电力转换装置制造方法
【专利摘要】本发明提供了一种电力转换装置。该电力转换装置包括多个开关组、多个电感器以及缓冲电路。开关组被提供为分别用于输入相并且开关组中的每一个具有多个单向开关，其将对应的输入相与输出相连接。多个电感器分别连接在输入相与开关组之间，并且彼此耦合使得流过一个开关组的单向开关的电流在该一个开关组的该单向开关截断时移动到另一开关组的导通的单向开关并且继续流过该导通的单向开关。缓冲电路将基于在多个电感器上出现的最大电压的电压箝位到预定值。
【专利说明】电力转换装置
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种电力转换装置。
【背景技术】
[0002]作为电力转换装置，已知有矩阵转换器，其包括多个将各输入相连接到各输出相的双向开关。如例如W02006/112275中所公开的，已知用于实现矩阵转换器的升压功能的技术。
[0003]具有升压功能的矩阵转换器包括处于各相与双向开关之间的电抗器。矩阵转换器通过使用双向开关将输入相侧的电抗器短路并且然后将电抗器解除短路状态来输出高于电源电压的电压。
[0004]然而，由于现有技术的具有升压功能的矩阵转换器在位于输入侧和输出侧包括电抗器、电容器和连接/断开装置，因此，存在装置尺寸较大的问题。
[0005]鉴于上述问题实现了本发明的一方面，并且本发明的目的在于提供一种能够抑制装置的尺寸的增加的电力转换装置。
【发明内容】
[0006]根据实施方式的电力转换装置包括多个开关组、多个电感器以及缓冲电路。开关组被提供为分别用于输入相并且开关组中的每一个具有多个单向开关，其将对应的输入相与输出相连接。多个电感器分别连接在输入相与开关组之间，并且彼此耦合使得流过一个开关组的单向开关的电流在该一个开关组的该单向开关截断时移动到另一开关组的导通的单向开关并且继续流过该导通的单向开关。缓冲电路将基于在多个电感器上出现的最大电压的电压箝位到预定值。
[0007]根据实施方式的方面，能够提供一种能够抑制装置的尺寸的增加的电力转换装置。
【专利附图】
【附图说明】
[0008]当结合附图参考下面的详细描述时，能够更容易获得本发明的更完全的理解以及其优点并且也能够更好地理解本发明及其优点，其中:
[0009]图1是示出根据第一实施方式的电力转换装置的构造示例的图；
[0010]图2是示出三相输入/三相输出电流源逆变器的构造的图；
[0011]图3是示出根据第一实施方式的控制单元的构造示例的图；
[0012]图4是根据第一实施方式的电力转换装置的输出侧空间矢量图；
[0013]图5是根据第一实施方式的电力转换装置的输入侧空间矢量图；
[0014]图6A和图6B是示出过渡电压抑制电路的示例的图；
[0015]图7是示出根据第二实施方式的电力转换装置的电力转换单元的构造示例的图；
[0016]图8是示出过渡电压抑制电路的示例的图；[0017]图9是示出根据第三实施方式的电力转换装置的构造示例的图；
[0018]图10和图11是示出根据第三实施方式的电力转换装置的开关控制示例的图；
[0019]图12是根据第三实施方式的电力转换装置中形成的电路的构造示例的说明图；以及
[0020]图13是根据第三实施方式的电力转换装置中形成的缓冲电路的构造示例的说明图。
【具体实施方式】
[0021]下面，将详细参考附图描述根据本公开的实施方式的电力转换装置。此外，下面公开的实施方式不意在限制本发明。
[0022]第一实施方式
[0023]首先，将解释根据第一实施方式的电力转换装置。图1是示出根据第一实施方式的电力转换装置I的构造示例的图。
[0024]如图1中所示，根据第一实施方式的电力转换装置I是电流源电力转换装置。电力转换装置I包括电力转换单元2、第一滤波器单元3、第二滤波器单元4和控制单元5。电力转换装置I能够在三个输入相R、S和T相以及三个输出相U、V和W相之间执行双向电力转换并且进一步执行电压升压和降压操作。
[0025]电力转换单元2包括分别连接到R、S和T输入相的R相输入端子TK、S相输入端子Ts和T相输入端子Tt和分别连接到U、V和W输出相的U相输出端子TuJ相输出端子Tv和W相输出端子Tw。R相输入端子TK、S相输入端子Ts和T相输入端子Tt连接到例如三相AC电源的各相。U相输出端子TuJ相输出端子1；和胃相输出端子Tw连接到例如诸如电动机的负载的各相。
[0026]电力转换单元2进一步包括设置在输入端子TK、TS和Tt与输出端子TpTv和Tw之间的第一开关单元10、第二开关单元20和第三开关单元30。开关单元10、20和30中的每一个构成电流源逆变器电路。
[0027]开关单元10、20和30中的每一个包括两个DC电感器和具有六个单向开关的开关组。每个单向开关由二极管和开关元件构成。开关元件包括例如IGBT(绝缘栅双极晶体管)或MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶体管)。这里，可以使用反向阻断IGBT来替代二极管与开关元件。
