专利名称：谐振变换器的制作方法
技术领域：
本发明实施方式涉及一种谐振功率变换器，尤其地，涉及一种串联谐振变换器或LLC变换器。
背景技术：
由于谐振变换器可以在高频率下操作且提供较低的切换损耗，所以它们在功率转换领域中变得越来越受欢迎。
谐振变换器包括具有两个开关的至少一个半桥电路，该半桥电路根据DC输入电压来生成方波电压。方波电压被提供给谐振电路，并为了提供DC输出电压而整流谐振电路的电路元件之一上的电压。方波电压在谐振电路中引起振荡电压。该振荡电压使半桥电路的开关以零电压切换，这有助于保持较低的切换损耗，即便是在较高的切换频率下。谐振变换器的谐振器可包括具有初级绕组和次级绕组的变压器。在这种类型的变换器中，通常利用连接在次级绕组和输出端子之间的整流网路来整流次级绕组上的电压。输出电压在输出端子处是可用的。串联谐振变换器具有与变压器的初级绕组串联连接的串联LC电路，另外连接至LC电路的LLC变换器包括与变压器的初级绕组并联连接的电感。因此，可通过适当地调节半桥电路的切换频率来调整谐振变换器的输入功率以及输出电压。谐振变换器可以以高于谐振网路的谐振频率的频率进行操作，并且可以以低于谐振频率的频率进行操作，其中，操作模式影响整流网路中的电流波形。在串联谐振变换器及LLC变换器中，在次级侧整流网路上可能会出现高电压峰值的电压鸣震(voltage ringing),特别是在整流网路具有中心抽头拓扑结构(center-taptopology)的情况下。该鸣震可由寄生振荡电路产生，该寄生振荡电路可包括振荡器的寄生电容和寄生电感。在传统的变换器中，整流网路中的电路元件被选择为使得它们的电压阻断能力(voltage blocking capability)足够高以承受高电压峰值。然而,这增加了成本，并降低了变换器的总效率，原因在于具有较高电压阻断能力的电路元件通常具有较高的传导损耗。因此，需要提供一种谐振变换器，具体地，提供在很大程度上防止或至少部分地抑制变压器的次级侧的电压鸣震的串联谐振变换器或LLC变换器。
发明内容
—种实施方式涉及一种谐振变换器，其包括用于施加输入电压的第一输入端子和第二输入端子、提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子以及具有初级绕组和次级绕组的变压器，其中，初级绕组和次级绕组均具有第一端子和第二端子。变换器还包括具有电容元件和变压器的初级绕组的串联谐振电路、连接在输入端子和串联谐振电路之间的切换网络、连接在次级绕组和输出端子之间的整流电路，连接在初级绕组的第一端子与输入端子之间的箝位电路。
现在参照附图对本发明的实施方式进行解释。应注意的是，这些实施方式用于说明基本原理，因此仅说明用于理解基本原理所需的那些特征。附图未按比例绘制。此外，在所有附图中，相同的参考字符表示相同的特征。图I示意性地示出了包括箝位电路的串联谐振变换器的第一实施方式；图2示出了在图I的变换器中出现的驱动信号的时序图；图3示出了串联谐振变换器的第二实施方式；图4示出了串联谐振变换器的第三实施方式；图5示出了 LLC谐振变换器的第一实施方式；
图6示出了 LLC谐振变换器的第二实施方式；图7示出了 LLC谐振变换器的第三实施方式。
具体实施例方式图I示意性地示出了根据第一实施方式的串联谐振变换器的电路图。该变换器包括用于施加输入电压Vin的第一输入端子11和第二输入端子12,以及用于提供输出电压Vout的第一输出端子13和第二输出端子14。输入电压Vin例如为DC电压或整流AC电压，诸如整流正弦波电压。输出电压Vout为DC电压。变换器被配置为根据输入电压Vin生产控制或调节的输出电压Vout，也就是说，变换器被配置为生成输出电压Vout，使得输出电压Vout等于指定基准电压。图I中所示的串联谐振变换器包括具有下列元件的传统的基本拓扑结构耦接至输入端子11、12的开关电路20 ;具有初级绕组31和次级绕组32的变压器30 ;包括变压器30的初级绕组31的串联谐振电路；以及耦接在变压器30的次级绕组32与输出端子13、14之间的整流电路50。另外，针对基本拓扑结构，串联谐振变换器包括箝位电路61、62。