负载驱动电路及方法，及灯具与流程

本申请总体上涉及一种负载驱动电路及方法，尤其涉及用于减小负载电流的纹波的负载驱动电路方法以及负载驱动方法，本申请还涉及使用所述负载驱动电路及方法的灯具。

背景技术：
对于直流供电的负载，为其供电的直流电压通常是带有纹波的，这种纹波会导致负载电流的纹波。负载电流的纹波大小对于负载的工作状态、效率等会产生很大影响，因此有效减小负载电流的纹波是非常重要的。

技术实现要素：
鉴于以上问题，作出了本发明。本发明意在提出一种负载驱动电路以及负载驱动方法，该负载驱动电路以及负载驱动方法能够有效地减小负载电流的纹波。根据本发明的一个方面，提供了一种负载驱动电路，以用于减小流经至少一个负载的负载电流的纹波。该电路包括：直流电源，用于基于交流/直流变换器的输出电压为至少一个负载提供直流输出电压，该直流输出电压具有纹波；可变电阻模块，用于连接至该负载；纹波削减模块，用于基于参考电压与来自该负载的反馈信号，产生用于调节可变电阻模块的阻值的可变电阻调节信号，以减小负载电流的纹波，其中，参考电压基于直流输出电压产生；以及参考电压调节模块，用于基于可变电阻调节信号来调节参考电压的均值，以使参考电压的均值尽量接近反馈信号的均值。根据本发明的另一个方面，提供了一种负载驱动方法，用于减小流经至少一个负载的负载电流的纹波。该方法包括：基于具有交流/直流变换器的直流电源的直流输出电压，产生参考电压；基于参考电压与来自该负载的反馈信号，产生用于调节连接到该负载的可变电阻模块的阻值的可变电阻调节信号，以减小负载电流的纹波；以及基于可变电阻调节信号来调参考电压的均值，以使参考电压的均值尽量接近反馈信号的均值。根据本发明的另一个方面，本申请还提供了一种灯具，该灯具包括如上所述的负载驱动电路以及至少一个LED灯，其中该LED灯作为该负载驱动电路的至少一个负载。通过以下结合附图对本发明的优选实施例的详细说明，本发明的这些以及其他优点将更加明显。附图说明为了进一步阐述本发明的以上和其它优点和特征，下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。所述附图连同下面的详细说明一起包含在本说明书中并且形成本说明书的一部分。应当理解，这些附图仅描述本发明的典型示例，而不应看作是对本发明的范围的限定。在附图中：图1示出了根据本发明实施例的负载驱动电路100以及由负载驱动电路100驱动的一个或多个负载200。图2示意性地示出了场效应晶体管的输出特性曲线。图3示出了根据本发明另一实施例的负载驱动电路100’以及由负载驱动电路100’驱动的一个或多个负载200。图4示出了根据本发明又一实施例的负载驱动电路100’’以及由负载驱动电路100”驱动的一个或多个负载200。图5是根据本发明的上述各实施例的负载驱动电路的一个具体例子500的电路图。图6至图8分别是负载驱动电路100中参考电压均值接近负载电流均值、过大、过小这三种情况下，参考电压、反馈信号、可变电阻调节信号以及负载电流的示意波形图。图9为图示检测可变电阻调节信号的不同时刻的示意图。具体实施方式在下文中将结合附图对本发明的示例性实施例进行描述。为了清楚和简明起见，在说明书中并未描述实际实施方式的所有特征。然而，应该了解，在开发任何这种实际实施例的过程中必须做出很多特定于实施方式的决定，以便实现开发人员的具体目标，并且这些决定可能会随着实施方式的不同而有所改变。此外，还应该了解，虽然开发工作有可能是非常复杂和费时的，但对得益于本公开内容的本领域技术人员来说，这种开发工作仅仅是例行的任务。此外，为了便于说明，在所描述的一些示例性实施例中使用了具体的元件。但是应当明白，本发明所应用的负载驱动器电路以及负载驱动方法不限于此，这里所描述的实施例只是用于说明，而不构成对本发明的限制。本发明的范围仅由所附权利要求及其等效含义来限定。