专利名称：一种高功率因数开关电源及其控制器和控制方法
技术领域：
本发明涉及开关电源技术领域，更具体地说，涉及一种高功率因数开关电源及其控制器和控制方法。
背景技术：
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出的一种电源，一般通过原边控制器调制控制主功率开关管，从而实现负载端的较为稳定输出。开关电源由于具有开关速度快、集成度高等优点，使得开关电源容易安装在设计紧凑的LED (Light Emitting Diode,发光二极管)照明器件中，成为LED照明器件中较优使用的驱动开关电源。 参考图1，图I为现有的一种常见的开关电源的电路图。输入交流电压Vac通过整流桥20后连接输入电容Cin第一极板为其充电，产生一个输入直流电压Vin，通过启动电阻Rst为控制器10的启动端VCC连接的启动电容C3充电，当启动电容C3两端的电压达到控制器10的开启电压VCC_0N时，控制器10启动，开始正常工作。启动后辅助绕组Na通过二极管D3为控制器10提供能量，控制器10通过分压电阻Rl和R2感应副边绕组整流器件(二极管D2)的工作状态，控制主功率管Ql的导通时刻，并根据原边电流感应电阻Rcs上的电压值决定主功率管Ql的截止时刻，使流过副边绕组Ns端发光二极管(LED)的平均电流Io保持恒定。其中，原边绕组Np、副边绕组Ns以及辅助绕组Na组成变压器Tl，所述输入电容Cin第二极板接地。对于驱动发光二级管的开关电源，其功率因数是衡量其特性的一个重要参数。功率因数是衡量电气设备效率高低的一个系数，如果功率因数低，则电路用于交变磁场转换的无用功功率大，电能的利用率低，从而增加线路供电损失。而通过减小输入电容Cin的方法虽然可以提高开关电源的功率因数，但是减小输入电容Cin会造成原边整流电压过低而造成副边绕组Ns端输出信号的低频纹波分量较高，从而使得LED出现频闪甚至是烧坏。因此，在通过开关电源驱动发光二极管时，如何在降低低频纹波的前提下，提高所述开关电源的功率因数是驱动发光二级管的开关电源开发研制过程中一个亟待解决的问题。发明内容为解决上述技术问题，本发明提供一种高功率因数开关电源及其控制器和控制方法，以实现在降低输出信号中低频纹波分量的前提下，提高所述开关电源功率因数的目的。为实现上述目的，本发明提供如下技术方案—种高功率因数开关电源，所述开关电源包括整流器件；变压器，所述变压器包括原边绕组、副边绕组以及辅助边绕阻；输入电容，所述输入电容的第一极板与所述整流器件的输出端和所述原边绕组的输入端连接；第一功率开关，所述第一功率开关耦合在所述输入电容的第二极板和原边地之间；控制电路，所述控制电路与所述第一功率开关以及输入交流电源耦合；所述控制电路根据输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容对所述原边绕组放电；在所述输入交流电的极点及其周边位置，处于充电状态，不对所述原边绕组放电；其中，所述控制电路通过所述开关电源的主功率开关管与所述原边绕组的输出端连接，用于控制副边绕组端输出信号的稳定。优选的，上述开关电源中，所述第一功率开关包括 二极管，所述二极管的阴极连接原边地，其阳极连接所述输入电容的第二极板；MOS晶体管，所述MOS晶体管的源极连接原边地，其漏极连接所述输入电容的第二极板，当所述MOS晶体管的栅极与源极之间的电压小于其开关阈值电压时所述输入电容可通过所述MOS晶体管对所述原边绕组放电；当栅极与源极电压大于其阈值电压时所述输入电容通过所述二极管充电，不对所述原边绕组放电。优选的，上述开关电源中，所述第一功率开关包括二极管，所述二极管的阴极连接原边地，其阳极连接所述输入电容的第二极板；PNP晶体管，所述PNP晶体管的发射极连接原边地，其集电极连接所述输入电容的第二极板，当所述PNP晶体管的集电极与基极之间的电压小于其开关阈值电压时所述输入电容可通过所述PNP晶体管对所述原边绕组放电；当集电极与基极之间的电压大于其阈值电压时所述输入电容通过所述二极管充电，不对所述原边绕组放电。优选的，上述开关电源中，所述开关电源通过电阻检测网络采集所述输入交流电的相位值和/或幅度值；其中，所述电阻检测网络包括第一检测电阻、第二检测电阻和第三检测电阻；所述第一检测电阻的输入端和第二检测电阻的输入端分别连接输入交流电的两极；所述第一检测电阻的输出端和第二检测电阻的输出端的公共结点与所述控制电路连接，且所述公共结点通过第三检测电阻与原边地连接。优选的，上述开关电源中，所述开关电源的主功率开关管为双极性高压晶体管或高压金属-氧化物-半导体场效应管，其与所述控制电路进行分离封装。优选的，上述开关电源中，所述开关电源的主功率开关管为双极性高压晶体管或高压金属-氧化物-半导体场效应管，其与所述控制电路进行同一封装。优选的，上述开关电源中，所述控制电路包括第一功率开关控制模块，所述第一功率开关控制模块用于控制第一功率开关的导通与截止；主功率开关控制模块，所述主功率开关控制模块用于控制所述开关电源的主功率开关的导通与截止。优选的，上述开关电源中，所述第一功率开关控制模块包括相位/幅度检测单元，所述相位/幅度检测单元根据输入交流电的相位值和/或幅度值产生第一控制信号；负压检测单元，负压检测单元根据输入电容第二极板的电压产生第二控制信号；第一功率开关导通截止控制单元，所述第一功率开关导通截止控制单元根据所述第一控制信号和第二控制信号产生第一功率开关驱动信号；第一功率开关驱动单元，所述第一功率开关驱动单元根据所述第一功率开关驱动信号控制第一功率开关的导通或截止。