专利名称：用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，属于电源领域。
背景技术：
电源、办公设备及家用电器等在上电时电源输入端都会产生较大的启动冲击电流。现在通用的解决方案是在电源输入端加NTC热敏电阻，该解决方案在常温时可降低单次开机的启动冲击电流，但是，由于热敏电阻的参数离散性及固有的时间常数制约，启动冲 击电流和启动时间很难准确估算，再者，热敏电阻的残余电阻较大，在运行中消耗不小的功率会导致温升较高，也潜藏着可靠性的隐患，尤其频繁开关机时基本丧失限流功能，导致电源、设备等因启动冲击电流过大而损坏。 另一方面，目前要求电源能有尽可能大的电源维持时间Tc(当电源输入端掉电后，继续维持输出标称功率的时间称为电源维持时间)，在电源维持时间内，电源输出消耗的能量Wp= f VITc，其中，V是电源输出电压，I是电源输出电流，可见Wp ~ Tc。电源维持时间内的电源输出消耗的能量是靠电源输入端储能电容储存的能量提供的，储能电容储存的能量Wc= (CV2)/2，而Wp Wc，由此，若需要延长电源维持时间Tc，则必须增大电源输入端储能电容的电容值C，而增大电源输入端储能电容的电容值C就必然引起电源启动时较大的电源冲击电流Ic。Ic=Cdu/dt - (I)从上式(I)中可以看出，电容值C越大，电源冲击电流Ic就越大。而且，从热敏电阻的电源冲击电流公式(I)看到，电源冲击电流的电流值在相同的输入电压条件下，将变得很大且不易精确计算。由此可见，电源输入端电容的电容值C、启动冲击电流Ic、电源维持时间Tc三者密切相关。电源设计者的任务就是将三者通过电路拓扑结构的调整，做出科学的契合，显然单纯的应用热敏电阻满足不了上述要求，必须另辟捷径解决这一难题。
实用新型内容本实用新型的目的在于提供一种用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，该电路拓扑结构可精确控制电源启动冲击电流以及延长电源维持时间。为了实现上述目的，本实用新型采用了以下技术方案—种用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，该电路拓扑结构设置在电源的电源输入电路中的供电电源与输入滤波储能电容之间，其特征在于该电路拓扑结构包括电容慢充快放电路、切换电压比较电路和时序开关电路，其中该电容慢充快放电路的正、负连接端分别与该供电电源的正、负输出端连接，该电容慢充快放电路的输出端经由该切换电压比较电路与该时序开关电路的控制端连接，该时序开关电路的两个连接端分别与该供电电源的负输出端、输入滤波储能电容的负极端连接。所述电容慢充快放电路包括充放电容、快放电阻、慢充电阻和二极管，其中该快放电阻的两端分别与所述供电电源的正、负输出端连接，该二极管与该充放电容串联后连接在所述供电电源的正、负输出端之间，该二极管的负极与所述供电电源的正输出端连接，该充放电容的负极端与该供电电源的负输出端连接，该慢充电阻与该二极管并联连接。所述时序开关电路包括MOSFET管和切换电阻，该切换电阻的两端分别与该MOSFET管的源极、漏极连接，该MOSFET管的栅极、源极、漏极分别与所述切换电压比较电路的输出端、所述供电电源的负输出端、所述输入滤波储能电容的负极端连接。所述MOSFET管的栅极与源极之间连接有一个电阻。所述MOSFET管的漏极与源极之间连接有一个稳压二极管。所述切换电压比较电路为一个稳压二极管或一个电压比较器。所述充放电容的正、负极端之间连接有限压用稳压二极管。所述限压用稳压二极·管的两端之间连接有二极管。本实用新型的优点是本实用新型为应用于电源的电源输入电路中的电路拓扑结构，成本低，可靠性高，高效节能。本实用新型利用充放电容Cl充电电路与放电电路的不同，控制充放电容Cl的充电时间(慢)和放电时间(快)，且采用MOSFET管Ql与切换电阻R2相并联的结构设计，严格控制MOSFET管Ql的导通关断时序，将电源输入电路中的电容能量、电源启动冲击电流、电源维持时间三者有机地揉成一体，对电源实现了既精确控制电源启动冲击电流(启动冲击功率)，又延长电源维持时间，解决了在电源频繁开关机工况下对供电电源及电源本身的损伤问题。