另外应注意，以下说明中所涉及的“连接”（包括“串联”、“并联”或者其他类似的词语）包括直接的连接和间接的连接，即所连接的元件、电路或者模块之间可能有或者没有其他的元件、电路或者模块。图1示出了根据本发明实施例的负载驱动电路100以及由负载驱动电路100驱动的一个或多个负载200。负载驱动电路100包括直流电源101、可变电阻模块102、纹波削减模块103以及参考电压调节模块104。直流电源101为负载200提供直流输出电压，这个直流输出电压是具有纹波的直流电压。可变电阻模块102连接至负载200。负载驱动电路100基于直流电源101的直流输出电压而产生参考电压，并从负载200获得一个反馈信号。纹波削减模块103基于参考电压与这个反馈信号，产生用于调节可变电阻模块102的阻值的可变电阻调节信号，以减小负载电流的纹波。在纹波削减模块103工作的同时，参考电压调节模块104基于纹波削减模块103输出的可变电阻调节信号来调节参考电压的均值，以使参考电压的均值尽量接近反馈信号的均值。此处应注意，尽管电路100中示出可变电阻模块102与负载200串联，但是这只是示意性的。可变电阻模块102与负载200的连接关系不限于串联，而也可以并联。负载驱动电路100减小纹波的原理是利用欧姆定律I=U/R。如果负载驱动电路100能使可变电阻模块102的阻值跟随负载驱动电路100提供的直流输出电压而同步地变大或变小，则可为负载200“抵抗”直流输出电压的纹波，从而减小负载电流的纹波。对可变电阻模块102的上述控制是通过纹波削减模块103产生的可变电阻调节信号实现的。实际工作中，由于负载电流的纹波与直流输出电压的纹波同步变化，因此纹波削减模块103获得来自负载的反馈信号，并基于该反馈信号（体现了负载电流的纹波）以及作为标准的参考电压而产生相应的可变电阻调节信号，以控制可变电阻模块102的阻值适当地变化。希望可变电阻调节信号尽可能反映负载电流的纹波的情况，这样就可以合适地调节可变电阻模块102的阻值。此时，产生可变电阻调节信号时所使用的参考电压本身的特性对整个电路的工作有很大影响。在本实施例中，参考电压是基于直流输出电压而产生的，因此也是带有纹波的直流电压，其纹波与直流输出电压的纹波同步变化，而且一般小于反馈信号的纹波。由于直流电源的一般性能，直流输出电压的纹波波形可以保持基本不变，而均值可能发生改变。基于直流输出电压而产生的参考电压具有类似的特性，即纹波波形基本保持不变。因此，如果能使该参考电压的均值始终保持与反馈信号的均值一致，就可以相较于等于反馈信号均值的恒定直流参考电压更接近反馈信号，因此所产生的可变电阻调节信号不会过于剧烈地变化，能更为方便地控制可变电阻模块102的阻值。但是，如果该参考电压的均值相对反馈信号的均值发生偏移，则会导致产生不适当的可变电阻调节信号。在实际工作中，这种偏移是很常见的，例如，在直流电源101发生变化、温度等外界条件发生变化以及在更换负载200时，都可能导致参考电压的均值变化和/或负载电流的均值变化，使得二者不再对应。此时，本实施例的参考电压调节模块104能够发现这种均值偏移，并对这种均值偏移进行调节。具体地，在本实施例中，由于纹波削减模块103基于参考电压和反馈信号而产生可变电阻调节信号，因此，当参考电压的均值相对于反馈信号的均值发生偏移时，所产生的可变电阻调节信号就会发生变化而反映出这种偏移。所以，参考电压调节模块104能够基于可变电阻调节信号来相应地调节参考电压的均值，从而尽量消除该偏移，以适应参考电压的均值和/或负载电流的均值的可能波动。然后，纹波削减模块103再基于均值被调节后的参考电压以及反馈信号来产生新的可变电阻调节信号，用来控制可变电阻模块102的阻值。由于此时参考电压和反馈信号的均值更为接近，因此，此时的参考电压产生的可变电阻调节信号能准确地反映反馈信号本身的纹波（即负载电流的纹波），并且变化并不剧烈。