优选的，上述开关电源中，所述主功率开关控制模块包括参考电压产生单元，所述参考电压产生单元根据输入交流电压产生一个参考电压；主功率开关截止时刻产生单元，所述主功率开关截止时刻产生单元根据原边绕组表征电压以及所述参考电压产生主功率开关截止时刻控制信号副边绕组状态检测单元，所述副边绕组状态检测单元用于获取开关所述开关电源的副边整流二极管的电压；主功率开关导通时刻产生单元，所述主功率开关导通时刻产生单元根据所述副边整流二极管的电压产生主功率开关导通时刻控制信号； 主功率开关驱动单元，所述主功率开关驱动单元根据所述主功率开关截止时刻控制信号控制所述主功率开关处于截止状态；根据所述主功率开关导通时刻控制信号控制所述主功率开关处于导通状态。—种高功率因数开关电源控制器，所述开关电源包括整流器件、变压器、主功率开关以及输入电容，所述输入电容的第一极板与所述整流器件的输出端连接，其特征在于，所述控制器包括第一功率开关，所述第一功率开关耦合在所述输入电容的第二极板和原边地之间；控制电路，所述控制电路与所述第一功率开关以及输入交流电源耦合；所述控制电路根据输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容对所述变压器的原边绕组放电；在所述输入交流电极点及其周边位置，处于充电状态，不对所述原边绕组放电。优选的，上述开关电源控制器中，所述第一功率开关与控制电路集成在不同芯片上，进行分离封装。优选的，上述开关电源控制器中，所述第一功率开关与控制电路集成在同一芯片上，进行同一封装。优选的，上述开关电源控制器中，所述控制电路包括第一功率开关控制模块，所述第一功率开关控制模块用于控制第一功率开关的导通与截止；主功率开关控制模块，所述主功率开关控制模块用于控制所述开关电源的主功率开关的导通与截止。优选的，上述开关电源控制器中，所述第一功率开关控制模块包括相位/幅度检测单元，所述相位/幅度检测单元根据输入交流电的相位值和/或幅度值产生第一控制信号；负压检测单元，负压检测单元根据输入电容第二极板的电压产生第二控制信号；第一功率开关导通截止控制单元，所述第一功率开关导通截止控制单元根据所述第一控制信号和第二控制信号产生第一功率开关驱动信号；第一功率开关驱动单元，所述第一功率开关驱动单元根据所述第一功率开关驱动信号控制第一功率开关的导通或截止。优选的，上述开关电源控制器中，所述主功率开关控制模块包括参考电压产生单元，所述参考电压产生单元根据输入交流电压产生一个参考电压； 主功率开关截止时刻产生单元，所述主功率开关截止时刻产生单元根据原边绕组表征电压以及所述参考电压产生主功率开关截 止时刻控制信号副边绕组状态检测单元，所述副边绕组状态检测单元用于获取开关所述开关电源的副边整流二极管的电压；主功率开关导通时刻产生单元，所述主功率开关导通时刻产生单元根据所述副边整流二极管的电压产生主功率开关导通时刻控制信号；主功率开关驱动单元，所述主功率开关驱动单元根据所述主功率开关截止时刻控制信号控制所述主功率开关处于截止状态；根据所述主功率开关导通时刻控制信号控制所述主功率开关处于导通状态。一种高功率因数开关电源的控制方法，其特征在于，包括获取输入交流电的相位值和/或幅度值；根据所述输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述开关电源的输入电容，在输入交流电的零点及其周边位置，对所述开关电源的原边绕组放电；在所述输入交流电极点及其周边位置，使所述输入电容处于充电状态，不对所述原边绕组放电。优选的，上述方法中，所述交流电的相位值和/或幅度值为输入交流电压的相位值和/或幅度值。从上述技术方案可以看出，本发明所提供的高功率因数开关电源包括整流器件；变压器，所述变压器包括原边绕组、副边绕组以及辅助边绕阻；输入电容，所述输入电容的第一极板与所述整流器件的输出端和所述原边绕组的输入端连接；第一功率开关，所述第一功率开关耦合在所述输入电容的第二极板和原边地之间；控制电路，所述控制电路与所述第一功率开关以及交流输入电源耦合；所述控制电路根据输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容对所述原边绕组放电；在所述输入交流电的极点及其周边位置，处于充电状态，不对所述原边绕组放电；其中，所述控制电路通过所述开关电源的主功率开关管与所述原边绕组的输出端连接，用于控制副边绕组端输出信号的稳定。通过上述技术方案可知，本发明所述开关电源通过控制所述第一功率开关控制所述输入电容工作状态，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容处于放电状态，对所述原边绕组进行放电，使原边整流电压在输入交流电的过零点及其周边位置的时间段内能够保持足够的高度为所述副边绕组端的负载提供足够的能量，保证负载端的输出电压或电流不会因为所述原边整流电压太低而出现低频纹波；同时，在所述输入交流电极点(输入交流电波峰或波谷)及其周边位置，使所述输入电容处于充电状态(不对所述原边绕组放电)，补充其在输入交流电的过零点及其周边位置的时间段内释放的能量。由于此时充电电流的相位处于输入交流电的波峰或波谷附近，有利于减小总的输入电流(包括输入电容充电电流以及原边绕组的输入电流)与输入电压的相位差，从而提高开关电源的功率因数。因此，所述开关电源在抑制低频纹波的前提下，具有较高的功率因数。