[0028]DC电感器磁性地耦合在三个开关单元10、20和30之间。更具体地，DC电感器17、27和37磁性地彼此耦合以实际上构成一个电感器元件DCLl。此外，DC电感器18、28和38磁性地彼此稱合以实际上构成一个电感器兀件DCL2。
[0029]在图1中所示的示例中，利用黑点示出了 DC电感器17、18、27、28、37和38的耦合方向。此外，耦合的DC电感器17、27和37的每个绕组的匝数相同，并且耦合的DC电感器18、28和38的每个绕组的匝数相同。因此，流过一个绕组的电流能够在耦合的DC电感器的绕组之间在没有改变幅值的情况下移动到另一绕组。
[0030]更具体地，流过包括DC电感器的一个绕组以及连接到该绕组的单向开关的电流路径的电流能够在单向开关截断时移动到包括耦合的另一 DC电感器的绕组以及连接到该绕组的导通的单向开关的电流路径。如上所述，DC电感器17、18、27、28、37和38耦合使得流过连接到一个DC电感器的单向开关的电流在该一个DC电感器的该单向开关截断时移动到连接到另一 DC电感器的导通的单向开关并且继续流过该导通的单向开关。
[0031]第一开关单元10设置在输入端子Tk与输出端子TpTv和Tw之间。第一开关单元10包括两个DC电感器17和18以及由六个单向开关11至16构成的开关组19。单向开关11至16分别由开关驱动信号SIR、S4R、S3R、S6R、S5R和S2R驱动。此外，驱动信号SIR、S4R、S3R、S6R、S5R和S2R用作单向开关11至16的开关元件在信号为高电平时导通的导通指令。
[0032]从输入端子Tk到输出端子Tp Tv和Tw的电流路径由DC电感器17与三个单向开关11、13和15形成。另一方面，从输出端子TpTv和Tw到输入端子Tk的电流路径由DC电感器18和三个单向开关12、14和16形成。
[0033]第二开关单元20和第三开关单元30具有与第一开关单元10相同的构造，不同之处在于连接的输入端子不同。更具体地，第二开关单元20设置在输入端子Ts与输出端子Tu、Tv和Tw之间并且包括两个DC电感器27和28以及由六个单向开关21至26构成的开关组29。单向开关21至26分别由开关驱动信号315、545、535、565、555和525驱动。此夕卜，驱动信号S1S、S4S、S3S、S6S、S5S和S2S用作单向开关21至26的开关元件在信号为高电平时导通的导通指令。
[0034]从输入端子Ts到输出端子Tp Tv和Tw的电流路径由DC电感器27和三个单向开关21、23和25形成。另一方面，从输出端子TuJv和Tw到输入端子Ts的电流路径由DC电感器28和三个单向开关22、24和26形成。
[0035]第三开关单元30设置在输入端子Tt与输出端子TuJv和Tw之间并且包括两个DC电感器37和38以及由六个单向开关31至36构成的开关组39。单向开关31至36分别由开关驱动信号SIT、S4T、S3T、S6T、S5T和S2T驱动。此外，驱动信号SIT、S4T、S3T、S6T、S5T和S2T用作单向开关31至36的开关元件在信号为高电平时导通的导通指令。
[0036]从输入端子Tt到输出端子Tp Tv和Tw的电流路径由DC电感器37和三个单向开关31、33和35形成。另一方面，从输出端子TuJv和Tw到输入端子Tt的电流路径由DC电感器38和三个单向开关32、34和36形成。
[0037]如上所述，电力转换单元2包括处于各输入端子与输出端子之间的多个单向开关11至16、21至26和31至36，并且由开关驱动信号SlR至S6R、S1S至S6S和SlT至S6T控制。在该情况下，单向开关11、13、15、21、23、25、31、33和35是第一单向开关的示例，并且单向开关12、14、16、22、24、26、32、34和36是第二单向开关的示例。
[0038]此外，电力转换单元2包括缓冲电路40，其具有用于抑制浪涌电压的功能，以针对浪涌电压保护开关单元10、20和30。将在下面详细描述缓冲电路40。
[0039]第一滤波器单元3包括三个电容器3a至3c以用作输入侧滤波器。电容器3a至3c的一端分别连接到输入端子TK、Ts和Ττ，并且另一端彼此连接。
[0040]第二滤波器单元4包括三个电容器4a至4c以用作输出侧滤波器。电容器4a至4c的一端分别连接到输出端子Tp Tv和Tw，并且另一端彼此连接。
[0041]控制单元5生成上述开关驱动信号SlR至S6R、S1S至S6S和SlT至S6T，并且将这些信号输出到电力转换单元2。电力转换单元2基于来自控制单元5的开关驱动信号SlR至S6R、S1S至S6S以及SlT至S6T在输入端子TK、TS和Tt与输出端子TpTv和Tw之间执行双向电力转换。
[0042]控制单元5以电流始终流入DC电感器17、27和37中的一个和DC电感器18、28和38中的一个的方式生成作为脉冲信号的开关驱动信号SlR至S6R、SlS至S6S以及SlT至 S6T。
[0043]结果，电力转换装置I能够对内部流动的直流进行脉冲化和控制并且使其等于传统电流源电力转换装置的直流以执行与传统电流源转换装置等效的操作。此外，电力转换装置I能够在没有在外部提供电抗器和开关的情况下在电力转换期间执行升压和降压。