下面将对箝位电路61、62的操作原理进行更详细地阐述。在图I所示的变换器中，开关电路20包括具有第一开关元件21和第二开关元件22的半桥电路，每个兀件均具有荷载路径和控制端子。两个开关兀件21、22的荷载路径串联连接在输入端子11、12之间。两个开关元件21、22的荷载路径共用的电路节点形成半桥电路的输出端23或中点。开关元件21、22可被实现为传统的电子开关，如M0SFET、IGBT或BJT。仅为了说明目的，在图I所示的实施方式中，开关元件21、22被实现为M0SFET，具体地被实现为η型加强M0SFET。这些MOSFET分别具有在漏源端子与栅极端子之间的漏源路径。MOSFET的漏源路径分别形成荷载路径并串联连接在输入端子11、12之间。MOSFET 21、22的栅极端子形成控制端。在半桥电路中，第一开关元件21充当高侧开关，第二开关元件22充当低侧开关。串联谐振电路包括作为第一感应元件的初级绕组31、第二感应元件41以及串联连接在半桥电路21、22的输出端23与第二输出端子14之间的至少一个电容元件42。串联谐振电路的谐振频率取决于初级绕组31和第二感应元件41的电感以及电容元件42的电容。第二感应元件41可以被实现为分立元件，还可以被实现为寄生电感，诸如变压器的线路电感或漏电感。根据图I中的虚线表示的一个实施方式，串联谐振电路不仅包括耦接至第二输入端子12的一个电容元件42,还包括另一电容元件422。另一电容元件422也与第二感应元件41串联连接，并耦接至第一输入端子11。两个电容元件42、422可具有相同的电容。两个电容元件42、422尤其在开关装置20被实现为如图I所示的半桥电路的情况下实现。整流电路50包括第一整流元件51和第二整流元件52。第一整流元件51连接在次级绕组32的第一端子32i与第二输出端子14之间。第二整流元件52连接在次级绕组32的第二端子322与第二输出端子14之间。此外，电容元件53 (如电容器)连接在输出端子13、14之间。次级绕组32具有耦接至第一输出端子13的中心抽头。因此，整流网络50的拓扑结构被称为中心抽头整流拓扑结构。整流元件51、52被连接为使得变换器的输出电流Iout可以沿图I所示的方向流动。应注意的是，还可以将次级绕组的中心抽头连接至第二输出端子14，还可以将第一整流元件51和第二整流元件52分别连接在次级绕组的第一端子32i与第一输出端子13之间以及第二端子322与第一输出端子13之间。然而，在这种情况下，必须使整流元件的极性反向。 下面将对图I的串联谐振变换器的操作原理进行简要说明。开关电路20通过使两个开关元件21、22交替地接通和断开而在半桥电路的输出端23生成方波电压。当第一开关元件21被接通时，第二开关元件22被断开，当第二开关元件22被接通时，第一开关元件21被断开。另外，两个开关元件21、22的接通时间之间存在死区时间Td。开关元件的接通时间是各个开关元件接通的时间。在死区时间Td，两个开关元件21、22都是断开的。在开关元件21、22的接通时间之间提供死区时间有助于安全防止输入端子11、12之间的分路电流，有助于允许开关元件21、22进行零电压切换。“零电压切换”是指当荷载路径上的电压为零时可以切换第一开关元件和第二开关元件。在死区时间Td时，荷载路径电压在接通各个开关元件21、22之前可降为零。图2示意性地示出了第一开关元件21的第一驱动信号S21和第二开关元件22的第二驱动信号S22的时序图。驱动信号S21、S22由控制电路100生成。当开关元件21、22将被接通时，相应的驱动信号S21、S22均具有接通电平，相应的开关元件21、22断开时均具有断开电平。为了解释述，假设驱动信号S21、S22的接通电平为高信号电平，断开电平为低信号电平。在图2中，Td表不第一驱动信号S21和第二驱动信号S22的接通脉冲之间的死区时间。接通脉冲为相应的开关元件21、22接通期间的脉冲。在图2中，T表示变换器的一个切换周期或一个驱动周期的持续时间。在每个切换周期，每个开关元件21、22在接通时期Ton21、Ton22接通一次。切换操作的占空比D由第一开关元件21的接通时期的持续时间Ton21与一个切换周期的持续时间T之间的比Τοη21/Τ限定。