实施方式涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。图1的DC-DC 转换器I并联有2个DC-DC变换部2a、2b，并控制成两个DC-DC变换部2a、2b的占空比大致相等。
更具体地说，图1的DC-DC转换器I具备2个DC-DC变换部2a、2b、与各DC-DC变 换部2a、2b的输出端子连接的Ton检测电路3a、3b、检测两个Ton检测电路3a、3b的输出电 压的差电压的差动放大器4、对差动放大器4的输出电压进行检波和平均化的检波平均化 电路5、以及将检波平均化电路5的输出电压变换成电流信号的电压一电流变换器6。
在各DC-DC变换部2a、2b的输出端子上连接着线圈La、Lb的一端，将线圈La、Lb 的另一端全都连接到DC-DC转换器I的输出端子OUT上。各DC-DC变换部2a、2b将直流输 入电压变换成矩形波电压。矩形波电压的占空比按照直流电流电压的电压电平进行变化。 将这些矩形波电压经由线圈La、Lb变换成直流输出电压Vout后从输出端子OUT输出。
输出端子OUT的输出电压Vout反馈给各DC-DC转换器I的反馈端子FB1、FB2。更 具体地说，反馈端子FBl的电压VRBl是用电阻元件Rl、R2对直流输出电压Vout电阻分压 后的电压(=Vout · R2/ (R1+R2))，反馈端子FB2的电压VRB2是用电阻元件R3、R4、R5对直流输出电压Vout电阻分压后的电压(=Vout · (R4+R5) / (R3+R4+R5))。
在本实施方式中，使电阻元件R4和R5的合计电阻值大于电阻元件R2的电阻值。 关于其理由，以后详细叙述，这是为了简化电压一电流变换器6的结构。
Ton检测电路3a、3b根据对应的DC-DC变换部2a、2b的输出电压，检测DC-DC变换 部2a、2b的占空比。
图2是示出Ton检测电路3a、3b的内部结构的一例的电路图。图2的Ton检测电 路3a、3b具有与DC-DC变换部2a或2b的输出端子连接的二极管D1、与二极管Dl的阴极端 子连接的积分电路7、以及与积分电路7连接的放电电路8。
积分电路7具有连接在二极管Dl的阴极端子与差动放大器4的输入端子之间的 电阻元件R6以及连接在差动放大器4的输入端子与接地端子之间的电容器Cl。放电电路 8具有连接在DC-DC转换器I的输出端子与差动放大器4的输入端子之间的电阻元件R7。
在DC-DC变换部2a、2b的输出信号超过规定的阈值电压的情况下，二极管Dl使该 信号通过，用积分电路7进行电压的平均化处理。此外，当DC-DC转换器I的输出电压为零 时,通过放电电路8对电容器Cl的累积电荷进行放电。
图3是示出检波平均化电路5和电压一电流变换器6的内部结构的一例的电路 图。图3的检波平均化电路5具有与差动放大器4的输出端子连接的二极管D2、与二极管 D2的阴极端子连接的积分电路9、以及与该积分电路9连接的放电电路10。电压一电流变 换器6与放电电路10相连接。
积分电路9具有串联在二极管D2的阴极端子与接地端子之间的电阻元件R8和电 容器C2。放电电路10具有与电容器C2并联的电阻元件R9。
电压一电流变换器6具有串联在DC-DC变换部2a、2b的反馈端子FB2与接地端子 之间的NchMOS晶体管Q3和电阻元件R10。
二极管D2、积分电路9和放电电阻R9对差动放大器4的输出电压进行检波和平均 化，NchMOS晶体管Q3和电阻元件RlO将检波和平均化后的电压变换成电流信号。
下面，关于DC-DC变换部2a、2b的内部结构进行说明。2个DC- DC变换部2a、2b都 具有通用的内部结构，具有误差放大器11、三角波振荡器12、脉宽调制器13、预驱动器14、 闻边侧晶体管Ql和低边侧晶体管Q2。