[0044]图2是示出三相输入/三相输出电流源逆变器的构造的图。电流源逆变器通过使用执行AC-DC转换的转换器单元从交流生成直流idc，并且然后通过使用执行DC-AC转换的逆变器单元将直流idc转换为交流。
[0045]如图1中所示，电力转换单元2包括处于各输入端子TK、TS和Tt与输出端子TpTv和Tw之间的多个单向开关11至16、21至26和31至36。这里，能够认为，电力转换单元2的控制被分为针对转换器单元的控制和针对图2中所示的逆变器单元的控制。
[0046]控制单元5生成用于AC-DC转换的开关驱动信号Slc至S6c以及用于DC-AC转换的开关驱动信号Sli至S6i。用于AC-DC转换的开关驱动信号Slc至S6c是转换器单元的开关驱动信号并且用于DC-AC转换的开关驱动信号Sli至S6i是逆变器单元的开关驱动信号。
[0047]控制单元5合成用于AC-DC转换的开关驱动信号Slc至S6c以及用于DC-AC转换的开关驱动信号Sli至S6i以生成控制电力转换单元2的开关驱动信号SlR至S6R、S1S至S6S 和 SlT 至 S6T。
[0048]下面，将具体说明控制单元5的构造。图3是示出控制单元5的构造示例的图。这里，作为示例，解释来自输入端子TK、TS和1\的八0电力被转换为AC电力并且输出到输出端子1、Tv和Tw。然而，能够类似地控制与上述相反的转换。
[0049]如图3中所示，控制单元5包括电流源逆变器控制电路51和驱动信号分配器55。电流源逆变器控制电路51包括电流指令生成器52、第一脉冲生成器53和第二脉冲生成器54。
[0050]电流指令生成器52生成用于AC-DC转换的控制信号(下面称为“转换器控制信号”)并且将其输出到第一脉冲生成器53。此外，电流指令生成器52生成用于DC-AC转换的控制信号(下面称为“逆变器控制信号”)并且将其输出到第二脉冲生成器54。
[0051]首先，将解释逆变器控制信号。电流指令生成器52生成构成输出电流指令矢量的电流矢量Iawt和Ibwt、电流相指令Θ 1ut和零矢量指令S_t作为逆变器控制信号，并且将其输出到第二脉冲生成器54。
[0052]第二脉冲生成器54基于逆变器控制信号根据图4中所示的九个电流矢量Iuv、Iuw、Ivw、Ivu、Iwu> Iwv> Iuu、Ivv和Iww生成并输出开关驱动信号Sli至S6i。
[0053]在九个电流矢量当中，电流矢量Iuv、Iuw、Ivw、Ivu、Iwu和Iwv是对应于在不同输出相之间流动的电流的电流矢量(下面称为“有效矢量”)。例如，有效矢量Iuv是对应于在U和V相之间流动的电流的电流矢量。如图4中所示，有效矢量被分为Ia矢量和Ib矢量两种。
[0054]在九个电流矢量当中，电流矢量Iuu、Ivv和Iww是对应于同一输出相并且具有零的幅值的电流矢量(下面称为“零矢量”)。例如，零矢量Iuu是对应于U相并且具有零的幅值的电流矢量。
[0055]第二脉冲生成器54通过使用与电流指令矢量相邻的一个零矢量和具有非零幅值的两个有效矢量Iatjut和Ibtjut来生成开关驱动信号Sli至S6i。
[0056]例如，当输出相的电流是正弦波时，输出电流指令矢量是以利用输出相的电流频率确定的角速度在图4中所示的矢量空间中旋转的矢量。此外，将在下面描述的逆变器调变因素I?。是输出电流指令矢量的值，其中，当输出电流指令矢量等于图4中所示的六边形的内切圆的半径时，输出电流指令矢量的值为“I”。
[0057]在第二脉冲生成器54中，当生成开关驱动信号Sli至S6i时使用的电流矢量的输出时间由下面的等式(I)至(3)根据从输出电流指令矢量的幅值和相位确定的逆变器调变因素I?。和电流相指令91(^来定义。这里，电流相指令θΙ(Λ?被定义为图4中所示的电流矢量空间中由实轴(在U相中流动的电流的矢量方向)与输出电流指令矢量形成的角度，并且具有O至2π (弧度)的值。
[0058]“ Θ J是由输出电流指令矢量与相邻的电流矢量Ia形成的角度，并且“Tsi”是PWM控制的周期。“Tia”和“Tib”分别是有效矢量Iawt和Ibwt的输出时间。“TZ()Ut ”是零矢量的输出时间。此外，“ Qtl ”在图4中所示的区域A至F中与91(^具有下述关系。
[0059]区域A (电流矢量的虚轴分量(图4中通过将实轴超前90度获得的Im轴)为正的区域):Θ 0= Ji /6- Θ 1ut,
[0060]区域A (电流矢量的虚轴分量(图4中通过将实轴超前90度获得的Im轴)为负的区域):Θ 0=13 31 /6- Θ 1ut,`[0061]区域B: 0o=0I()ut-ji/6，
[0062]区域C: 0Q=5Ji/6-0I()ut，
[0063]区域D: 0 0=0^-5 11/6，
[0064]区域E: Θ Q=3 Ji /2- Θ 1ut,并且
[0065]区域F: 0Q=0I()ut-3Ji/2。
[0066]Tia=Tsi.1ut r.sin(/3- θ 0)(I)
[0067]Tib = Tsi.1utj.sin( θ 0)(2)
[0068]Tzout=Ts1-Tia-Tib(3)