通常，占空比D大约为O. 5%或50%。实际上，由于死区时间Td，占空比D略小于50%。当第一开关元件21被接通时，半桥电路的输出端23处的电压大致等于输入电压Vin (忽略第一开关元件21的荷载路径上的电压降)。在第一开关元件21的接通时间内，电能经由输入端子11、12接收，并磁存储在初级绕组31和第二感应元件41中，并以电容方式存储在电容元件42中。存储在串联谐振电路的电路元件中的能量使电流在断开第一开关元件21后通过串联谐振电路连续。在第一开关元件21的断开时间内，第二开关元件22为串联谐振电路中的电流提供自由轮转电流路径。在死区时间Td内，MOSFET 21、22的集成体二极管提供电流路径。在电路元件被用作不包括集成二极管的第一开关元件和第二开关元件21、22的情况下，二极管平行于开关元件21、22的荷载路径进行设置。控制电路100生成取决于输出电压Vout的驱动信号S21、S22以便调节输出电压Vout,使得输出电压采用指定基准电压。为此，输出电压Vout或取决于输出电压Vout的信号被反馈至控制电路100。控制电路100可以在变换器的初级侧实现，该侧位于初级绕组31的一侧。在这种情况下，稱合电路(coupling circuit) 101 (虚线示出的)可被配置在变换器的输出端和控制电路100之间。耦合电路101包括适用于在变压器30提供的势垒上将输出电压Vout或包括关于输出电压Vout的信息的信号从变换器的次级侧传输至控制电路100 (变换器初级侧)的电路元件。耦合电路101可包括适用于在势垒上传输电信号的电路元件。这种电路元件为例如光耦合器、变压器，尤其是无芯变压器等。这种耦合电路通常为人们所熟知，因此在此不需要进一步解释。控制电路100可以被实现为串联谐振变换器的传统控制电路。控制电路100被配置为调整或改变取决于输出电压Vout的半桥电路的切换频率以便调节输出电压Vout。半桥电路的切换频率是一个切换周期的持续时间T的倒数，即f = 1/T。谐振变换器(如图1，3和4中的串联谐振变换器或图5至7中的LLC变换器)的电压调节原理通常为人们所熟 知，因此在此不需要进一步解释。变换器可以以低于串联谐振电路的谐振频率fKES的切换频率f进行操作，还可以以高于串联谐振电路的谐振频率fKES的切换频率f进行操作。在两种操作模式下，即，以低于谐振电路的切换频率及高于谐振电路的切换频率的开关电路，因此，可以通过改变变换器的切换频率f来调节变换器的输入功率以及输出电压Vout。变换器的输入功率是变换器在其输入端子11、12处接收的电功率。在固定输入电压Vin下，输入功率取决于切换频率。参照图1，变换器包括寄生电容Cpl、Cp2。第一寄生电容Cpl是第二感应元件41的寄生电容。为此，应该指出，第二感应元件41可以为分立感应元件，或可以为寄生感应元件，如变压器30的寄生感应元件。第二寄生电容Cp2为变压器30的寄生电容，且存在于变压器30的初级绕组31和次级绕组32之间。此外，变换器包括整流网络50中的寄生电感Lpl、Lp2。这些寄生电感Lpl、Lp2尤其为变压器30的漏电感和/或线路电感。另外，整流元件51、52可包括充当寄生电容的输出电容Cossl、Coss2。输出电容Cossl、Coss2存在于整流元件51、52的荷载端之间。这些输出电容Cossl、Coss2在整流元件被实现为如图3所示的同步整流器(SR) MOSFET的情况下尤其地具有重要电容。寄生电容Cpl、Cp2与寄生电感Lpl、Lp2—起形成寄生振荡电路。这些寄生振荡电路在次级绕组32的第一端子32i和第二端子322可能会导致电压过冲(voltageovershoot).这些电压过冲可损坏连接在次级绕组21的第一端子32i和第二端子322与输出端子之一(为图I所示的实施方式中的第二输出端子14)之间的整流元件51、52。为了防止整流元件51、52被损坏，这些整流元件51、52被选择为使得具有足够高的电压阻断能力。然而，变换器的成本以及整流网络50的欧姆损耗随着整流元件51，52的电压阻断能力的增加而增加。