图I是本实用新型的组成方框示意图；图2是本实用新型的第一实施例的电路连接图；图3是本实用新型的第二实施例的电路连接图。
具体实施方式
如图I所示，本实用新型用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构100设置在电源的电源输入电路中的供电电源200与输入滤波储能电容C2之间，图I只画出了电源输入电路部分，而电源输出电路部分未画出。在实际应用时，供电电源200与电路拓扑结构100之间还可设有滤波器300，例如EMI滤波器。如图1，该电路拓扑结构100包括电容慢充快放电路101、切换电压比较电路102和时序开关电路103，其中该电容慢充快放电路101的正、负连接端分别与该供电电源200的正、负输出端连接，该电容慢充快放电路101的输出端经由该切换电压比较电路102与该时序开关电路103的控制端连接，该时序开关电路103的两个连接端分别与该供电电源200的负输出端、输入滤波储能电容C2的负极端连接。如图2和图3，该电容慢充快放电路101包括充放电容Cl、快放电阻R0、慢充电阻Rl和二极管D1，其中该快放电阻RO的两端分别与供电电源200的正、负输出端连接，该二极管Dl与该充放电容Cl串联后连接在供电电源200的正、负输出端之间，该二极管Dl的负极与供电电源200的正输出端连接，该充放电容Cl的负极端与该供电电源200的负输出端连接，该慢充电阻Rl与该二极管Dl并联连接，即该慢充电阻Rl的两端分别与该二极管Dl的正、负极连接，该充放电容Cl的正极端引出一根导线，作为该电容慢充快放电路101的输出端。如图2和图3，该时序开关电路103包括MOSFET管Ql和切换电阻R2，该切换电阻R2的两端分别与该MOSFET管Ql的源极、漏极连接，该MOSFET管Ql的栅极、源极、漏极分别与切换电压比较电路102的输出端、供电电源200的负输出端、输入滤波储能电容C2的负极端连接。该MOSFET管Ql的栅极与源极之间连接有一个电阻R3。该MOSFET管Ql的漏极与源极之间连接有一个稳压二极管DZ1，稳压二极管DZl的目的是为了提高电路的防浪涌能力，保护MOSFET管Ql不受损伤。在实际设计时，切换电压比较电路102为一个稳压二极管DZ3或一个电压比较器1021。·如图2，该稳压二极管DZ3的负极端与该充放电容Cl的正极端连接，该稳压二极管DZ3的正极端与该MOSFET管Ql的栅极连接。如图3，该充放电容Cl的正极端与该电压比较器1021的参考电压输入端(比较器UlA的8脚)连接，该电压比较器1021的输出端与该MOSFET管Ql的栅极连接。如图2和图3，为了使MOSFET管Ql栅极电压稳定在一个较合理、安全的开通电压范围内，充放电容Cl的正、负极端之间连接有限压用稳压二极管DZ2。另外，限压用稳压二极管DZ2的两端之间连接有二极管D2，二极管D2的目的是为了提高电路的防浪涌能力，保护限压用稳压二极管DZ2不受损伤。本实用新型的原理为供电电源200开始供电，对于本实用新型来说，其输入端刚上电时，MOSFET管Ql处于关断状态。充放电容Cl通过慢充电阻Rl充电(慢充)，MOSFET管Ql的栅极电位由零开始上升，后级电路的输入滤波储能电容C2的充电电流仅通过与MOSFET管Ql并联的切换电阻R2来充电，电容C2的充电电流Icr (电容的等效串联电阻仅毫欧级，相比电阻R2很小，故可以忽略)具有如下公式(2)Icr=U/R2 - (2)在公式(2)中，U为电源输入电压。由公式(2)可以看出，电容C2的充电电流Icr可以精确计算出来，即其值可控。也就是说，只要给出需要限制的电源启动冲击电流(或启动冲击功率)的值，即确定了电容C2的充电电流Icr的最大值，也就可很方便地计算出切换电阻R2的值了，从而，通过选定切换电阻R2，即可控制电容C2的充电电流Icr的最大值。如图，电源输入电压U经慢充电阻Rl给充放电容Cl充电，充放电容Cl的充电电压Ucc具有如下公式(3)Ucc=U(l-e_tl/Elcl) - (3)由上式(3)可求出充放电容Cl的充电电压到达某个具体值Ucc的时间tl，见下式