[0069]图4是电力转换装置I的输出侧空间矢量图。例如，当逆变器调变因素1-—r与电流相指令Θ 1ut处于图4中所示的状态时，“Tia”是有效矢量Iuw的输出时间，并且“Tib”是有效矢量Iuv的输出时间。此外，“Tzwt”是零矢量Iuu、Ivv和Iww中由零矢量指令Sztjut指定的一个零矢量的输出时间，
[0070]第二脉冲生成器54通过例如使用脉宽调制(PWM)根据输出电流指令矢量生成开关驱动信号Sli至S6i，并且将其输出到驱动信号分配器55。
[0071]第一脉冲生成器53基于转换器控制信号生成并输出用于AC-DC转换的开关驱动信号Slc至S6c。
[0072]这里，将解释转换器控制信号。电流指令生成器52生成构成输入电流指令矢量的电流矢量Iain和Ibin、电流相指令θ Πη和零矢量指令Szin作为转换器控制信号，并且将其输出到第一脉冲生成器53。[0073]第一脉冲生成器53基于转换器控制信号根据九个电流矢量Irt、Irs、Its、Itr、Isr> 1st、Irr、Iss和Itt生成并输出开关驱动信号Slc至S6c。
[0074]在九个电流矢量当中，电流矢量Irt、Irs、Its、Itr、Isr和1st是对应于在不同输入相之间流动的电流的有效矢量，并且电流矢量Irr、Iss和Itt是对应于同一输入相的零矢量。例如，有效矢量Irt是对应于在R和T相之间流动的电流的电流矢量，并且零矢量Irr是对应于R相并且具有零的幅值的电流矢量。此外，如图5中所示，有效矢量被分为Iail^PIbin矢量两类。
[0075]第一脉冲生成器53通过使用与输入电流指令矢量相邻的一个零矢量和具有非零幅值的两个有效矢量Iain和Ibin生成开关驱动信号Slc至S6c。
[0076]例如，当输入相的电流是正弦波时，输入电流指令矢量是在图5中所示的矢量空间中以利用输入相的电流频率确定的角速度旋转的矢量。此外，将在下面描述的转换器调变因素Iiiw是输入电流指令矢量的值，其中，当输入电流指令矢量的幅值等于图5中所示的六边形的内切圆的半径时输入电流指令矢量的值为“ I ”。
[0077]在第一脉冲生成器53中，当生成开关驱动信号Slc至S6c时使用的电流矢量的输出时间由下面的等式(4)至(6)根据由输入电流指令矢量的幅值和相位确定的转换器调变因素Iiiw和电流相指令θπη来定义。这里，电流相指令θηη被定义为在图5中所示的电流矢量空间中由实轴(R相中流动的电流的矢量方向)与输入电流指令矢量形成的角度，并且具有O至2π (弧度)的值。
[0078]“ Θ 是由输入电流指令矢量与相邻的电流矢量Ia形成的角度，并且“Tsc”是控制周期。“Tea”和“Tcb”分别是有效矢量Iain和Ibin的输出时间。“Tzin”是零矢量的输出时间。此外，“ Qi ”在图5中所示的区域A至F中与θηη具有下述关系。
`[0079]区域A (电流矢量的虚轴分量(图5中通过将实轴超前90度获得的Im轴)为正的区域):Θ J= Ji /6- θ Πη,
[0080]区域A (电流矢量的虚轴分量(图5中通过将实轴超前90度获得的Im轴的区域)为负的区域):Θ i=13 31 /6- θ Πη,
[0081]区域B:Qi=Qlin-Ji/6，
[0082]区域C: Θ i=5 Ji /6- θ Πη,
[0083]区域D: Θ 尸 Θ Iin-5 Ji/6，
[0084]区域E: Θ i=3 Ji /2- θ Πη,并且
[0085]区域F: Θ i= Θ Iin-3 Ji /2。
[0086]Tca = Tsc.Iin r.sin( n /3- Θ j)(4)
[0087]Tcb=Tsc.Iin—r.sin( Θ D(5)
[0088]Tzin = Tsc-Tca-Tcb(6)
[0089]图5是电力转换装置I的输入侧空间矢量图。例如，当转换器调变因素Iin ,和电流相指令Θ Iin处于图5中所示的状态时，“ΤΜ”是有效矢量Irt的输出时间，并且“IV’是有效矢量Irs的输出时间。此外，“Tzin”是零矢量Irr、Iss和Itt中由零矢量指令Szin指定的一个零矢量的输出时间，
[0090]第一脉冲生成器53通过例如使用脉宽调制根据输入电流指令矢量生成开关驱动信号Slc至S6c,并且将其输出到驱动信号分配器55。[0091]驱动信号分配器55对用于AC-DC转换的开关驱动信号Slc至S6c和用于DC-AC转换的开关驱动信号Sli至S6i执行逻辑积以生成开关驱动信号SlR至S6R、S1S至S6S和SlT 至 S6T。
[0092]更具体地，驱动信号分配器55通过由等式(7)表示的逻辑积生成开关驱动信号SlR至S6R、SlS至S6S和SlT至S6T。驱动信号分配器55将生成的开关驱动信号SlR至S6R、S1S至S6S和SlT至S6T输出到电力转换单元2以使得电力转换单元2执行电力转换。
[0093]SlR=S4c.Sli S3R=S4c.S3i S5R=S4c.S5i
[0094]S4R=Slc.S4i S6R=Slc.S6i S2R=Slc.S2i