这样，该信号对可变电阻模块102的阻值的调节更为适当，就更好地“抵消”了负载电流的纹波，使负载电流纹波减小，同时又不会过度调节。从这个纹波减小的负载电流获得的新的反馈信号又再次回到纹波削减模块103。这个不断进行的反馈过程可以使负载电流的纹波越来越小。在上述反馈过程进行的同时，参考电压调节模块104一直基于变化着的可变电阻调节信号对参考电压进行调节，使得参考电压的均值尽量接近反馈信号的均值。纹波削减模块103和参考电压调节模块104的上述控制不断地交织进行。理论上，这个过程可以直到参考电压的均值近似于反馈信号的均值并且可变电阻调节信号波形稳定为止，此时电路达到平衡。在一个优选实施例中，可以基于参考电压的瞬时值与反馈信号的瞬时值之间的差来控制可变电阻模块102的阻值。这是由于在上述两个瞬时值之间的差在一定程度上“反相”地反映了负载电流的纹波瞬时值。因此，如果根据这个差变大或变小来使可变电阻模块102的阻值发生相反的变化，就可以一定程度上“抵消”负载电流的纹波瞬时值的变化，因而减小了纹波。具体地，可以将纹波削减模块103配置为当参考电压的瞬时值与反馈信号的瞬时值之间的差变大时，增大所产生的可变电阻调节信号，并在上述两个瞬时值之间的差变小时，减小所产生的可变电阻调节信号。同时，将可变电阻模块102配置为其阻值随着可变电阻调节信号变大而变小，并且随着可变电阻调节信号变小而变大。这里，在考虑所述差的大小时，要考虑所述差的符号而不只是其绝对值。此外，在这个优选实施例中，当参考电压的均值高于反馈信号的均值时，会导致参考电压的瞬时值与反馈信号的瞬时值之间的差过大，也就会使纹波削减模块103输出的可变电阻调节信号的值过大。类似地，当参考电压的均值低于反馈信号的均值的时候，会使纹波削减模块103输出的可变电阻调节信号的值过小。因此，可以使参考电压调节模块104基于可变电阻调节信号的这种过大或者过小来调节参考电压的均值。以下结合图6、图7、图8来描述参考电压调节模块104基于可变电阻调节信号是否过小或过大来调节参考电压均值的这个优选实施例。在图6至图8中：上图同时示出了参考电压和反馈信号，其中虚线波形为参考电压而实线波形为反馈信号；中图示出了基于上图的参考电压瞬时值与反馈信号瞬时值之差得到的可变电阻调节信号；下图示出了由于中图的可变电阻调节信号而获得的负载电流。注意，为了便于说明，图7和图8的波形是假设只进行一次反馈所得到的，即，上图中的反馈信号波形经过一次反馈将负载电流调节为下图所示，但负载电流未进一步提供反馈信号。另外，尽管此处使用了具体的波形进行描述，但是可以理解的是，这些波形仅是用于说明性的目的，而非对本发明构成限制。首先，图6示出了参考电压的均值与负载电流的均值一致时试验得到的各个波形。此时，负载电流纹波近似为与直流输出电压同步的正弦波形，并且负载电流纹波的幅度较小，而可变电阻调节信号近似为在基准值（图中的虚线）上下幅度很小的方波。具体反馈调节过程如下：首先，由于反馈信号纹波的幅度一直大于直流输出电压纹波的幅度、因而一直大于参考电压纹波的幅度，因此，根据图6中波形可以想象，如果以参考电压纹波“相对过零点”时刻（这里，为方便说明起见，将带有纹波的直流信号的瞬时值等于其均值的点称为该直流信号的“相对过零点”）为标准，则可以认为参考电压瞬时值与反馈信号瞬时值之差的符号在参考电压纹波的“正”半周期（在相对过零点以上的“峰”）与“负”半周期（在相对过零点以下的“谷”）是相反的。其次，在每个正半周期和每个负半周期内，由于参考电压与负载电流具有一致的均值，因此二者瞬时值之差的绝对值既不会过大也不会小，所以所产生的可变电阻调节信号能够恰当地驱动可变电阻模块102，从而恰当地调节负载电流纹波。经过不断地反馈，负载电流（从而反馈信号）和可变电阻调节信号达到图6所示的稳定状态。如果参考电压均值过高，则会出现图7的情况。在图7中，在参考电压纹波的负半周期中，参考电压均值过高，导致上述瞬时值之差过大并且变化很大。