误差放大器11将反馈电压VFBl或者VFB2与基准电压Vrefl或者Vref2进行比 较，输出与电压差相应的误差信号。脉宽调制器13将误差信号与三角波振荡器12的输出 电压进行比较，输出脉宽调制信号。预驱动器14基于脉宽调制信号，切换控制高边侧晶体 管Ql和低边侧晶体管Q2，对作为输出信号的矩形波电压的占空比进行调整。
图4是示出从DC-DC变换部2a、2b输出的矩形波电压波形的一例的波形图。在图 4中，将从DC-DC变换部2a、2b输出的矩形波电压是高电平时叫做Ton期间，将是低电平时 叫做Toff期间，Ton/ (Ton+Toff = T)是占空比。
从图4可知，在从Ton过渡到Toff时，电压一时下降。该期间被叫做死区期间，高 边侧晶体管Ql和低边侧晶体管Q2两者是关断期间。设置死区期间的理由在于防止在从 Ton切换到Toff或者从Toff切换到Ton时，高边侧晶体管Ql和低边侧晶体管Q2两者接通 而流过贯通电流。
下面说明图1的DC-DC转换器I的动作。各DC-DC变换部2a、2b的输出信号被输入到对应的Ton检测电路3a、3b，从而检测出该输出信号的占空比。更具体地说，Ton检测 电路3a、3b输出具有与DC-DC变换部2a、2b的输出信号的占空比相应的电压电平的电压信号。
并且，差动放大器4对这2个Ton检测电路3a、3b的输出信号的电压电平进行比 较，输出与电压差相应的信号。在将差动放大器4的输出信号用检波平均化电路5将电压 电平平均化之后，用电压一电流变换器6变换成电流信号。从而，电压一电流变换器6就输 出与两个DC-DC变换部2a、2b的占空比之差相应的电流信号。
从电压一电流变换器6输出的电流信号，流向与DC-DC变换部2b的反馈端子FB2 连接的电阻元件R4、R5。这样，DC-DC变换部2b的占空比越大于DC-DC变换部2a的占空 t匕，反馈电压VFB2的电压电平就越高。
误差放大器11输出与反馈电压VFB1、VFB2和基准电压Vrefl、Vref2之间的电压 差相应的信号。从而，DC-DC变换部2b的占空比越大于DC -DC变换部2a的占空比，DC-DC 变换部2b内的误差放大器11就输出越小的电压电平的信号。
误差放大器11的输出电压电平越大，脉宽调制器13就将脉冲宽度越宽的脉宽调 制信号供给到预驱动器14。从而，对应于两个DC-DC变换部2a、2b的占空比之差，调整高边 侧晶体管Ql和低边侧晶体管Q2的接通/关断期间，来生成矩形波电压。
例如，假设连接在DC-DC变换部2b上的Ton检测电路3b检测出的占空比，大于连 接在DC-DC变换部2a上的Ton检测电路3a检测出的占空比。该情况下，差动放大器4的 输出电压电平变大，从电压一电流变换器6输出的电流信号的振幅也变大。从而，连接在反 馈端子FB2上的电阻元件R4、R5的两端电压VFB2变得更大，误差放大器11的输出电压电 平变低。从而被控制成高边侧晶体管Ql的接通期间变短，矩形波电压的占空比变小。
根据这样的控制，2个DC-DC变换部2a、2b的占空比被反馈控制成互相相等。
在本实施方式中，使连接在DC-DC变换部2b的反馈端子FB2上的电阻元件R4和 R5的合计电阻值，大于连接在DC-DC变换部2a的反馈端子FBl上的电阻元件R2的电阻值。 这样，来自电压一电流变换器6的电流就经过电阻元件R4和R5流到接地端子，电阻元件R4 和R5的两端电压差等于反馈电压VFB2。即，通过使电阻元件R4和R5的合计电阻值大于电 阻元件R2的电阻值来给予偏移，使得来自电压一电流变换器6的电流流到电阻元件R4和 R5。此外，由于电压一电流变换器6使电流总是流向电阻元件R4和R5，而不进行向内部引 入来自外部的电流的动作，因此，能够简化电压一电流变换器6的内部结构。