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图I为现有技术中常见的一种开关电源的电路图；图2为图I所示开关电源的关键节点的电压与电流的波形图；图3为本发明实施例提供的一种高功率因数开关电源的电路图；图4为图3中所示开关电源关键节点的电压与电流的波形图；图5为本发明实施例提供的开关电源的控制电路的原理图；图6为本发明实施例提供的另一种高功率因数开关电源的电路图；图7为本发明所述开关电源控制器的第一功率开关控制模块的具体实现方式的电路图；图8为采用本发明实施例所述开关电源控制器的开关电源的关键节点的电压与电流的波形图。
具体实施例方式正如背景技术部分所述，在通过开关电源驱动发光二极管时，如何在抑制低频纹波的前提下，提高所述开关电源的功率因数是驱动发光二级管的开关电源开发研制过程中一个亟待解决的问题。参考图2，图2为图I所示开关电源的关键节点的电压与电流的波形图。现有技术中，为消除输出电流Io的低频纹波，特别的是为消除IOOHz与120Hz的低频纹波，采用较小的输入电容Cin，其容值一般为4. 7 ii F左右。由于整流器件20为非线性的整流二极管，微 法级的输入电容Cin会使整流器件20的导通角远小于180°，从而产生大量的谐波电流成分。而谐波电流成分不做功，只有基波电流成分做功，所以会导致功率因数减小。另外，由于输入电容Cin的充电过程一般在输入交流电压Vac相位到达90°时完成,输入交流电压Vac和输入交流电流Iac会产生相移，也会导致功率因数减小。由输入电容Cin的充放电电流Icin波形可知，在输入交流电压Vac —个周期的大部分时间内，输入电容Cin给原边绕组供电，只有当输入交流电压Vac高过输入电容Cin上的电压时，图I中整流桥20导通，输入交流电给电容Cin充电。输入交流电压Vac的有效值越高，整流桥20的导通时间就越短，输入交流电电流Iac的高次谐波分量也就越多，功率因数越低。测量结果表明，图I所示开关电源在输入交流电电压的有效值为为265V时，其功率因数只有0.4左右。发明人研究发现，仅仅通过减小输入电容来提高驱动二极管的开关电源的功率因数是不可行的，原因在于减小输入电容后，虽然减弱了输入电容Cin对整流器件20整流后的信号(主要为直流信号，还包括小部分的交流信号，如低频纹波、高次谐波)的滤波作用，减少了通过输入电容而流向原边地的交流信号的损失，提高了开关电源的功率因数，但是由于减小了对交流信号的滤波作用，将会导致较多的低频纹波直接流向原边绕组，从而使得副边绕组的输出信号的低频纹波增多，从而会造成副边绕组端的二极管出现闪频甚至烧坏等问题。而通过增大输入电容虽然可以减少低频纹波，但是这样会大大缩小整流器件的导通角(尤其是在线电压较高的情况下)，会造成输入电流高次谐波增多，导致较多的交流信号通过输入电容流向原边地，从而降低开关电源的功率因数。对于驱动二极管的开关电源，其功率因数PF为
P V； xl, XCOS0 /,
PI =_ =」-!-— = ~— X cos <p= yx COS (p
sG X/面Irms上式中，I1表示输入交流电的基波电流有效值；1_表示输入交流电总电流的有效 值；Y =I1Aniis，为输入交流电流的波形失真系数；cos(p表示输入交流电的基波电压和基波电流的相移因数。因此，增大功率因数有两种途径，途径一抑制高次谐波，使得输入交流电流正弦化，输入交流电流接近于I1，此时谐波为零，Y=I1A■接近于I。途径二 使输入交流电压和输入交流电流接近同相位，即使基波电压和基波电流的相移因数COS9接近于I。通过上述论述可知，可通过控制输入电容的工作状态，一方面，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容处于放电状态，对所述原边绕组进行放电，从而可以抑制高次谐波，使得输入交流电流正弦化，输入交流电流接近于I1，此时谐波为零，Y=I1Aniis接近于I ;另一方面，在所述输入交流电的极点及其周边位置，使所述输入电容处于充电状态，从而可以使输入交流电压和输入交流电流接近同相位，即使基波电压和基波电流的相移因数COS9接近于I。基于上述研究，本发明提供了一种高功率因数开关电源，包括整流器件；变压器，所述变压器包括原边绕组、副边绕组以及辅助边绕阻；输入电容，所述输入电容的第一极板与所述整流器件的输出端和所述原边绕组的输入端连接；第一功率开关，所述第一功率开关耦合在所述输入电容的第二极板和原边地之间；控制电路，所述控制电路与所述第一功率开关以及交流输入电源耦合；所述控制电路根据输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容对所述原边绕组放电；在所述输入交流电的极点及其周边位置，处于充电状态，不对所述原边绕组放电；其中，所述控制电路通过所述开关电源的主功率开关管与所述原边绕组的输出端连接，用于控制副边绕组端输出信号的稳定。本发明所述开关电源通过控制所述第一功率开关控制所述输入电容工作状态，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容处于放电状态，对所述原边绕组进行放电，使原边整流电压在输入交流电的过零点及其周边位置的时间段内能够保持足够的高度为所述副边绕组端的负载提供足够的能量，以抑制高次谐波，且保证负载端的输出电压或电流不会因为所述原边整流电压太低而出现低频纹波；同时，在所述输入交流电极点(输入交流电波峰或波谷)及其周边位置，使所述输入电容处于充电状态(不对所述原边绕组放电)，补充其在输入交流电的过零点及其周边位置的时间段内释放的能量。