因此，可变电阻调节信号在参考电压纹波负半周期中的具有较大的“峰”，即该信号最大值过大，这导致过于剧烈地调节可变电阻模块102的阻值，使该阻值变得过小。这样，负载电流的纹波被纠正“过头”而出现了过冲，即在“谷”中出现了向上的尖峰。如果参考电压均值过低，则出现图8的情况，其与图7的区别在于，在参考电压的正半周期，可变电阻调节信号具有较深的“谷”（最小值过小）并且负载电流在纹波的峰中出现“下冲”，即出现下陷的尖谷。此时，如果以纹波削减模块103在参考电压瞬时值等于反馈信号瞬时值时所输出的可变电阻调节信号瞬时值作为基准值，则可以将参考电压调节模块104配置为根据可变电阻调节信号的最大值和/或最小值与这个基准值的之间的差是否大于预定阈值时而判断是否发生最大值过大或最小值过小，从而相应地调节参考电压的均值。即，可以将参考电压调节模块104配置为在可变电阻调节信号的最大值与基准值之间的差大于预定阈值时，减小参考电压的均值，并在可变电阻调节信号的基准值与最小值之间的差大于预定阈值时，增加参考电压的均值。这个预定阈值是根据电路参数决定的，也可以根据电路的实际工作情况来进行调整。此时，在图7的情况下，参考电压调节模块104将会发现可变电阻调节信号的最大值与基准值之间的差大于预定阈值，因而减小参考电压的均值。相应地，纹波削减模块103产生的可变电阻调节信号的“峰”变小，使得可变电阻模块102的阻值过小的程度减小，因此负载电流的过冲可以减小。而在“峰”之外的其它部分，也会由于参考电压的均值更靠近负载电流的均值而使得可变电阻调节信号更准确地反映负载电流纹波的瞬时值，因此能更好地控制对可变电阻模块102的阻值，使得更好地减小负载电流纹波。这个调整过程会不断地进行，直到可变电阻调节信号和负载电流的波形不再变化，近似为图6中的情况为止。另外，从图7和图8可以看到，当参考电压和反馈信号的均值偏离时，得到的可变电阻调节信号是不对称的。因此，作为替选，可以利用这种不对称性来检测所述均值的偏离并调节所述均值，即，可以将上述可变电阻调节信号的最大值和/或最小值与基准值的比较转换为计算最大值与基准值之间的差以及基准值与最小值之间的差并进行比较：如果前者大于后者，则对应于最大值过大，反之则对应于最小值过小。此时，可以将参考电压调节模块104配置为在可变电阻调节信号的最大值与基准值之间的差大于可变电阻调节信号的最小值与基准值之间的差时，减小参考电压的均值；反之，则增加参考电压的均值。此外，当参考电压的均值偏移反馈信号的均值较少时，可以认为二者瞬时值之差为零的点将会出现在参考电压的“相对过零点”附近、也就是直流输出电压的“相对过零点”附近。因此，可以将直流输出电压的“相对过零点”时刻的参考电压瞬时值作为上述基准值。这个“相对过零点”可以通过检测直流电源101的交流/直流转换器的过零点而确定。这样，就可以将参考电压调节模块104配置为检测交流/直流转换器输出电压的过零点时刻的可变电阻调节信号作为上述的基准值，并分别检测离该过零点时刻四分之一周期和四分之三周期处的可变电阻调节信号作为可变电阻调节信号的最大值和最小值。图9示出了交流/直流转换器为整流桥的情况下的上述检测时刻，其中Vac为整流桥输出电压，并且a)对应于图7的情况（参考电压均值过高）而b)对应于图8的情况（参考电压均值过低）。注意，此时由于Vac与直流输出电压的相位和频率关系，如果选择Vac的上升沿处过零点时刻作为检测基准值的时刻，就可以将距其四分之一直流输出电压周期处作为检测最大值的时刻并将距其四分之三周期处作为检测最小值。另外，这种检测也可以针对直流电源101的输入交流电源进行，在此不做详细描述。从图中可以注意到，上述检测得到的结果并不是在可变电阻调节信号真正的过零点和最大、最小值处，但能够在一定程度上反映所述过零点、最大值和最小值，因此也能实现要达到的目的。因此，在本申请中，提到（相对）过零点、最大值和最小值时，都应做这样的理解。