下面将对次级绕组32的第一端子32i和第二端子322的这些电压过冲的生成进行简要说明在半桥电路的输出端23处提供的方波电压使振荡电流Iosc在串联谐振电路中流动。然而，振荡电流Iosc不与输出端23提供的方波电压同相，使得振荡电流Iosc在第一开关元件21和第二开关元件22之一的接通状态中改变其方向。当第二开关元件22被接通时，振荡电流lose首先沿第一方向(是图I中所示的方向)流动，然后改变其方向以便沿相反的第二方向流动。当第一开关元件21被接通时,振荡电流首先继续沿第二方向流动，然后改变其方向以便沿相反的第一方向流动。每次振荡电流Iosc改变其电流流动方向时以及每次在输出端子23处提供的方波电压改变其幅度时，即每次开关元件21、22中的一个断开，另一个接通时，都会出现由寄生电路元件Cpl、Cp2、LpU Lp2和Cossl、Coss2导致的振荡。可出现两种不同类型的振荡(鸣震)，即，振荡电流lose改变其方向时出现的第一类型，输出端23处的方波电压改变其幅度(从Vin至零，或从零至Vin)时出现的第二类型。两种类型的振荡在次级绕组32的端子处，从而在第一整流元件51和第二整流元件52处可能会导致电压过冲。当振荡电流Iosc的方向从第一方向变为第二方向时，在第二开关元件22的接通状态期间可能会出现第一整流元件51的(第一 类型的)电压过冲。这些电压过冲(振荡)具体地由Lpl及第一整流元件51的输出电容Cossl引起。第一整流元件51处的(第二类型的)电压过冲进一步出现在第一开关元件的接通状态开始处。这些电压过冲(振荡)具体地由Lp2及寄生电容Cpl、Cp2引起。当振荡电流Iosc的方向从第二方向变为第一方向时，在第一开关元件21的接通状态期间可能会出现第二整流元件52处的(第一类型的)电压过冲。这些电压过冲(振荡)具体地由Lp2和第二整流元件52的输出电容Coss2引起。第二整流元件52处的(第二类型的)电压过冲进一步出现在第一开关元件的接通状态开始时。这些电压过冲(振荡)具体地由Lpl和寄生电容Cpl、Cp2引起。为了防止或至少部分地抑制这些电压过冲，变换器包括具有连接在电路节点A与第一输入端子11之间的第一箝位元件61，以及连接在电路节点A与第二输入端子12之间的第二箝位元件62的箝位电路。第一箝位元件61被连接为使得将电路节点A处的电势箝位至第一输入端子11处的电势。第二箝位元件62被连接为使得将电路节点A处的电势箝位至第二输入端子12处的电势。根据一个实施方式，第二输入端子12连接至基准电位，如GND。在这种情况下，第二箝位元件62将电路节点A处的电势箝位至基准电位，同时第一箝位元件61将电路节点A处的电势箝位至输入电压Vin。箝位元件61、62例如为PN 二极管、PIN 二极管或肖特基二极管。在图I所示的实施方式中，两个箝位元件被实现为PN 二极管，其中，第一箝位二极管61的阳极端子和阴极端子分别连接至电路节点A和第一输入端子11，第二箝位二极管62的阳极端子和阴极端子分别连接至第二输入端子12和电路节点A。由于次级绕组32的第一端子32i和第二端子322感应地耦合至电路节点A，将电路节点A处的电压箝位至输入电压Vin和零电压中的一个还使次级绕组的第一端子32i和第二端子322的电压被箝位。第一箝位元件61对出现在第二整流元件52上的电压尖峰(voltage spike)进行箝位,第二箝位元件61对出现在第一整流元件51上的电压尖峰进行箝位。参照图1，电路节点A为初级绕组31的端子之一。在该实施方式中，电路节点A是初级绕组31的第二端，其中，初级绕组31的第一端子连接至半桥电路的输出端23。第二感应元件41和电容元件42连接在初级绕组31的第二端子与第二输入端子12之间，使得电路节点A是设置在串联谐振电路的初级绕组31与其他电路元件之间的电路节点。应注意，在切换频率f高于串联谐振电路的谐振频率fKES的操作模式中尤其发生被箝位电路61、62箝位的电压过冲。在该操作模式下，整流网路50在持续电流模式(CCM)下进行操作，这意味着存在从次级绕组32的中心抽头33至输出电容器53的持续电流Ir。通常，串联谐振变换器以大于谐振频率的切换频率进行操作，使得参照图I解释的箝位电路有助于降低串联谐振变换器的“正常”操作模式下的电压过冲。