由于此时充电电流的相位处于输入交流电的波峰或波谷附近，有利于减小总的输入电流(包括输入电容充电电流以及原边绕组的输入电流)与输入电压的相位差，从而提高开关电源的功率因数。因此，所述开关电源在抑制低频纹波的前提下，具有较高的功率因数。以上是本申请的核心思想，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。其次，本发明结合示意图进行详细描述，在详述本发明实施例时，为便于说明，表 示装置件结构的剖面图会不依一般比例作局部放大，而且所述示意图只是示例，其在此不应限制本发明保护的范围。实施例一基于上述思想，本实施例提供了一种高功率因数开关电源，参考图3，包括整流器件20、变压器Tl、输入电容Cin、第一功率开关80以及控制电路81。具体的，所述整流器件20用于将周期性变化的输入交流电压Vac转换为输入直流电压Vin，所述整流器件20的输入端分别连接输入交流电压Vac的两极，其输出端与所述输入电容Cin的第一极板连接；同时，所述整流器件20的输出端与所述原边绕组的输入端连接。所述控制电路81与所述第一功率开关80相耦合后与所述输入电容Cin的第二极板连接。所述控制电路81的输出控制端通过主功率开关管Ql与所述原边绕组Na的输出端连接，所述控制电路81通过控制所述主功率开关Ql以及所述第一功率开关80的开关状态进而控制负载LED的电流或电压的稳定。其中，所述控制电路81以及第一功率开关80构成开关电源控制器70，所述开关电源控制器70可由控制电路81、第一功率开关80同一封装构成也可以由分离封装的控制电路81、第一功率开关80构成。所述开关电源在启动时,通过启动电阻Rst对启动电容C3充电，当所述启动电容C3的电压达到控制电路81的开启电压后，所述控制电路81开始工作。启动完成后，辅助绕组Na通过二极管D3为控制电路提供能量。所述控制电路81通过分压电阻Rl和分压电阻R2感应副边整流二极管D2的工作状态，从而控制所述主功率开关管Ql的导通时刻；并通过原边电流感应电阻Rcs上的电压值，从而控制功率开关管Ql的截止时刻。同时，所述控制电路81通过电阻检测网络采集所述输入交流电的相位值和/或幅度值，并根据所述输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关80的导通或是截止。具体的，所述控制电路81根据输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容对所述原边绕组Np放电；在所述输入交流电极点及其周边位置，处于充电状态，不对所述原边绕组放电。
其中，所述电阻检测网络包括第一检测电阻30、第二检测电阻31和第三检测电阻32。所述第一检测电阻30的输入端和第二检测电阻31的输入端分别连接输入交流电的两极；所述第一检测电阻30的输出端和第二检测电阻31的输出端的公共结点与所述控制电路81连接，且所述公共结点通过第三检测电阻32与原边地连接。所述电阻检测网络用于采集输入交流电的相位值和/或幅度值，并将所述相位值和/或幅度值提供给所述控制电路81。参考图4，图4为图3中所示开关电源关键节点的电压与电流的波形图。在交流电压的相位角由n* ii + 0 I到n* ii + 0 2的时间内，第一功率开关80截止，输入电容Cin处于充电状态，不对所述原边绕组Np放电，整流后的直流输入电压Vin直接给原边绕组Np供电。当直流输入电压Vin高过所述输入电容Cin第一极板与第二极板的电压Vcin时，直流输入电压Vin直接给输入电容Cin充电，充电电流的峰值取决于所述输入电容Cin的大小、直流输入电压Vin的变化率和输入电容Cin充电环路的等效串联电阻。当输入电容Cin两极板之间的电压Vcin达到Vin的最大值后，输入电容Cin充电结束，输入电容Cin两极板之间的电压Vcin保持不变，直到第一功率开关80导通。当第一功率开关80导通后，由于输入电容Cin两极板之间的电压Vcin大于当前时刻的直流输入电压Vin，输入电容Cin直接为原边绕组Np供电，进而其两极板之间电压Vcin逐渐减小。在输入交流电压Vac的相位由n* n变化到n* n + 0 I以及由n* + 0 2变化到(n+l)*Ji的时间内，输入电容Cin为原边绕组Np供电，交流输入电流Iac为O。在n*ji + 0 I到n* Ji +0 2的时间内，直流输入电压Vin直接为原边绕组Np供电，并且当直流输入电压Vin高过高过输入电容Cin两极板的电压Vcin时，直流输入电压Vin给输入电容Cin充电，交流输入电流Iac的峰值电流为直流输入电压Vin给输入电容Cin充电的峰值。其中，0 1、0 2为n* 附近左右对称的两个点，即0 1、0 2为输入交流电压Vac某一零点附近左右对称的两个角度，e 1+ 0 2=0。发明人研究发现，在，输入电容Cin在11= -1到范围内处于放电状
态(即在输入交流电压Vac零点及其周边位置处于放电状态)，能够使原边绕组Np在输入交流电的整个周期内能获得足够的能量，降低输出电压或电流中低频纹波成分，保证输出恒
定的电压或电流；在其他时间段内，特别的在(n+G_5) *7i-||ij(n+0.5)范围内处于