[0095]SlS=S6c.Sli S3S=S6c.S3i S5S=S6c.S5i
[0096]S4S=S3c.S4i S6S=S3c.S6i S2S=S3c.S2i
[0097]SlT=S2c.Sli S3T=S2c.S3i S5T=S2c.S5i
[0098]S4T=S5c.S4i S6T=S5c.S6i S2T=S5c.S2i(7)
[0099]如上所述，电力转换装置I将零矢量和有效矢量施加于图2的逆变器单元和转换器单元中的每一个以执行电力转换单元2的控制。结果，电力转换装置I能够让由指令电流矢量确定的电流在输入侧和输出侧流动。这时，具有恒定幅值的电流从输入侧流过DC电感器17、27和37中的一个到达输出侧。此外，具有同一恒定幅值的电流从输出侧流过DC电感器18、28和38中的一个到达输入侧。
`[0100]此外，R相的交流电流的其方向朝向电力转换装置I的对应于半波的脉冲形状的电流在DC电感器17中流动。R相的交流电流的其方向朝向电力转换装置I的对应于半波的脉冲形状的电流在DC电感器18中流动。此外，S相的交流电流的其方向朝向电力转换装置I的对应于半波的脉冲形状的电流在DC电感器27中流动。S相的交流电流的其方向朝向电力转换装置I的对应于半波的脉冲形状的电流在DC电感器28中流动。此外，T相的交流电流的其方向朝向电力转换装置I的对应于半波的脉冲形状的电流在DC电感器37中流动。T相的交流电流的其方向朝向电力转换装置I的对应于半波的脉冲形状的电流在DC电感器38中流动。通过响应于单向开关11-16、21-26和31-36的导通/截断操作根据耦合的DC电感器17、18、27、28、37和38的动作使得恒定幅值的电流在DC电感器之间移动且流动来实现这些脉冲形状的电流。
[0101]接下来，将解释缓冲电路40。如上所述，电力转换装置I包括缓冲电路40，其具有用于抑制浪涌电压以针对浪涌电压保护开关单元10、20和30的功能。下面，将具体解释缓冲电路40。
[0102]如图1中所示，缓冲电路40包括二极管41至46和过渡电压抑制器(TVS)47。缓冲电路40设置在DC电感器17、18、27、28、37和38与开关组19、29、39之间。
[0103]二极管41至46的一端连接到DC电感器17、18、27、28、37和38之间，并且另一端连接到过渡电压抑制器47。更具体地，二极管41、43和45的阳极分别连接到DC电感器17,27和37的一端，并且二极管42、44和46的阴极分别连接到DC电感器18、28和38的一端。此外，二极管41、43和45的阴极连接到过渡电压抑制器47的一端，并且二极管42、44和46的阳极连接到过渡电压抑制器47的另一端。
[0104]当浪涌电压出现时，过渡电压抑制器47将两端之间的电压箝位到预定值VBK。结果，二极管41、43、45的阴极与二极管42、44和46的阳极之间的电压的最大值被抑制到预定值VBK。
[0105]过渡电压抑制器47例如为图6A中所示的雪崩二极管60或图6B中所示的电路。图6B中所示的电路包括电阻器61、晶体管62和电压检测比较器63。当过渡电压抑制器47的两端电压不小于预定值Vbk时，电压检测比较器63使得晶体管62导通以使得电阻器61消耗能量。
[0106]DC电感器17、27和37之间耦合度小于I。因此，当包括DC电感器17、27和37中的一个的电流路径从关闭切换为打开并且路径上的电流移动到包括另一 DC电感器的电流路径时，在打开的电流路径上的DC电感器的绕组中发生浪涌电压。对于DC电感器18、28和38也是如此。缓冲电路40将浪涌电压抑制到不大于预定值Vra的值(该值是箝位电压值)(=VBE+VfX2),以针对浪涌电压保护开关单元10、20和30。“Vf”是二极管41至46的正向压降。
[0107]预定值Vra是低于构成开关单元10、20和30的单向开关的耐受电压的值。结果，能够抑制大于预定值Vra的电压被施加到开关单元10、20和30，并且因此，能够保护开关单元 10,20 和 30。
[0108]优选的是，作为缓冲电路40的箝位电压值的预定值V。,被设置为满足下面的等式
(8)，其中输入相整流电压值为Vinp并且输出相整流电压值为VOTP。
[0109]VCE>max (V0UTP, VINP)(8)
[0110]输入相整流电压值Vinp是输入相间电压(例如，R和S相之间的瞬时电压)的最大值。输出相整流电压值V.是输出相间电压(例如，U和V相之间的瞬时电压)的最大值。此外，max (Voutp, Vinp)是Voutp与Vinp中较大的值。
[0111]由于具有大于输入相整流电压值`Vinp的预定值Vai的缓冲电路40在输入相电压处不操作，因此能够抑制当电力转换单元2处于等待状态时的功耗。
[0112]此外，通过将预定值Vra设置为大于输出相整流电压值Vottp的值，浪涌电压能够被箝位在高于输出相电压的电压处。结果，电力转换单元2的电力转换操作不受到缓冲电路40的动作的影响。
[0113]如上所述，与图2中所示的三相输入/三相输出电流源逆变器类似地，根据第一实施方式的电力转换装置I具有下述特性:电力转换方向是双向的(输入相一输出相，输出相—输入相)并且能够进行升压和降压操作。