参照图I解释的箝位电路61、62的使用不仅限于在具有图I所示的拓扑结构的串联谐振变换器中使用。相反，箝位电路可以和多个其他变换器拓扑结构一起使用。下面将参照图3至图7对拓扑结构的一些实施方式进行解释。图3示出了串联谐振变换器的另一实施方式。图3的变换器基于图I的变换器，其中，整流网路50包括同步整流器51、52作为整流元件。同步整流器被实现为由控制电路100利用驱动信号S51、S52控制的η型加强MOSFET。根据一个实施方式，另一耦接电路102可用于将用于同步整流器MOSFET 51、52的驱动信号S51、S52经由势垒从控制电路100传输至同步整流器MOSFET 51、52。控制信号100被配置为在代替同步整流器MOSFET使用的二极管为导电二极管的时间段内接通同步整流器MOSFET 51、52。串联谐振变换器中的同步整流(SR) MOSFET的使用和控制通常是为人们所熟知的，因此在此不需要进一步解释。 图4示出了串联谐振变换器的另一实施方式。该变换器基于图3的变换器，与图3中的变换器的不同之处在于除具有第一开关元件21和第二开关元件22的半桥之外，开关电路20还包括具有第三开关元件24和第四开关元件25的第二半桥电路。这些第三开关元件24和第四开关元件25具有串联连接在输入端子11、12之间的荷载路径，并形成输出端26。第二半桥电路的两个开关24、25被实现为图4所示的实施方式中的η型加强M0SFET。然而，针对第一半桥电路21、22的实现所解释的一切内容也适用于实现第二半桥电路。在图4的变换器中，串联谐振电路连接在第一半桥电路的输出端23与第二半桥电路的输出端26之间。连接在第一输入端子11和串联谐振电路之间的第三开关元件24被第二驱动信号S22驱动，第二驱动信号还驱动第二开关元件22。连接在串联谐振电路和第二输入端子12之间的第四开关元件25被第一驱动信号S21驱动，第一驱动信号还驱动第一开关元件21。因此，当串联谐振电路的第一端子经由第一开关元件21连接至第一输入端子11时，串联谐振电路的第二端子经由第四开关元件25连接至第二输入端子12 ;当串联谐振电路的第一端子经由第二开关元件连接至第二输入端子12时，串联谐振电路的第二端子经由第三开关元件24连接至第一输入端子11。参照图5至图7，上文解释的箝位电路61、62的使用不仅限于串联谐振变换器，而是箝位电路61、62还可用于LLC变换器。LLC变换器与串联谐振变换器的不同之处在于LLC变换器中的串联谐振电路包括与变压器的初级绕组并联连接的第三感应元件。图5示出了具有以图I的串联谐振变换器的拓扑结构为基础的拓扑结构的LLC变换器，图6示出了具有以图3的串联谐振变换器的拓扑结构为基础的拓扑结构的LLC变换器，图7示出了具有以图4的串联谐振变换器为基础的拓扑结构的LLC变换器。图5至图7的LLC变换器与根据图I、图3和图4的串联谐振变换器的不同之处在于第三感应元件44与变压器30的初级绕组31并联连接。针对图I、图3和图4的串联谐振变换器的其他电路元件解释的一切内容由此适用于图5至图7的LLC变换器的电路元件。除串联谐振变换器之外，LLC变换器通常以小于串联谐振电路的谐振频率fKES的切换频率进行操作。为此，应注意，LLC变换器中的串联谐振电路的谐振频率同样取决于第三感应元件44。尽管LLC变换器的“正常”操作模式以小于谐振频率的频率进行，但LLC变换器启动时通常以大于谐振频率的切换频率进行操作，其中，启动后将切换频率降低至小于谐振频率的“正常”切换频率。启动时使用较高的切换频率有助于保持第三感应元件44(分流感应元件)中的浪涌电流(inrush current)较低。因此，提供箝位电路有助于降低在大于谐振频率的切换频率下发生的整流网络50中的电压过冲，同样有利于LLC变换器。尽管已公开了本发明的各种示例性实施方式，但对于本领域的技术人员显而易见的是，在不背离本发明的精神和范围的情况下能够进行实现本发明的一些优点的各种变化及修改。对于本领域的技术人员明显的是，可适当替换执行相同功能的其他部件。应该指出，即便在未明确提到的情况下参照具体附图解释的特征也可以与其他附图的特征相结合。此外，本发明的方法可以在利用适当地处理器指令的所有软件实施中或在利用硬件逻 辑和软件逻辑的组合以取得相同结果的混合实施中实现。发明构思的这些修改旨在由所附权利要求涵盖。