(4)tl = RlCl X Ln (U/(U-Ucc)- (4)同一型号的MOSFET管Q I全导通的栅源电压Ugs (on)的离散性很小，若已知Ugs (on),则计算tl时就可用Ugs (on)代替Ucc,得到下式(5):tl = RlCl XLn (U/ (U-Ugs (on))- (5)从式(5)可以看出，时间tl可看成是MOSFET管QI从上电到全导通所需的时间11。因此，在慢充电阻Rl和充放电容Cl 一定的情况下，通过式(5)可求出MOSFET管Ql从上电到全导通所需的时间tl，换句话说，在实际工作中，调整慢充电阻Rl和充放电容Cl的值，SP可满足所需的时间tl。一旦MOSFET管Ql全导通，则自动将切换电阻R2短路，这时电源电流只能通过MOSFET管Ql而切换电阻R2几乎不通过电流。为适应不同MOSFET管Ql全导通的栅源电压Ugs (on)值，本实用新型在充放电容 Cl的正极端与时序开关电路103的控制端之间设置有切换电压比较电路102，该切换电压比较电路102为一个稳压二极管DZ3 (如图2)或一级电压比较器1021 (如图3)，以确保MOSFET管Ql不经过放大区便可稳定工作在开/关状态。稳压二极管DZ3的稳压值Uz建议取大于等于6伏，同样地，电压比较器1021的参考电压值Uz也建议取大于等于6伏，以保证适应所有MOSFET管Ql的Ugs (on)值。于是，上式(5)可改为tl=RlClXLn(U/(U_Uz)- (6)这样，计算tl或者调整慢充电阻Rl和充放电容Cl就更准确了。这里必须注意只有当切换电阻R2给后级电路中的电容C2充到接近电源输入电压U时，MOSFET管Ql才能导通，将切换电阻R2短路。所以，前面求出的tl值必须等于或略小于电源的启动延时时间t2 (电源给定参数)。这样，一旦给定了 t2的值，tl值也就相应确定了。由此，通过MOSFET管Ql和切换电阻R2的时序配合，可实现对后级电路的启动冲击电流的限制。也就是说，通过上述公式，可对切换电阻R2、慢充电阻R1、充放电容Cl、电压值Uz进行选定，从而实现电源上电、MOSFET管Ql关断时，经由切换电阻R2给电容C2充电，当电容C2充电达到限制的电源启动冲击电流时，控制MOSFET管Ql导通，切换电阻R2短路，不再给电容C2充电，实现精确控制电源启动冲击电流的目的，防止供电电源及电源本身受到损坏。如图，当电源输入端断电时，充放电容Cl经由二极管Dl向快放电阻R0、电容C2、变压器Tl放电(快放)。充放电容Cl上的电压迅速降低，充放电容Cl的放电电压Ucf按下式(7)变化Ucf ^ Uz expH3/E0C1)——(7)公式(7)中，快放电阻RO是专为充放电容Cl快速放电提供通道的较小阻值的电阻，以保证为快速频繁开关机做好时间准备。上式(7)中的Ucf可取为U0，从而通过式(7)可求出充放电容Cl放电时间t3 t3 ^ ROCl X Ln (Uz/U0)- (8 )根据实际经验，式(8)中的UO近似取值为3V左右为宜，也就是说，当充放电容Cl的电压为3V左右时，即可认为充放电容CI放电完毕。因此，调整快放电阻RO的大小，便可控制放电时间t3的大小，从而可实现延长电源维持时间的目的。但是应注意，充放电容Cl放电结束的时间应早于下一次电源上电的时间。[0051]本实用新型的优点是本实用新型为应用于电源的电源输入电路中的电路拓扑结构，成本低，可靠性高，高效节能。本实用新型利用充放电容Cl充电电路与放电电路的不同，控制充放电容Cl的充电时间(慢)和放电时间(快)，且采用MOSFET管Ql与切换电阻R2相并联的结构设计，严格控制MOSFET管Ql的导通关断时序，将电源输入电路中的电容能量、电源启动冲击电流、电源维持时间三者有机地揉成一体，对电源实现了既精确控制电源启动冲击电流(启动冲击功率)，又延长电源维持时间，解决了在电源频繁开关机工况下对供电电源及电源本身的损伤问题。本实用新型既适用于DC/DC变换器，又适用于AC/DC变换器，既适用于反激拓扑结构，又适用于正激拓扑结构。以上所述是本实用新型的较佳实施例及其所运用的技术原理，对于本领域的技术人员来说，在不背离本实用新型的精神和范围的情况下，任何基于本实用新型技术方案基础上的等效变换、简单替换等显而易见的改变，均属于本实用新型保护范围之内。·