[0114]与图2中所示的三相输入/三相输出电流源逆变器相比，根据第一实施方式的电力转换装置I具有下述特性:电流所通过的单向开关的数目减少并且因此能够减少导通损耗并且能够抑制装置尺寸的增加。此外，由于能够在没有在外部提供电抗器和开关的情况下在电力转换期间执行升压和降压操作，因此，与传统的具有升压功能的矩阵转换器相比，电力转换装置I能够抑制装置尺寸的增加。
[0115]此外，由于根据第一实施方式的电力转换装置I包括将升压操作期间的浪涌电压抑制到不大于预定值的值的缓冲电路40，因此，能够抑制由导通损耗引起的功耗，并且能够实现对于开关单元10、20和30的保护。
[0116]第二实施方式
[0117]接下来，将解释根据第二实施方式的电力转换装置。根据第二实施方式的电力转换装置与根据第一实施方式的电力转换装置I的不同之处在于第一和第二实施方式的缓冲电路的构造不同。下面，对应于第一实施方式的组件的第二实施方式的组件具有相同的附图标记，并且省略与第一实施方式重复的说明。
[0118]图7是示出根据第二实施方式的电力转换装置IA的电力转换单元2A的构造示例的图。如图7中所示，在根据第二实施方式的电力转换装置IA的电力转换单元2A中，过渡电压抑制器71至76分别并行地连接到DC电感器17、18、27、28、37和38。
[0119]过渡电压抑制器71至76是双向箝位对应的DC电感器17、18、27、28、37和38的端子之间的最大电压以使其不大于预定值VaiI (下面称为“箝位电压Vral”)的电路。过渡电压抑制器71至76中的每一个具有下述构造:雪崩二极管77和78在彼此相反的方向上串行连接，例如，如图8中所示。图8是示出过渡电压抑制器71至76的示例的图。
[0120]优选的是，箝位电压VaiI是低于构成开关单元10、20和30的单向开关的耐受电压的值并且被设置为满足下面的关系式(9)。也就是说，优选的是，箝位电压VraI是上述预定值Vai的1/2。结果，能够抑制等待状态中的功耗并且由电力转换单元2进行的电力转换不会受到过渡电压抑制器71至76的动作的影响。
[0121 ] 2Vcel>max (Voutp, Vinp)(9)
[0122]应注意的是，过渡电压抑制器71至76中的每一个的构造不限于图8中所示的构造，也就是说，过渡电压抑制器71至76可以具有DC电感器17、18、27、28、37和38的两端电压能够被限制到土Vra的范围的任何构造。
[0123]例如，过渡电压抑制器71至76能够通过在彼此相反的方向上串行连接图6B中的电路并且在彼此相反的方向上将二极管与每个电路并行连接来构造。在该情况下，与上述箝位电压VraI类似地，优选的是，图6B中的电路的箝位电压VeK2是预定值Vra的1/2。
[0124]如上所述，根据第二实施方式的电力转换装置IA包括缓冲电路40A，其将浪涌电压抑制到不大于预定值的值。与第一实施方式类似地，由导通损耗引起的功耗能够被抑制，并且能够保护开关单元10、20和30。
[0125]此外，与采用一个过渡电压抑制器47的第一实施方式的缓冲电路40相比，由于根据第二实施方式的缓冲电路40A采用六个过渡电压抑制器71至76，因此缓冲电路40A能够分散发热电路。
[0126]第三实施方式
[0127]接下来，将解释根据第三实施方式的电力转换装置。根据第三实施方式的电力转换装置与根据第一实施方式的电力转换装置I的不同之处在于进一步在电力转换单元中设置受到电力转换单元的开关控制的缓冲电路。下面，对应于第一实施方式的组件的第三实施方式的组件具有相同的附图标记，并且省略与第一实施方式重复的说明。
[0128]图9是示出根据第三实施方式的电力转换装置IB的构造示例的图。如图9中所示，根据第三实施方式的电力转换装置IB包括电力转换单元2、第一滤波器单元3、第二滤波器单元4和控制单元5A，并且进一步包括输入相电压检测单元6和输出相电压检测单元7。
[0129]输入相电压检测单元6检测R、S和T输入相的瞬时电压值，并且将R相电压值Vr、S相电压值Vs和T相电压值Vt (下面称为“输入电压值Vr、Vs和Vt ”)作为检测结果输出到控制单元5A。
[0130]输出相电压检测单元7检测U、V和W输出相的瞬时电压值，并且将U相电压值Vu、V相电压值Vv和W相电压值Vw (下面称为“输出电压值Vu、Vv和Vw”)作为检测结果输出到控制单元5A。
[0131]控制单元5A控制电力转换单元2的开关单元10、20和30。例如，控制单元5A对R、S和T相的三相输入电压进行升压和降压，并且生成U、V和W相的三相输出电压。
[0132]此外，当生成三相输出电压时，控制单元5A基于输入电压值Vr、Vs、Vt和输出电压值Vu、Vv, Vw选择单向开关，导通选择的单向开关，并且增加导通的单向开关的数目以形成将在下面描述的缓冲电路。
[0133]更具体地，在输出相的最大电压高于输入相的最大电压期间(下面称为第一期间)，控制单元5A导通电流从输入相流到最大电压输出相所通过的单向开关。这里，“输出相的最大电压”是三个输出相U、V和W相中具有最高电压的输出相的电压并且“输入相的最大电压”是三个输入相R、S和T相中具有最高电压的输入相的电压。