再有，也可以使连接在DC-DC变换部2b的反馈端子FB2上的电阻元件R4和R5的 合计电阻值，小于连接在DC-DC变换部2a的反馈端子FBl上的电阻元件R2的电阻值。该情 况下，会向电压一电流变换器6流入来自DC-DC变换部2b的输出端子的电流，流入的电流 的量依存于两个DC-DC变换部2a、2b的占空比之差。即，由于电压一电流变换器6只进行 向内部引入来自外部的电流的动作，因此还是能够简化电压一电流变换器6的内部结构。
如果这样地使连接在DC-DC变换部2b的反馈端子FB2上的电阻元件R4和R5的 合计电阻值大于连接在DC-DC变换部2a的反馈端子FBl上的电阻元件R2的电阻值，则电 压一电流变换器6就进行向反馈端子FB2侧送出电流的作用，如果使连接在DC-DC变换部 2b的反馈端子FB2上的电阻元件R4和R5的合计电阻值小于连接在DC-DC变换部2a的反 馈端子FBl上的电阻元件R2的电阻值，则电压一电流变换器6就进行引入电流的作用。哪个都能够进行使两个DC-DC变换部2a、2b的占空比相等的控制。
由于如上所述地在第一实施方式中，在两个DC-DC变换部2a、2b的输出端子上分 别设置Ton检测电路3a、3b来检测输出信号的占空比，并对与占空比之差相应的电流信号 进行反馈控制，调整高边侧晶体管Ql和低边侧晶体管Q2的导通/关断期间，因此，能够使 两个DC-DC变换部2a、2b的占空比相等，能够用两个DC-DC变换部2a、2b均等地分担大容 量负载的驱动，即使在驱动大容量负载的情况下，也能实现电源电压电平的稳定化。
(第二实施方式)
上述的Ton检测电路3a、3b对DC-DC变换部2a、2b的输出端子的占空比进行检 测，如图2所示，利用二极管D1，仅在Ton期间使输出信号通过后进行该通过信号的电压平 均化处理。相对于此，也可以成为仅在Toff期间使输出信号通过的变形例。该情况下，取 代Ton检测电路3a、3b而设置Toff检测电路21a、21b。
图5是示出第二实施方式涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。图5中，在 与图1通用的结构部分上标记同一符号，以下，以不同点为中心进行说明。
图5的DC-DC转换器I具有与各DC-DC变换部2a、2b的输出端子连接的Toff检 测电路2la、2lb。在DC-DC变换部2a、2b的输出信号小于等于规定电压电平的期间内，Toff 检测电路2la、2Ib检测该输出信号的平均电压。这样，作为结果，Tof f检测电路2la、2Ib与 图2的Ton检测电路3a、3b同样地检测出占空比。
图6是示出Toff检测电路21a、21b的内部结构的一例的电路图。图6的Toff检 测电路2la、2Ib与图2的Ton检测电路3a、3b相比，二极管Dl的连接朝向不同，其他结构通用。
在图6的Toff检测电路2la、2Ib中，由于在DC-DC变换部2a、2b的输出端子上连 接着二极管的阴极端子，因此，在DC-DC变换部2a、2b的输出信号小于等于规定电压电平的 情况下，二极管使该信号通过后进行平均化处理。
图7是示出连接在图5的DC-DC转换器I内的差动放大器4的输出端子上的检波 平均化电路5和电压一电流变换器6的内部结构的电路图。图7的检波平均化电路5具有 二极管D2、积分电路9和充电电路22。将图7的检波平均化电路5与图3的检波平均化电 路5相比，二极管D2的连接朝向不同，并且取代放电电路10而连接有充电电路22。充电电 路22具有连接在电源端子与积分电路9的输出端子之间的电阻元件R9。