另外，上述优选实施例中，可变电阻模块102的一个具体示例是场效应晶体管（FET），将其源极与漏极之间的等效电阻RDS=VDS/IDS作为连接在电路中的电阻，其中VDS为源极与漏极之间的电压而IDS为源极与漏极之间的电流。此时可变电阻调节信号被用作FET的栅极控制电压VGS，并使得FET工作在可变电阻区。通过改变栅极控制电压VGS，就可以改变FET源极与漏极之间的等效电阻RDS=VDS/IDS。图2示意性地示出了FET的输出特性曲线。在该图中，不同的曲线对应于不同的VGS，而在同一曲线上不同点的斜率代表不同的IDS/VDS，该斜率的倒数即为等效电阻RDS。在可变电阻区，FET的等效电阻RDS随VDS和VGS而变化。可以看出，如果在VDS一定的情况下，则栅极控制电压VGS越大，等效电阻RDS越小。因此，可以将VGS用作对FET的等效电阻RDS的调节信号。该FET可以与这些电路负载中的至少一个负载相并联，也可以与这些负载串联。由于并联时FET对所并联的负载分流，所以流过FET的电流较小，比较利于FET的工作。串联时负载的全部电流都流过FET，FET电流可能较大，但是也可以通过选择合适的电路参数来保证FET的工作。可变电阻模块102的另一具体示例是工作在可变电阻区的双极晶体管BJT。BJT的工作原理与FET类似，而且同样可以与负载串联或并联。可变电阻模块102也可以是任何其它适当的器件。此外，上述优选实施例中的纹波削减模块可以实现为比较模块。比较模块将参考电压与所述反馈信号进行比较，并输出与参考电压和反馈信号之间的差有关的比较结果，作为可变电阻调节信号。例如，比较模块可以是运算放大器。将参考电压接入到运算放大器的正输入端V+并将来自负载的反馈信号接到运算放大器的负输入端V-，放大器的输出Vout作为可变电阻调节信号。假设运算放大器的放大倍数为K，则Vout＝（V+－V-）×K。此时，上述基准值等于参考电压的瞬时值与反馈信号的瞬时值大致相等时运算放大器的输出。现参考图3，图3示出了根据本发明另一实施例的负载驱动电路100’。负载驱动电路100’与图1的负载驱动电路100之间的区别在于进一步包括第一分压电路105和与第一分压电路105相连接的第二分压电路106。在负载驱动电路100’中，第一分压电路105从直流输出电压分出第一电压。同时，参考电压调节模块104基于可变电阻调节信号产生调节电压，而第二分压电路106从这个调节电压中分出第二电压并叠加到第一电压上，作为参考电压。此外，尽管图3示出的负载驱动电路100’同时包括第一分压电路105和第二分压电路106，但可以理解的是，负载驱动电路100’也可以只包括第一分压电路105。此时，第一分压电路105从直流输出电压分出第一电压作为参考电压，而参考电压调节模块104直接对这个参考电压进行调整。接着参考图4，图4示出了根据本发明另一实施例的负载驱动电路100”。负载驱动电路100”与图1的负载驱动电路100之间的区别在于进一步包括恒流控制器107。恒流控制器107从负载200获得反馈信号，并基于这个反馈信号来控制直流电源101的直流输出电压，使负载电流的均值保持恒定。使用恒流控制器107的优点在于，当负载电流的均值保持恒定时，可变电阻模块102阻值的变化只会影响到负载电流的纹波，而不会影响其均值。这样，在通过纹波削减模块103和参考电压调节模块104来适当地调节可变电阻模块102的阻值，从而减小负载电流的纹波的过程中，反馈调节过程本身不会进一步影响负载电流的均值，从而使纹波消减过程能够更快地完成。如果没有恒流控制器107，则所述反馈调节过程本身改变负载电流均值，因此妨碍了纹波消减过程更快地进入稳定状态。上述各实施例中的直流电源101可以是通过功率因数校正（PFC）变换器、升压变换器、降压变换器、升降压变换器等实现的。