权利要求
1.一种谐振变换器,包括 用于施加输入电压的第一输入端子和第二输入端子； 用于提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子； 具有初级绕组和次级绕组的变压器，所述初级绕组和所述次级绕组均具有第一端子和 弟一牺子； 串联谐振电路，包括电容元件和所述变压器的所述初级绕组； 开关电路，连接在所述第一输入端子和所述第二输入端子与所述串联谐振电路之间；整流电路，连接在所述次级绕组与所述第一输出端子和所述第二输出端子之间；以及箝位电路，连接在所述初级绕组的所述第一端子和所述第二端子之一与所述第一输入端子和所述第二输入端子之间。
2.根据权利要求I所述的谐振变换器，其中，所述初级绕组的所述第一端子被配置在所述初级绕组与所述电容元件之间。
3.根据权利要求I所述的谐振变换器，还包括 与所述初级绕组和所述电容元件串联连接的感应元件。
4.根据权利要求3所述的谐振变换器，还包括 与所述初级绕组并联连接的另一感应元件。
5.根据权利要求I所述的谐振变换器，其中，所述箝位电路包括 第一箝位元件，连接在所述初级绕组的所述第二端子与所述第一输入端子之间；以及 第二箝位元件，连接在所述初级绕组的所述第二端子与所述第二输入端子之间。
6.根据权利要求5所述的谐振变换器，其中，所述初级绕组的所述第一端子连接至所述开关电路。
7.根据权利要求5所述的谐振变换器，其中，所述第一箝位元件和所述第二箝位元件为PN 二极管或PIN 二极管。
8.根据权利要求5所述的谐振变换器，其中，所述第一箝位元件和所述第二箝位元件为肖特基二极管。
9.根据权利要求I所述的谐振变换器，其中，所述整流电路包括 所述次级绕组的中心抽头，连接至所述第一输出端子； 第一整流元件，连接在所述次级绕组的所述第一端子与所述第二输出端子之间；以及 第二整流元件，连接在所述次级绕组的所述第二端子与所述第二输出端子之间。
10.根据权利要求9所述的谐振变换器，其中，所述第一整流元件和所述第二整流元件为二极管。
11.根据权利要求9所述的谐振变换器，其中，所述第一整流元件和所述第二整流元件为同步整流器。
12.根据权利要求I所述的谐振变换器，其中，所述开关电路包括 第一半桥电路，具有串联连接在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间的两个开关，并具有输出端， 其中，所述串联谐振电路连接在所述第一半桥电路的所述输出端与所述第二输入端子之间。
13.根据权利要求I所述的谐振变换器，其中，所述开关电路包括第一半桥电路，具有串联连接在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间的两个开关，并具有输出端；以及 第二半桥电路，具有串联连接在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间的两个开关，并具有输出端， 其中，所述串联谐振电路连接在所述第一半桥电路的所述输出端与所述第二半桥电路的所述输出端之间。
全文摘要
本发明公开了一种谐振变换器，该谐振变换器包括用于施加输入电压的第一输入端子和第二输入端子以及用于提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子。变压器包括初级绕组和次级绕组，其中，初级绕组和次级绕组均具有第一端子和第二端子。串联谐振电路包括电容元件以及变压器的初级绕组。开关电路连接在第一输入端子和第二输入端子与串联谐振电路之间。整流电路连接在次级绕组与第一输出端子和第二输出端子之间。箝位电路连接在初级绕组的第一端子和第二端子中的一个与第一输入端子和第二输入端子之间。
文档编号H02M3/338GK102790534SQ20121015760
公开日2012年11月21日 申请日期2012年5月18日 优先权日2011年5月19日
发明者刘建伟, 李冬, 王赞 申请人:英飞凌科技奥地利有限公司