此外，图7的电压一电流变换器6具有串联在电源端子与反馈端子FB2之间的电 阻元件RlO和PchMOS晶体管Q4。将图7的电压一电流变换器6与图3的电压一电流变换 器6相比，不同点在于，电阻元件RlO不是与接地端子，而是与电源端子相连接，并且晶体管 Q4的导电型是P型。
这样，在第二实施方式中，在各DC-DC变换部2a、2b的输出端子连接有Toff检测 电路21a、21b来检测占空比，因此，可以与连接了 Ton检测电路3a、3b的情况同样地控制成 两个DC-DC变换部2a、2b的占空比相等。
(第三实施方式)
第三实施方式统合了差动放大器4、检波平均化电路5和电压一电流变换器6。
图8是示出第三实施方式涉及的DC-DC转换器I的内部结构的框图。在图8中， 在与图1和图5共通的结构部分上标记同一符号，以下说明不同点。
图8的DC-DC转换器I与图1的DC-DC转换器I相比，不同点在于，取代Ton检测 电路3a、3b而具有平均化电路23a、23b，并且具有将差动放大器4、检波平均化电路5和电 压一电流变换器6统合而成的电流输出放大器24。
图9是示出图8的平均化电路23a、23b的内部结构的一例的框图。图9的平均化 电路23a、23b是从图2的Ton检测电路3a、3b中去掉了二极管Dl后的结构。图9的平均 化电路23a、23b进行使对应的DC-DC变换部2a、2b的输出信号不依存于其电压电平来平均 化的处理。
图8的电流输出放大器24生成与两个平均化电路23a、23b的输出电压差相应的 电流信号。这样，电流输出放大器24的输出电流波形就与图1的电压一电流变换器6的输 出电流波形同样。
这样，在第三实施方式中设置比Ton检测电路3a、3b或Toff检测电路2la、2Ib进 一步简化了电路结构的平均化电路23a、23b，并且具有将差动放大器4、检波平均化电路5 和电压一电流变换器6统合而成的电流输出放大器24,因此,能够比第一和第二实施方式 的DC-DC转换器I更加简化DC-DC转换器I的电路规模。
(第四实施方式)
在第一 第三实施方式中说明了在DC-DC转换器I内设置并联的2个DC-DC变换 部2a、2b的例子，但也可以在DC-DC转换器I内设置并联的大于等于3个的DC-DC变换部。
图10是示出第四实施方式涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。图10的 DC-DC转换器I与图1的DC-DC转换器I相比，具备3个DC-DC变换部2a、2b、2c，并且还具 备差动放大器4、检波平均化电路5和电压一电流变换器6各2个。此外，在与电压一电流 变换器6的输出端子相连接的DC-DC变换部2b、2c的反馈端子与接地端子之间串联有2个 电阻元件R4、R5。
差动放大器4将与DC-DC变换部2a连接的Ton检测电路3a的输出电压作为基 准，与剩余的2个DC-DC变换部2b、2c连接的Ton检测电路3b、3c的输出电压之间，分别检 测电压差。电压一电流变换器6将与用对应的差动放大器4检测出的电压差相应的电流信 号，供给到与对应的DC-DC变换部2b、2c内的反馈端子相连接的电阻元件R4、R5上。
将串联在反馈端子FB2与接地端子之间的2个电阻元件R4、R5的电阻值的总计 值，设定得大于连接在不反馈来自电压一电流变换器6的电流信号的反馈端子FBl与接地 端子之间的电阻元件R2的电阻值。这样，就如第一实施方式说明地，来自电压一电流变换 器6的电流信息总是被引入到串联的电阻元件上，能够简化电压一电流变换器6的结构。