充电状态(在输入交流电压Vac极点及其周边位置处于充电状态)，能使所述整流器件20具有较大的导通角，从而提高开关电源的功率因数。所述第一功率开关80由一个二极管及MOS晶体管构成。所述二极管的阴极连接原边地，其阳极连接所述输入电容的第二极板；M0S晶体管，所述MOS晶体管的源极连接原边地，其漏极连接所述输入电容的第二极板，当所述MOS晶体管的栅极SW与源极之间的电压小于其开关阈值电压时所述输入电容可通过所述MOS晶体管对所述原边绕组放电；当栅极SW与源极电压大于其阈值电压时所述输入电容通过所述二极管充电，不对所述原边绕组放电。所述第一功率开关80还可以由一个二极管及PNP晶体管构成。所述二极管的阴极连接原边地，其阳极连接所述输入电容的第二极板；所述PNP晶体管的发射极连接原边地，其集电极连接所述输入电容的第二极板，当所述PNP晶体管的集电极与基极之间的电压小、于其开关阈值电压时所述输入电容可通过所述PNP晶体管对所述原边绕组放电；当集电极与基极之间的电压大于其阈值电压时所述输入电容通过所述二极管充电，不对所述原边绕组放电。优选的，所述开关电源的主功率开关管Ql为双极性高压晶体管或高压金属-氧化物-半导体场效应管，其与所述控制电路81进行分离封装或进行同一封装。所述开关电源还包括优化电容Cem，所述优化电容Cem上极板与整流器件20的输出端连接，其下极板与原边地连接，所述优化电容Cem用于优化系统的电磁兼容性，其容值为纳法级。实验表明，本实施例所述开关电源通过控制第一功率开关80导通与截止，在满足高功率因数(大于0.7)的同时降低了输出电流或电压的低频纹波，特别的，能够避免输出电 流或电压中100Hz、120Hz低频纹波成分。参考图5，图5本发明实施例所述开关电源的控制电路的原理图，所述控制电路81包括第一功率开关管驱动单元501、负压检测单元502、相位/幅度检测单元503、第一功率开关导通截止控制单元504、参考电压产生单元505、主功率开关截止时刻产生单元506、副边绕组状态检测单元507、主功率开关导通时刻产生单元508以及主功率开关驱动单元509。其中，第一功率开关管驱动单元501、负压检测单元502、相位/幅度检测单元503以及第一功率开关导通截止控制单元504构成第一功率开关控制模块；参考电压产生单元505、主功率开关截止时刻产生单元506、副边绕组状态检测单元507、主功率开关导通时刻产生单元508以及主功率开关驱动单元509构成主功率开关控制模块。所述第一功率开关控制模块用于控制第一功率开关80的导通与截止，所述主功率开关控制模块用于控制主功率开关Ql的导通与截止。参考图3和图5，当启动电容C3的电压达到控制器70的启动电压后，控制器70的VCC端导通，控制器启动，开始工作。启动完成后，相位/幅度检测单元503获取所述电阻检测网络采集的输入交流电的相位值和/或幅度值，对其处理后产生第一控制信号；负压检测单元502获取输入电容Cin第二极板的电压(包括所述第二极板电压的相位值和/或幅度值)，对其处理后产生第二控制信号。第一功率开关导通截止控制单元504根据所述第一控制信号、第二控制信号产生第一功率开关驱动信号，第一功率开关管驱动单元501根据所述第一功率开关驱动信号控制第一功率开关80的导通或截止。需要说明的是，所述第一控制信号、第二控制信号均是根据输入交流电生成，两者作用相同，即均是为第一功率开关导通截止控制单元504提供输入交流电的相位值和/或幅度值信息。相位/幅度检测单元503直接将采集的输入交流电的相位值和/或幅度值进行处理，生成第一控制信号；负压检测单元502是对输入电容Cin第二极板电压信息进行处理，而所述输入电容Cin第二极板电压是输入交流电压经过整流器件20与输入电容Cin处理后的电压，也表征了输入交流电的相位值和/或幅度值。所以，根本上驱动第一功率开关80的控制信号最终是根据输入交流电的相位值和/或幅度值生产。通过控制所述第一功率开关80的导通或截止，从而控制输入电容Cin的充放电。在交流输入电的零点及其周边位置，使输入电容Cin对所述原边绕组放电，从而使原边绕组Np在输入交流电的整个周期内能获得足够的能量，降低输出电压或电流中低频纹波成分，保证输出恒定的电压或电流；同时，在所述输入交流电的极点及其周边位置，使输入电容Cin处于充电状态，不对所述原边绕组Np放电，使所述整流器件20具有较大的导通角，从而提闻开关电源的功率因数。在控制第一功率开关80导通或截止的同时，控制器70还控制主功率开关Ql的导导通与截止，从而保证输出的稳定。具体的，参考电压产生单元505根据输入交流电压Vac产生一个参考电压，主功率开关截止时刻产生单元506根据CS端获取的原边电流感应电阻Rcs上的原边绕组Np表征电压以及所述参考电压产生主功率开关截止时刻控制信号，主功率开关驱动单元509根据所述截止时刻控制信号控制主功率开关Ql处于截止状态；副边绕组状态检测单元507通过分压电阻R1、分压电阻R2感应副边整流二极管D2的工作状态，即副边绕组状态检测单元507用于获取副边整流二极管D2的电压，主功率开关导通时刻产生单元508根据所述副边整流二极管D2的电压产生主功率开关导通时刻控制信号，主功率开关驱动单元509根据所述主功率开关导通时刻控制信号控制主功率开关Ql处于导通状态。 需要说明的是，所述输入交流电为输入交流电压Vac或输入交流电流lac。本实施例优选的以输入交流电压Vac为参照标准，即是根据输入交流电压Vac的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关管80的导通或截止。由上可知，本发明通过设置第一功率开关81可以控制所述输入电容Cin的充放电。