权利要求1.ー种用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，该电路拓扑结构设置在电源的电源输入电路中的供电电源与输入滤波储能电容之间，其特征在于 该电路拓扑结构包括电容慢充快放电路、切换电压比较电路和时序开关电路，其中该电容慢充快放电路的正、负连接端分别与该供电电源的正、负输出端连接，该电容慢充快放电路的输出端经由该切换电压比较电路与该时序开关电路的控制端连接，该时序开关电路的两个连接端分别与该供电电源的负输出端、输入滤波储能电容的负极端连接。
2.如权利要求I所述的用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，其特征在于 所述电容慢充快放电路包括充放电容、快放电阻、慢充电阻和ニ极管，其中该快放电阻的两端分别与所述供电电源的正、负输出端连接，该ニ极管与该充放电容串联后连接在所述供电电源的正、负输出端之间，该ニ极管的负极与所述供电电源的正输出端连接，该充放电容的负极端与该供电电源的负输出端连接，该慢充电阻与该ニ极管并联连接。
3.如权利要求I所述的用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构 其特征在干 所述时序开关电路包括MOSFET管和切换电阻，该切换电阻的两端分别与该MOSFET管的源极、漏极连接，该MOSFET管的栅极、源极、漏极分别与所述切换电压比较电路的输出端、所述供电电源的负输出端、所述输入滤波储能电容的负极端连接。
4.如权利要求3所述的用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，其特征在干 所述MOSFET管的栅极与源极之间连接有ー个电阻。
5.如权利要求4所述的用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，其特征在干 所述MOSFET管的漏极与源极之间连接有ー个稳压ニ极管。
6.如权利要求I或2或3所述的用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，其特征在于 所述切换电压比较电路为一个稳压ニ极管或ー个电压比较器。
7.如权利要求6所述的用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，其特征在干 所述充放电容的正、负极端之间连接有限压用稳压ニ极管。
8.如权利要求7所述的用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，其特征在干 所述限压用稳压ニ极管的两端之间连接有ニ极管。
专利摘要本实用新型公开了一种用于控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的电路拓扑结构，该电路拓扑结构设于电源的电源输入电路中的供电电源与输入滤波储能电容之间。该电路拓扑结构包括电容慢充快放电路、切换电压比较电路和时序开关电路，电容慢充快放电路的正、负连接端分别与供电电源的正、负输出端连接，电容慢充快放电路的输出端经由切换电压比较电路与时序开关电路的控制端连接，时序开关电路的两个连接端分别与供电电源的负输出端、输入滤波储能电容的负极端连接。本实用新型对电源实现了精确控制电源启动冲击电流、延长电源维持时间的目的，解决了在电源频繁开关机工况下对供电电源及电源本身的损伤问题。
文档编号H02M1/36GK202759375SQ20122025973
公开日2013年2月27日 申请日期2012年6月4日 优先权日2012年6月4日
发明者李浩旭 申请人:北京星原丰泰电子技术股份有限公司