参考电压调节模块104可以是微控制器（MCU），一个管脚接收来自纹波削减模块103的可变电阻调节信号，而另一管脚提供用于调节参考电压的输出。可以使用各种型号的MCU，例如PIC16F系列，ATxmega系列MCU等，只要其能够实现以上描述的功能即可。参考电压调节模块104也可以是实现类似功能的专用集成电路。负载200可以是发光二极管（LED），但不限于此。第一分压电路105和第二分压电路106可以通过电阻器来实现。此外，恒流控制器107也可以通过MCU实现，占有MCU的两个管脚，一个用于接入从负载获得的采样电流，一个用于输出对直流电源101的控制信号，使得直流电源101的直流输出电压的均值根据负载电流的均值而改变，以保持负载电流的均值恒定。本领域技术人员可以理解以上示例仅用于说明性目的，而非限制本发明的范围。下面参考图5至图9说明前述各实施例的负载驱动电路的一个具体例子500及其工作过程。图5是负载驱动电路500的电路图。如图中所示，对于前文所描述的各个电路模块，在图5中采用了具体的电路元件。但是，如前文所述，并非所有这些电路元件都是必须的，在前文各实施例中未提及的电路元件或者模块都是可以通过电路的具体参数设计而省略或者替换的。同时，如前文已经提到的，各个电路模块也并非只有图5所示一种实施方式，而可以有各种替代方式，在此不再重复。总之，图5在这里只是用来通过一个具体的例子来更详尽地说明电路的工作原理和工作过程，而非限定本发明的范围。在图5中，V_PFC代表来自用作直流电源101的降压PFC变换器（未示出）的直流输出电压，并被提供到用作负载200的串联连接的n+1个LED。工作在可变电阻区的场效应晶体管Q1用作可变电阻模块102，其源极和漏极分别与一个LED的两端连接，因此与这个LED并联。将这个被Q1并联的LED称为旁路LED。此时，场效应晶体管Q1源极和漏极之间的等效电阻是受到其栅极控制电压控制的等效电阻。另外，在图5中，从连接在并联的场效应晶体管Q1和旁路LED与地电势之间的采样电阻R1获得反映负载LED的电流的电压信号，提供给运算放大器U1的负输入端，作为反馈信号。注意，此处可以如图1、图3、图4中那样省略采样电阻R1或以其他方式获得反馈信号。例如，可以如图1、3、4中那样在旁路LED与另外n个LED相连接的节点处获得表示负载电流的反馈信号，再以任意适当的方式提供给运算放大器U1的负输入端。运算放大器U1的正输入端的输入为参考电压V_Ref。电阻器R4、R5构成第一分压电路105，基于直流输出电压V_PFC而产生第一电压。同时，用作参考电压调节模块104的MCU输出大小可以改变的直流调节电压V_DAC，调节电压V_DAC通过电阻器R6、R5构成的第二分压电路106与来自V_PFC的第一电压相叠加，因而获得参考电压V_Ref，该参考电压V_Ref提供到运算放大器U1的正输入端。通过调节电阻器R4、R5、R6，可以获得合适的分压比例，得到适当的参考电压V_Ref如下：运算放大器U1用作纹波削减模块103。根据需要，可以使用电阻器R2、R3和电容器C1来调整运算放大器U1的性能参数。运算放大器基于正输入端的参考电压V_Ref与负输入端的V-的差值获得运算放大器输出Comp_out=（V_Ref–V-）×K，其中K为运算放大器U1的放大倍数（该放大倍数可以用电阻器R2、R3和电容器C1来调整）。运算放大器输出Comp_out用作场效应晶体管Q1的栅极电压，以控制Q1的等效电阻。注意，应合适地选择运算放大器或者电阻器R2、R3和电容器C1，以确保Q1工作在等效电阻区。当参考电压V_Ref与负输入端的V-的均值（对应于LED电流的均值）一致时，与以上针对图1中的电路100所讨论的类似，能够适当地控制Q1的等效电阻，从而适当地“抵消”LED电流的变化而减小纹波。用作参考电压调节模块104的MCU基于用作可变电阻调节信号的运算放大器输出Comp_out来产生调节电压V_DAC。