因此，通过对相位角e I、e 2的设置以及输入电容Cin的选取，在交流输入电的零点及其周边位置，使所述输入电容对所述原边绕组放电，从而使原边绕组Np在输入交流电的整个周期内能获得足够的能量，降低输出电压或电流中低频纹波成分，保证输出恒定的电压或电流；同时，在所述输入交流电极点及其周边位置，所述输入电容处于充电状态，不对所述原边绕组放电，使所述整流器件20具有较大的导通角，从而提高开关电源的功率因数。参考图6，图6提供的另一种高功率因数开关电源的电路图。在图3的基础，增加第二功率开关82、二极管83，同时省略启动电阻Rst。当开关电源启动时ST=0，第二功率开关82处于截止状态，直流输入电压Vin通过电阻30/电阻31和二极管83给启动电容C3充电；当启动电容C3的电压达到控制器91的启动电压时，ST=I,第二功率开关82导通，VS端通过电阻30，电阻31，电阻32采样输入交流电的相位值和/或者幅度值。图6所示开关电源与图3中相同，通过控制第一功率开关80的导通与截止控制输入电容Cin的充放电，从而实现在降低低频纹波的同时具有较大的功率因数。实施例二基于实施例一，本实施例提供了一种高功率因数开关电源控制器，所述控制器为实施例一中所述开关电源的控制器，参考图3，所述开关电源包括整流器件20、变压器Tl、主功率开Ql关以及输入电容Cin，所述输入电容Cin的第一极板与所述整流器件20的输出端连接，所述开关电源控制器70 (图3中虚线方框所示部分)包括耦合在一起的第一功率开关80和控制电路81。如实施例一中述，所述第一功率开关80以及控制电路81可同一封装或分离封装，即二者可以集成在两个不同芯片上进行分离封装，也可集成在同一芯片上进行同一封装。本实施例所述开关电源控制器70以集成度较高的同一封装方式进行说明，即本实施例所述开关电源控制器70是由集成在一起的第一功率开关80以及控制电路81组成。所述开关电源控制器70的端口包括VCC端、VS端、VB端、GND端、CS端、OUT端、FB端。直流输入电压Vin通过启动电阻Rst为启动电容C3充电，当启动电容C3两极板的电压达到开关电源控制器70的开启电压时，VCC端导通，开关电源控制器70启动。启动后，辅助绕组Na通过二极管D3为开关电源控制器70提供能量。开关电源控制器70通过与FB端连接的分压电阻Rl、R2感应副边整流二极管D2的工作状态，控制与OUT端连接的主功率开关Ql的导通时刻，并根据与CS端连接的电阻Rcs端的电压值控制主功率开关Ql截止时刻，从而控制副边绕组Ns的负载发光二极管的平均电压或电流的稳定。开关电源控制器70的GND端接原边地。
开关电源控制器70通过VS端收集电阻检测网络采集的输入交流电的相位值和/或幅度值。所述电阻检测网络与实施例一中相同。开关电源控制器70的VB端与开关电源的输入电容C2的第二极板连接。在实施例一的基础上介绍开关电源控制器70的第一开关控制模块的具体电路的实现方式。而所述主功率开关控制模块的具体电路与现有的控制电路相同，在此不再赘述。参考图7和图8，图7为本发明所述开关电源控制器的第一功率开关控制模块的具体实现方式的电路图，图8为采用本实施例所述开关电源控制器的开关电源的关键节点的电压与电流的波形图。相位/幅度检测单元503由第一比较器604构成，所述第一比较器604将表征输入交流电的相位值和/或幅度值的VS端电压与第一参考电压VREFl比较生成第一控制信号LV。当端VS电压小于第一参考电压VFEFl时，相位/幅度检测单兀503输出的第一控制信号LV为高电平。负压检测单元502由负压检测电路构成，包括第一NPN管622和第二NPN管623、第三电流源620、第一 PMOS管619第二 PMOS管621、电阻R3和电阻R4。第三电流源620和第一 NPN管622的作用是使第二 NPN管623的发射极电位在VB端的电压Vvb为负值时近似为0 (虚地)。VB端的电压Vvb大于零时，负压检测电路的输出的第二控制信号VBO为0，当VB端的电压Vvb小于零时，流过电阻R3的电流等于|Vvb|/R3，的电压为|Vvb|*R4/R3。第一功率开关截止导通时刻控制单兀504根据第一控制信号LV、第二控制信号VBO产生第一功率开关驱动信号CE。具体的，当VB端电压小于第二参考电压VREF2时，第二控制信号VBO的电压大于VREF2 I *R4/R3,第二比较器605的输出电压VBL变高，第一 RS触发器609的输出电压ADD
变高，或门612保证电压ADD为高时第一开关管80处于导通状态。此时加减计数器608从全零(电压AZ=I)开始加计数，到电压AZ变为0是一个计数周期；当加计数至第一控制信号LV信号变高电平时，计数停止，加减计数器608内容保持不变。在加减计数器608内容不为全零(电压AZ=O)情况下第一控制信号LV信号的下降沿，反相器617、与门618和下降沿脉冲产生器607产生一个高脉冲LVF，使第二 RS触发器611的输出SUB变高电平，或门612保证电压SUB为高电平时第一开关管80处于导通状态。此时加减计数器608从非全零(电压AZ=O)开始减计数，当加减计数器608内容减至全零时电压AZ变为1，第二 RS触发器611的输出电压SUB变为低电平，减计数停止，全零内容保持不变，此时电压AZ=I，第一功率开关驱动信号CE=0，第一开关管80处于截止状态，输入电容Cin不能对变压器原边绕组放电。或门612保证LV为高时第一开关管80处于导通状态。第一功率开关驱动单元501为电平转换与驱动电路，用于将第一功率开关截止导通时刻控制单元504输出的第一功率开关驱动信号CE转变为能够使所述第一功率开关截止和导通的电压信号，控制第一功率开关的截止与导通。