再有，也可以如第一实施方式中说明的那样，将串联在反馈端子FB2与接地端子 之间的2个电阻元件R4、R5的电阻值的总计值，设定得小于连接在不反馈来自电压一电流 变换器6的电流信号的反馈端子FBl与接地端子之间的电阻元件R2的电阻值。该情况下， 会将通过了线圈Lb和电阻元件R3后的电流总是引入到电压一电流变换器6，该情况下也能 够简化电压一电流变换器6的结构。
图11是示出图10的第一变形例涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。图11 的DC-DC转换器I中，用差动放大器4进行比较的对象与图10不同。图11的差动放大器 4对连接在相邻的DC-DC转换器I上的2个Ton检测电路(3a、3b)或者(3b、3c)的输出电 压彼此进行比较，检测其电压差。
图12是示出图10的第二变形例涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。图12 的DC-DC转换器I与图10的DC-DC转换器I的不同点在于，取代Ton检测电路3a、3b、3c 而具备图9的平均化电路23a、23b、23c，并且具备将差动放大器4、检波平均化电路5和电压一电流变换器6统合而成的电流输出放大器24。
图13是示出图10的第三变形例涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。图13 的DC-DC转换器I与图11的DC-DC转换器I的不同点在于，取代Ton检测电路3a、3b、3c 而具备图9的平均化电路23a、23b、23c，并且具备将差动放大器4、检波平均化电路5和电压一电流变换器6统合而成的电流输出放大器24。
这样，在第四实施方式中具备3个DC-DC变换部2a、2b、2c的情况下，通过分别反馈控制对每2个DC-DC变换部的占空比进行比较的结果，能够使所有的DC-DC变换部2a、 2b,2c的占空比一致。
在DC-DC变换部有η个(η是大于等于2的整数)的情况下，只要将这些DC-DC变换部分成每2个为一组的(η-1)组，用差动放大器4对每个组检测占空比之差来进行反馈控制即可。
(第五实施方式)
在图1等中，在差动放大器4的输出端子上连接检波平均化电路5，在其后段连接电压一电流变换器6，但也可以省略检波平均化电路5。
图14是示出第五实施方式涉及的DC-DC转换器I的概略结构的框图。图14与图1的不同点在于，与差动放大器4的输出端子直接连接着电压一电流变换器6。再有，图 14中，取代了图1的Ton检测电路3a、3b而具备图9中示出了内部结构的平均化电 路23a、 23b，但这不是本质上的差别，也可以取代平均化电路23a、23b而连接Ton检测电路3a、3b 或Toff检测电路2la、2lb。
图15是示出图14的电压一电流变换器6的内部结构的一例的电路图。图15的电压一电流变换器6具有串联在反馈端子FB2与接地端子之间的NPN晶体管或者NchMOS 晶体管Q3和电阻元件RlO。
图15的DC-DC转换器I能够比图1简化掉了检波平均化电路5这部分的结构，实现电路面积和部件成本的削减。
图16是图15的变形例，是示出具备3个DC-DC变换部2a、2b、2c的例子的框图。 图16的DC-DC转换器I除了差动放大器4的输出端子上直接连接着电压一电流变换器6 这点以外，其他与图12的DC-DC转换器I同样地构成。
图17是图13的变形例，除了差动放大器4的输出端子上直接连接着电压一电流变换器6这点以外，其他与图13的DC-DC转换器I同样地构成。
这样地，即使在差动放大器4的输出端子上直接连接了电压一电流变换器6的情况下，也能够生成用于使各DC-DC变换部的占空比一致的电流信号。此外，DC-DC转换器I 内设置的DC-DC变换部的数量越多，通过省略检波平均化电路5而实现的电路面积削减的效果越大。