[0134]图10是示出电力转换装置IB的开关控制示例的图。图10中示出了输入电压值Vr、Vs、Vt、输出电压值Vu、Vv、Vw与被控制的单向开关的关系。在图10中所示的区间A至C和M中，最大电压输出相为U相。因此，在区间A至C和M中，控制单元5A将开关驱动信号SIR、SIS、SlT设置为高电平并且导通电流从R、S和T输入相流到U相所通过的单向开关 11、21、31。
[0135]类似地，由于在图10中所示的区间E至G中，最大电压输出相为V相，因此，控制单元5A将开关驱动信号S3R、S3S、S3T设置为高电平并且导通电流从输入相流到V相所通过的单向开关13、23、33。此外，由于在图10中所示的区间I至K中，最大电压输出相为W相，因此，控制单元5A将开关驱动信号S5R、S5S、S5T设置为高电平，并且导通电流从输入相流到W相所通过的单向开关15、25、35。
[0136]此外，在输出相的最小电压低于输入相的最小电压期间(下面，称为“第二期间”)，控制单元5A导通电流从最小电压输出相流到输入相所通过的单向开关。这里，“输出相的最小电压”是三个输出相U、V和W相中具有最低电压的输出相的电压，并且“输入相的最小电压”是三个输入相R、S和T相中具有最低电压的输入相的电压。
[0137]例如，在图10中所示的区间C至E中，最小电压输出相是W相。因此，在区间C至E中，控制单元5A将开关驱动信号S6R、S6S、S6T设置为高电平，并且导通电流从W相流到输入相所通过的单向开关16、26、36。
[0138]类似地，由于在图10中所示的区间G至I中，最小电压输出相为U相，因此，控制单元5A将开关驱动信号S2R、S2S、S2T设置为高电平，并且导通电流从U相流到输入相所通过的单向开关12、22、32。此外，由于在图10中所示的区间K至M和A中，最小电压输出相为V相，因此控制单元5A将开关驱动信号S4R、S4S、S4T设置为高电平，并且导通电流从V相流到输入相所通过的单向开关14、24、34。
[0139]在图10中，已经不出了输出相的最大电压高于输入相的最小电压时的第一期间以及输出相的最小电压低于输入相的最小电压时的第二期间是一个输出相电压在输出相电压中为最大时的期间的一部分以及一个输出相电压在输出相电压中为最小时的期间的一部分。另一方面，如图11中所示，即使第一和第二期间是整个期间，它们也能够由控制单元5A以类似的方式控制。图11是示出电力转换装置IB的开关控制示例的图。图11与图10的不同之处在于输入相电压与输出相电压之间的关系。输入相电压的最大值小于输出相电压的最大值的V 3/2。
[0140]如上所述，由于单向开关被控制为在第一和第二期间中导通，因此，在第一和第二期间的重叠期间中能够通过电力转换单元2的开关单元10、20和30来形成缓冲电路。
[0141]例如，在图10中所示的区间C中，单向开关11、21和31被导通并且单向开关16、26和36被导通，如上所述。导通的单向开关的开关元件执行与二极管等效的操作。
[0142]图12是电力转换装置IB中形成的电路的构造示例的说明图。如上所述，在图10中所示的区间C中，导通的单向开关11、21、31、16、26和36能够被替换为二极管。因此，图1中的电路能够被视为图12中的电路。在图12中示出了其中在单向开关11-16、21-26和31-36中采用反向阻断IGBT的示例。
[0143]在图12中所示的电路中，由导通的单向开关11、21、31、16、26和36形成图13中所示的缓冲电路。图13是电力转换装置IB中形成的缓冲电路的构造示例的说明图。
[0144]图13中所示的缓冲电路由输出侧电容器C4a、C4c和导通的单向开关11、21、31、16,26和36构成。DC电感器17、18、27、28、37和38经由与二极管等效的导通的单向开关
11、21、31、16、26和36连接到输出侧电容器C4a和C4c。当实现了关系VCE>V0UTP>VINP时，DC电感器17、18、27、28、37和38的剩余能量被释放到输出侧电容器C4a和C4c。
[0145]结果，DC电感器17、18、27、28、37和38的剩余能量被提供到负载并且抑制了过渡电压抑制器47中的消耗。因此，与不执行上述开关控制的情况相比，能够改进电力转换效率。
[0146]如上所述，由于在图10中所示的区间C中并行地布置图1中的缓冲电路和图13中的缓冲电路，因此，浪涌电力的一部分被释放到输出侧，并且因此，改进了电力转换效率。此外，在第一和第二期间的重叠其它重叠期间中类似地形成缓冲电路。
[0147]当在图10中所示的区间B、D、F、H、J和L中实现了关系VCK>VQUTP>VINP时，控制单元5A能够继续导通构成上述缓冲电路的单向开关。因此，在该情况下，由于在输入或输出电压的所有区间上形成了缓冲电路，因此，能够改进电力转换效率。