需要说明的是，本实施例所述高功率因数开关电源控制器是实施例一所述开关电源的控制器，本实施例与实施例一相关内容及附图可相互参考。现有技术中开关电源的输入电容的充放电是不受控制的充放电，所以单单通过改变输入电容的大小不能同时实现开关电源既有较大的功率因数，同时其低频纹波分量较少。本实施例所述开关电源控制器通过控制第一功率开关80的导通与截止控制输入电容Cin的充放电，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容Cin对所述开关电源的 原边绕组Np放电；在所述输入交流电极点及其周边位置，使所述输入电容Cin处于充电状态，不对所述原边绕组Np放电，从而实现了在降低低频纹波的同时具有较大的功率因数。实施例三在上述两个实施例的基础上，本实施例提供了一种高功率因数开关电源的控制方法。首先，获取输入交流电的相位值和/或幅度值信息。可通过电阻检测网络采集的输入交流电的相位值和/或幅度值，在所述开关电源控制器内部设置相位/幅度检测单元用于获取输入交流电的相位值和/或幅度值信息。与上述两个实施例相同，所述输入交流电为输入交流电压或输入交流电流，本是实施例同样是采用输入交流电压为参照标准，即与输入交流电压的相位值和/或幅度值作为判断标准。然后，根据所述输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述开关电源的输入电容，在输入交流电的零点及其周边位置，对所述开关电源的原边绕组放电；在所述输入交流电极点及其周边位置，使所述输入电容处于充电状态，不对所述原边绕组放电。具体的，在开关电源控制器内设置第一功率开关以及控制电路，所述控制电路包括第一功率开关控制模块以及主功率开关控制模块。所述第一功率开关控制模块以及主功率开关控制模块的结构及实现方式与实施例二中相同。通过控制所述第一功率开关控制开关电源的输入电容的充放电。在输入交流电的零点及其周边位置，对所述开关电源的原边绕组放电；在所述输入交流电极点及其周边位置，使所述输入电容处于充电状态，不对所述原边绕组放电。现有技术中开关电源的输入电容的充放电是不受控制的充放电，所以单单通过改变输入电容的大小不能同时实现开关电源既有较大的功率因数，又具有较少的低频纹波分量。本实施例所述开关电源的控制方法通过控制第一功率开关80的导通与截止控制输入电容Cin的充放电，从而实现了在降低低频纹波的同时具有较大的功率因数。对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
权利要求
1.一种高功率因数开关电源，其特征在于，所述开关电源包括 整流器件； 变压器，所述变压器包括原边绕组、副边绕组以及辅助边绕阻； 输入电容，所述输入电容的第一极板与所述整流器件的输出端和所述原边绕组的输入端连接； 第一功率开关，所述第一功率开关耦合在所述输入电容的第二极板和原边地之间； 控制电路，所述控制电路与所述第一功率开关以及输入交流电源耦合；所述控制电路根据输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容对所述原边绕组放电；在所述输入交流电的极点及其周边位置，处于充电状态，不对所述原边绕组放电； 其中，所述控制电路通过所述开关电源的主功率开关管与所述原边绕组的输出端连接，用于控制副边绕组端输出信号的稳定。
2.根据权利要求I所述的开关电源，其特征在于，所述第一功率开关包括 二极管，所述二极管的阴极连接原边地，其阳极连接所述输入电容的第二极板； MOS晶体管，所述MOS晶体管的源极连接原边地，其漏极连接所述输入电容的第二极板，当所述MOS晶体管的栅极与源极之间的电压小于其开关阈值电压时所述输入电容可通过所述MOS晶体管对所述原边绕组放电；当栅极与源极电压大于其阈值电压时所述输入电容通过所述二极管充电，不对所述原边绕组放电。
3.根据权利I要求所述的开关电源，其特征在于，所述第一功率开关包括 二极管，所述二极管的阴极连接原边地，其阳极连接所述输入电容的第二极板； PNP晶体管，所述PNP晶体管的发射极连接原边地，其集电极连接所述输入电容的第二极板，当所述PNP晶体管的集电极与基极之间的电压小于其开关阈值电压时所述输入电容可通过所述PNP晶体管对所述原边绕组放电；当集电极与基极之间的电压大于其阈值电压时所述输入电容通过所述二极管充电，不对所述原边绕组放电。
4.根据权利要求I所述的开关电源，其特征在于，所述开关电源通过电阻检测网络采集所述输入交流电的相位值和/或幅度值； 其中，所述电阻检测网络包括第一检测电阻、第二检测电阻和第三检测电阻；所述第一检测电阻的输入端和第二检测电阻的输入端分别连接输入交流电的两极；所述第一检测电阻的输出端和第二检测电阻的输出端的公共结点与所述控制电路连接，且所述公共结点通过第三检测电阻与原边地连接。
5.根据权利要求I所述的开关电源，其特征在于，所述开关电源的主功率开关管为双极性高压晶体管或高压金属-氧化物-半导体场效应管，其与所述控制电路进行分离封装。
6.根据权利要求I所述的开关电源，其特征在于，所述开关电源的主功率开关管为双极性高压晶体管或高压金属-氧化物-半导体场效应管，其与所述控制电路进行同一封装。
7.根据权利要求I所述的开关电源，其特征在于，所述控制电路包括 第一功率开关控制模块，所述第一功率开关控制模块用于控制第一功率开关的导通与截止； 主功率开关控制模块，所述主功率开关控制模块用于控制所述开关电源的主功率开关的导通与截止。