尽管已经描述了特定的实施方式，但仅是通过例子表现了这些实施方式，而并不是要限定本发明的范围。实际上，可以用多种其他的方式来实施本文所描述的新的方法和系统。另外，采用本文所描述的方法和系统形式的各种省略、替代和改变都可以在不脱离本发明精神的情况下做出。所附的权利要求书和它们的等效内容覆盖了落入本发明的范围和 精神内的这些形式或变形。
权利要求
1.一种DC-DC转换器，具备多个DC-DC变换部，输出矩形波电压；多个电感器兀件，与所述多个DC-DC变换部的每一个相对应地各设置一个，所述电感器元件的一端与对应的DC-DC变换部的输出端子连接，另一端与公共的外部输出端子连接;多个占空检测电路，在所述多个DC-DC变换部的输出端子上分别各连接一个，对从对应的DC-DC变换部输出的矩形波电压的占空比进行检测；和占空调整电路，基于将所述多个占空检测电路的输出信号以每2个为一组而对每个组进行比较后的结果，对与各组内的一个占空检测电路连接的DC-DC变换部的占空比进行调整，使得各组的矩形波电压的占空比相等。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，所述多个占空检测电路的每一个，根据所述矩形波电压大于等于规定电压电平的期间内的所述矩形波电压的平均电压的电压电平、或者所述矩形波电压低于规定电压电平的期间内的所述矩形波电压的平均电压的电压电平，检测所述占空比。
3.根据权利要求2所述的DC-DC转换器，所述多个占空检测电路的每一个具有整流元件，具有与对应的DC-DC变换部的输出端子连接的阳极端子；积分电路，与所述整流元件的阴极端子连接；和放电电路，与所述积分电路连接。
4.根据权利要求2所述的DC-DC转换器，所述占空调整电路具有电压电流变换器，该电压电流变换器将由各组中的2个占空检测电路检测出的平均电压彼此之间的电压差变换成电流信号，所述DC-DC变换部具有分压电阻部，生成所述矩形波电压的分压电压；和占空控制电路，按照所述分压电压与基准电压之间的电压差，控制所述矩形波电压的占空比，与所述电压电流变换器连接的所述DC-DC变换部内的所述分压电阻部，生成与所述电流信号相应的所述分压电压。
5.根据权利要求4所述的DC-DC转换器，连接在各组内的一个占空检测电路上的所述DC-DC变换部内的所述分压电阻部的电阻值，不同于连接在另一个占空检测电路上的所述DC-DC变换部内的所述分压电阻部的电阻值。
6.根据权利要求4所述的DC-DC转换器，所述占空调整电路是内置有所述电压电流变换器的可进行电流输出的差动扩大器。
7.根据权利要求6所述的DC-DC转换器，所述多个占空检测电路的每一个具有 积分电路，与对应的DC-DC变换部的输出端子连接；和放电电路，与所述积分电路连接。
8.根据权利要求4所述的DC-DC转换器，所述占空调整电路具有 差动放大器，检测所述多个占空检测电路的输出电压的差电压，和 检波平均化电路，对所述差动放大器的输出电压进行检波和平均化， 所述电压电流变换器将所述检波平均化电路的输出电压变换成所述电流信号。
9.根据权利要求4所述的DC-DC转换器， 所述占空控制电路具有 误差放大器，生成相应于所述分压电压与所述基准电压之间的电压差的信号； 脉宽调制器，将所述误差放大器的输出信号变换成脉宽调制信号；和 矩形波电压生成电路，基于所述脉宽调制信号，调整所述矩形波电压的占空比。
10.根据权利要求4所述的DC-DC转换器， 所述电压电流变换器只进行向所述分压电阻部流动电流的电流输出动作和向所述电压电流变换器内引入电流的电流输入动作中的某一个。