[0148]在上述示例中，已经说明了使用由输入相电压检测单元6检测到的输入电压值Vr、Vs、Vt。当生成输入相电压指令时，可以通过使用输入相电压指令确定输入相的最小电压和最大电压。类似地，已经解释了使用由输出相电压检测单元7检测到的输出电压值Vu、Vv、Vw。当生成输出相电压指令时，可以通过使用输出相电压指令确定输出相的最小电压和最大电压。在该情况下，能够移除输入相电压检测单元6或输出相电压检测单元7。
[0149]在图10中所示的示例中，已经解释了第一和第二期间在输出相和输入相的瞬时电压彼此相等时的情况下开始和结束。然而，第一和第二期间的设置方法不限于此。例如，当输出相的最大电压没有低于通过将预定值加到输入相的最大电压获得的电压时的期间可以被设置为第一期间，并且输出相的最小电压没有高于通过将预定值加到输入相的最小电压获得的电压时的期间可以被设置为第二期间。在该情况下，能够实现防止由电压检测误差引起的短路，并且能够增加剩余能量的吸收速度。
[0150]在第三实施方式中，已经解释了在根据第一实施方式的电力转换装置I上执行上述开关控制。可以在根据第二实施方式的电力转换装置IA上执行类似的开关控制。
[0151]在第一至第三实施方式中，已经解释了提供两个电感器元件DCLl和DCL2。然而，本发明不限于这些实施方式。例如，电感器元件的数目可以为I个。在该情况下，仅需要提 供电感器元件DCLl和DCL2中的一个。
【权利要求】
1.一种电力转换装置，所述电力转换装置包括: 针对输入相分别设置的多个开关组，所述多个开关组中的每一个开关组包括多个单向开关，所述单向开关连接对应的输入相与输出相； 多个电感器，所述多个电感器分别连接在所述输入相与所述开关组之间，并且彼此耦合，使得流过一个开关组的单向开关的电流在该一个开关组的该单向开关截断时转移到另一开关组的导通的单向开关并且继续流过该导通的单向开关； 缓冲电路，所述缓冲电路将基于在所述多个电感器上出现的最大电压的电压箝位到预定值；以及 控制单元，所述控制单元控制所述多个单向开关。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中， 所述缓冲电路包括: 多个二极管，所述多个二极管的一端分别连接到所述电感器；以及 过渡电压抑制器，所述过渡电压抑制器连接到所述多个二极管的另一端并且将所述多个二极管的所述另一端之间的最大电压箝位到预定值。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，所述缓冲电路针对各个电感器具有过渡电压抑制器，所述过渡电压抑制器将所述电感器的端子之间的最大电压箝位到预定值。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力转换装置，其中， 连接所述输入相和所述输出相的所述多个单向开关包括:第一单向开关，电流从所述输入相通过所述第一单向开关流`到所述输出相；和第二单向开关，电流从所述输出相通过所述第二单向开关流到所述输入相， 所述电力转换装置包括第一电感器和/或第二电感器作为所述多个电感器，所述第一电感器设置在所述输入相与所述第一单向开关之间，所述第二电感器设置在所述输入相与所述第二单向开关之间，并且 所述第一电感器在同一I禹合方向上相互磁I禹合，并且所述第二电感器在同一I禹合方向上相互磁耦合。
5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其中， 在所述输出相中输出最大电压的输出相的相电压高于所述输入相中被输入有所述最大电压的输入相的相电压的期间，所述控制单元导通将最大电压输出相连接到所述输入相的所述第一单向开关；并且在所述输出相中输出最小电压的输出相的相电压低于所述输入相中被输入有所述最小电压的输入相的相电压的期间，所述控制单元导通将最小电压输出相连接到所述输入相的所述第二单向开关。
6.根据权利要求4所述的电力转换装置，其中， 在所述输出相中输出最大电压的输出相的相电压高于所述输入相中被输入有所述最大电压的输入相的相电压加上预定值而得的电压的期间，所述控制单元导通将最大电压输出相连接到所述输入相的所述第一单向开关；并且在所述输出相中输出最小电压的输出相的相电压低于所述输入相中被输入有所述最小电压的输入相的相电压加上预定值而得的电压的期间，所述控制单元导通将最小电压输出相连接到所述输入相的所述第二单向开关。
7.根据权利要求4所述的电力转换装置，其中，在输出线间电压中的最大电压高于输入线间电压中的最大电压时，所述控制单元导通将输出所述输出线间电压中的所述最大电压的两个输出相中相电压为正的输出相连接到所述输入相的所述第一单向开关；并且导通将相电压为负的输出相连接到所述输入相的所述第二单向开关。
8.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力转换装置，其中，通过控制所述多个单向开关，在所述输入相与所述`输出相之间执行双向电力转换。
【文档编号】H02M5/458GK103516229SQ201210553267
【公开日】2014年1月15日 申请日期:2012年12月19日 优先权日:2012年6月15日
【发明者】山中克利 申请人:株式会社安川电机