8.根据权利要求7所述的开关电源，其特征在于，所述第一功率开关控制模块包括相位/幅度检测单元，所述相位/幅度检测单元根据输入交流电的相位值和/或幅度值产生第一控制信号； 负压检测单元，负压检测单元根据输入电容第二极板的电压产生第二控制信号； 第一功率开关导通截止控制单元，所述第一功率开关导通截止控制单元根据所述第一控制信号和第二控制信号产生第一功率开关驱动信号； 第一功率开关驱动单元，所述第一功率开关驱动单元根据所述第一功率开关驱动信号控制第一功率开关的导通或截止。
9.根据权利要求7所述的开关电源，其特征在于，所述主功率开关控制模块包括参考电压产生单元，所述参考电压产生单元根据输入交流电压产生一个参考电压； 主功率开关截止时刻产生单元，所述主功率开关截止时刻产生单元根据原边绕组表征电压以及所述参考电压产生主功率开关截止时刻控制信号 副边绕组状态检测单元，所述副边绕组状态检测单元用于获取开关所述开关电源的副边整流二极管的电压； 主功率开关导通时刻产生单元，所述主功率开关导通时刻产生单元根据所述副边整流二极管的电压产生主功率开关导通时刻控制信号； 主功率开关驱动单元，所述主功率开关驱动单元根据所述主功率开关截止时刻控制信号控制所述主功率开关处于截止状态；根据所述主功率开关导通时刻控制信号控制所述主功率开关处于导通状态。
10.一种高功率因数开关电源控制器，所述开关电源包括整流器件、变压器、主功率开关以及输入电容，所述输入电容的第一极板与所述整流器件的输出端连接，其特征在于，所述控制器包括第一功率开关，所述第一功率开关耦合在所述输入电容的第二极板和原边地之间；控制电路，所述控制电路与所述第一功率开关以及输入交流电源耦合；所述控制电路根据输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关，在输入交流电的零点及其周边位置，使所述输入电容对所述变压器的原边绕组放电；在所述输入交流电极点及其周边位置，处于充电状态，不对所述原边绕组放电。
11.根据权利要求10所述的控制器，其特征在于，所述第一功率开关与控制电路集成在不同芯片上，进行分离封装。
12.根据权利要求10所述的控制器，其特征在于，所述第一功率开关与控制电路集成在同一芯片上，进行同一封装。
13.根据权利要求10所述的控制器，其特征在于，所述控制电路包括 第一功率开关控制模块，所述第一功率开关控制模块用于控制第一功率开关的导通与截止； 主功率开关控制模块，所述主功率开关控制模块用于控制所述开关电源的主功率开关的导通与截止。
14.根据权利要求13所述的控制器，其特征在于，所述第一功率开关控制模块包括相位/幅度检测单元，所述相位/幅度检测单元根据输入交流电的相位值和/或幅度值产生第一控制信号；负压检测单元，负压检测单元根据输入电容第二极板的电压产生第二控制信号； 第一功率开关导通截止控制单元，所述第一功率开关导通截止控制单元根据所述第一控制信号和第二控制信号产生第一功率开关驱动信号； 第一功率开关驱动单元，所述第一功率开关驱动单元根据所述第一功率开关驱动信号控制第一功率开关的导通或截止。
15.根据权利要求13所述的控制器，其特征在于，所述主功率开关控制模块包括 参考电压产生单元，所述参考电压产生单元根据输入交流电压产生一个参考电压； 主功率开关截止时刻产生单元，所述主功率开关截止时刻产生单元根据原边绕组表征电压以及所述参考电压产生主功率开关截止时刻控制信号 副边绕组状态检测单元，所述副边绕组状态检测单元用于获取开关所述开关电源的副边整流二极管的电压； 主功率开关导通时刻产生单元，所述主功率开关导通时刻产生单元根据所述副边整流二极管的电压产生主功率开关导通时刻控制信号； 主功率开关驱动单元，所述主功率开关驱动单元根据所述主功率开关截止时刻控制信号控制所述主功率开关处于截止状态；根据所述主功率开关导通时刻控制信号控制所述主功率开关处于导通状态。
16.一种高功率因数开关电源的控制方法，其特征在于，包括 获取输入交流电的相位值和/或幅度值； 根据所述输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述开关电源的输入电容，在输入交流电的零点及其周边位置，对所述开关电源的原边绕组放电；在所述输入交流电极点及其周边位置，使所述输入电容处于充电状态，不对所述原边绕组放电。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述交流电的相位值和/或幅度值为输入交流电压的相位值和/或幅度值。
全文摘要
本发明公开了一种高功率因数开关电源，包括整流器件；变压器，所述变压器包括原边绕组、副边绕组以及辅助边绕阻；输入电容，所述输入电容的第一极板与所述整流器件的输出端和所述原边绕组的输入端连接；第一功率开关，所述第一功率开关耦合在所述输入电容的第二极板和原边地之间；控制电路，所述控制电路与所述第一功率开关以及输入交流电源耦合；所述控制电路根据输入交流电的相位值和/或幅度值控制所述第一功率开关；其中，所述控制电路通过所述开关电源的主功率开关管与所述原边绕组的输出端连接。通过控制所述第一功率开关的导通截止控制所述输入电容的充放电，进而保证在提高开关电源功率因数的同时降低低频纹波分量。
文档编号H02M3/28GK102723886SQ20121021438
公开日2012年10月10日 申请日期2012年6月26日 优先权日2012年6月26日
发明者刘娜, 徐思远, 朱亚江 申请人:上海新进半导体制造有限公司