11.一种DC-DC变换方法，包括 对从多个DC-DC变换部的每一个输出的矩形波电压的占空比进行检测的步骤； 基于将检测所述矩形波电压的占空比而得到的信号以每2个为一组而对每个组进行比较后的结果，对与各组内的一个对应的DC-DC变换部的占空比进行调整，使得各组的矩形波电压的占空比相等的步骤；和 输出与所述矩形波电压相对应的直流电压的步骤。
12.根据权利要求11所述的DC-DC变换方法， 检测所述矩形波电压的占空比的步骤中，根据所述矩形波电压大于等于规定电压电平的期间内的所述矩形波电压的平均电压的电压电平、或者所述矩形波电压低于规定电压电平的期间内的所述矩形波电压的平均电压的电压电平，检测所述占空比。
13.根据权利要求12所述的DC-DC变换方法， 检测所述矩形波电压的占空比的步骤中，通过将对应的DC-DC变换部的输出信号整流之后进行积分，之后再进行放电，来检测占空比。
14.根据权利要求12所述的DC-DC变换方法， 调整所述占空比的步骤中，进行将各组中检测出的平均电压彼此之间的电压差变换成电流信号的处理， 所述多个DC-DC变换部的每一个具有 基于所述电流信号，使用分压电阻部生成所述矩形波电压的分压电压的步骤；和 按照所述分压电压与基准电压之间的电压差，控制所述矩形波电压的占空比的步骤。
15.根据权利要求14所述的DC-DC变换方法， 与各组内的一个对应的所述DC-DC变换部内的所述分压电阻部的电阻值，不同于与各组内的另一个对应的所述DC-DC变换部内的所述分压电阻部的电阻值。
16.根据权利要求14所述的DC-DC变换方法， 调整所述占空比的步骤中，使用内置有电压电流变换器的可进行电流输出的差动扩大器，进行变换成所述电流信号的处理。
17.根据权利要求16所述的DC-DC变换方法， 检测所述占空比的步骤具有用连接在对应的DC-DC变换部的输出端子上的积分电路，进行使该DC-DC变换部的输出电压平均化的处理的步骤；和 用连接在所述积分电路上的放电电路进行输出电流的处理的步骤。
18.根据权利要求14所述的DC-DC变换方法， 调整所述占空比的步骤具有 检测所述多个占空检测电路的输出电压的差电压的步骤；和 对所述差电压进行检波和平均化的步骤， 将对所述差电压进行检波和平均化后的电压变换成所述电流信号。
19.根据权利要求14所述的DC-DC变换方法， 控制所述占空比的步骤具有 生成相应于所述分压电压与所述基准电压之间的电压差的信号的步骤； 将相应于所述分压电压与所述基准电压之间的电压差的信号变换成脉宽调制信号的步骤；和 基于所述脉宽调制信号，调整所述矩形波电压的占空比的步骤。
20.根据权利要求14所述的DC-DC变换方法， 在调整所述占空的步骤中，在进行将平均电压彼此之间的电压差变换成电流信号的处理时，只进行向所述分压电阻部流动电流的电流输出动作和引入电流的电流输入动作中的某一个。
全文摘要
本发明提供一种能使多个DC-DC变换部均等地动作来生成直流输出电压的DC-DC转换器。本发明的DC-DC转换器具备多个DC-DC变换部，输出矩形波电压；多个电感器元件，与所述多个DC-DC变换部的每一个相对应地各设置一个，一端与对应的DC-DC变换部的输出端子连接，另一端与公共的外部输出端子连接；多个占空检测电路，在所述多个DC-DC变换部的输出端子上分别各连接一个，对从对应的DC-DC变换部输出的矩形波电压的占空比进行检测；和占空调整电路，基于将所述多个占空检测电路的输出信号以每2个为一组而对每个组进行比较后的结果，对与各组内的一个占空检测电路连接的DC-DC变换部的占空比进行调整，使得各组的矩形波电压的占空比相等。
文档编号H02M3/155GK103023316SQ201210052898
公开日2013年4月3日 申请日期2012年3月2日 优先权日2011年9月26日
发明者斋藤浩, 后藤祐一 申请人:株式会社东芝