通过基于运算放大器输出Comp_out的变化而输出不同大小的直流调节电压V_DAC，就可以调节参考电压V_Ref的均值，以使V_Ref的均值尽量接近反馈信号V-的均值、即接近LED电流的均值。另外，MCU可以同时用作恒流控制器107，获得反映负载电流的信号，并基于该信号来控制直流输出电压V_PFC，以使得LED电流均值保持不变。此处，尽管在图5中示出MCU从采样电阻R1处获得反映负载电流的信号，但是与运算放大器U1获得反映负载的电流的电压信号时所提出的相类似，这个信号的具体获取方式不限于图中所示，而是可以有不同的替代方式。如以上针对图4的恒流控制器107的描述中所说明的，当工作条件发生变化时，MCU会调节作为直流电源101的PFC变换器所输出的直流电压V_PFC的均值（或者偏置值），以保持负载LED电流的均值恒定。这样可以保证LED的处在稳定的、较好的工作条件下，同时也利于LED电流纹波的减小。本领域技术人员可以理解的是，尽管在电路500中使用了电阻器R4、R5、R6作为第一分压电路105和第二分压电路106，但是实际上可替换为其他任意适当的元件，或者像图1的示例中那样省略。此外，用作采样电阻的电阻器R1可以以其他元件实现，或者可以如图1、图3、图4中所示那样省略电阻器R1而以其他方式从LED处获得的反馈信号。电阻器R2、R3和电容器C1使得能够控制放大器U1对正负输入端的放大倍数，在实际应用中可以通过任意适当的其他元件来实现。此外，电容器C2是电解电容器，用于在一定程度上减小V_PFC的纹波。如果V_PFC本身的纹波较小，则可以省略电容器C2。当然，也可以采用其他电路元件来实现减小V_PFC纹波的目的。根据以上描述，可知不仅公开了负载驱动电路和使用该负载驱动电路的灯具，而且公开了一种负载驱动方法，用于减小流经至少一个负载的负载电流的纹波。根据其一种实施方式，该方法包括：基于具有交流/直流变换器的直流电源的直流输出电压，产生参考电压；以及基于参考电压与来自至少一个负载的反馈信号，产生用于调节连接到至少一个负载的可变电阻模块的阻值的可变电阻调节信号，以减小负载电流的纹波；以及基于可变电阻调节信号来调节参考电压的均值，以使参考电压的均值尽量接近反馈信号的均值。优选地，当参考电压的瞬时值与反馈信号的瞬时值之间的差变大时，增大可变电阻调节信号，当参考电压的瞬时值与反馈信号的瞬时值之间的差变小时，减小可变电阻调节信号。类似地，当可变电阻调节信号变大时，可变电阻模块的阻值变小，而当可变电阻调节信号变小时，可变电阻模块的阻值变大。优选地，在可变电阻调节信号的最大值与基准值之间的差大于预定阈值时，减小参考电压的均值，在该基准值与可变电阻调节信号的最小值之间的差大于预定阈值时，增加参考电压的均值。作为替选，在可变电阻调节信号的最大值与基准值之间的差大于基准值与可变电阻调节信号的最小值之间的差时，减小参考电压的均值；在最大值与基准值之间的差小于基准值与最小值之间的差时，增加参考电压的均值。优选地，基准值为参考电压的瞬时值等于反馈信号的瞬时值时可变电阻调节信号的瞬时值。优选地，检测交流/直流变换器的输出电压的过零点时刻或者输入交流电源的过零点时刻的可变电阻调节信号作为上述基准值，并检测离该过零点时刻四分之一周期和四分之三周期处的可变电阻调节信号作为上述最大值和最小值。优选地，通过将参考电压与反馈信号进行比较来产生可变电阻调节信号。最后，还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。此外，在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。虽然以上参照特定实施例描述了本发明，但是应当理解，所描述的实施例仅是说明性的而不是限定性的。对于本领域的技术人员来说，在不背离本发明的实质和范围的情况下，可以进行各种修改和改变。本发明的范围仅由所附的权利要求及其等效含义来限定。