具有感性箝位电路的E类放大器的制作方法与工艺

具有感性箝位电路的E类放大器本申请是于2004年8月25日提交的申请号为200480034926.7（PCT/US2004/027544）的标题为“具有感性箝位电路的E类放大器”的专利申请的分案申请。技术领域本发明通常涉及用于供应交流电的电源，更特别地，涉及用于电源的开关部分的保护电路，其中该电源的开关部分由E类放大器实现。

背景技术：
射频（RF）能量通过感应加热、电介质加热和等离子体激发（excite），在各种工业领域中用于材料处理。等离子体激发可采用感性（inductive）、容性（capacitive）的方式，或采用精确的电磁（EM）波、微波、耦合。提供这种RF能量的发生器可采用多种电路布局，这些电路布局涵盖了从提供几十瓦的单个A类晶体管放大器到提供几千瓦的自振荡管发生器的范围。半导体制造业使用RF等离子体来沉积和蚀刻微米尺寸和次微米尺寸的膜。针对这种应用的典型电源可包含行变频器/整流器/电容器DC电源和高频（HF）线性功率放大器。典型的功率值和频率值可以是，频率值在400KHz～60.0MHz的范围之内而功率值达到10KW。线性功率放大器使用具有高功率消耗性能的高频/超高频（HF/VHF）RF功率晶体管。这种电源或发生器可在100:1的输出负载范围内将功率控制在1％或2％的精度。通常该发生器被具体地配置为输出到预定负载，例如50欧姆的负载，但其实该发生器可驱动任何负载，即使配置失当也不会出现故障。典型的保护措施是降低功率。例如，降低对线性放大器的驱动电平以相应地降低电流或功率消耗。在50欧姆系统中，从典型的50欧姆上的偏离可被测量为反射功率。降低驱动电平以限制反射功率。图1示出了典型的具有由反相的正弦波驱动的开关器或晶体管S1、S2的变压器耦合推挽RF功率放大器。五元谐波抑制滤波器包含电感器L1、L2以及电容器C1、C2和C4。该谐波抑制滤波器典型地确保得到高纯度或一致的正弦波输出。图中未示出的偏压电路可以是AB类或B类。典型地使用双级结晶体管（BJT）或金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）。变压器T1的变压比通常选择为使所需功率匹配到给定的DC电源电压，该给定的DC电源电压通常为28V或50V。详细的电路遵循用于通信的宽带HF/VHF功率放大器设计的标准工业惯例。图1的放大器有一个主要的优点，但是也有几个缺点。其主要的优点是在在宽带设计中，通过改变驱动频率或输入频率可轻松地改变输出频率。对于给定的输出频率而言，只需改变输出滤波器。如果放大器的基本线性/纯度足够好，则同时执行这些过程。图1的电路的缺点在于效率较低以及晶体管的功率消耗较大。效率在理论上不会超过70％，但典型地不会超过50％。为解决高功率消耗问题，许多应用使用通常采用了铍氧化物（BEo）低热阻技术的昂贵的、特制的RF晶体管。它们需要巨大的空冷散热器或水冷散热器。有关RF线性放大器的设计已经出版了大量的文献。任何想要设计该发生器的电源制造商，都可放心地使用晶体管制造商的应用电路。如图2所示，图2的电路采用了一种可提高效率并降低功率消耗的不同工作模式。图2电路中的驱动信号固定为方波，这样晶体管就处于开关工作模式而不是线性工作模式。即图1的开关或晶体管S1、S2在位于全关和全开之间的区域上进行工作。图2的开关或晶体管S1、S2通过从全开切换到全关进行工作。变压器T1的输出现在是方波。包含电感器L1、L2和电容器C1、C2的四元滤波器滤除所需基本频率以产生正弦曲线输出。为抑制谐波电流，去除电容器C4以使该滤波器提供感性输入。虽然晶体管电压和变压器电压为方形，但是电流为正弦曲线。效率现在为100％，并且典型地落在80％～90％的范围内。这种电路通常称为谐振转换器或逆变器，而非放大器。图2的电路因一些缺点而受损。由于针对特定的输出频率对滤波器进行充分地选择，所以仅能实现固定的或窄的工作频率范围或频段。此外，无法直接控制输出功率。不像图1，图2的电路无法直接连接到线电压或输出口电压。相反地，需要利用附加的功率转换器对输入到图2的DC进行调整，典型地利用开关模式逆变器实现。进一步，负载失当会导致滤波器和晶体管之间的高环流。环流无法通过限制DC输入电流进行必要地限制。特别是对于E类放大器来说，E类放大器采用提供高效率的开关模式放大器布局。由于该布局，E类放大器的开关元件，典型地为晶体管，在出现最大功率消耗的作用区消耗很短时间或者不消耗时间。在这种架构下，E类放大器的开关元件在工作中更象是开关而非晶体管。亦即，开关元件将其大部分时间消耗在截至区或饱和区。设计者进一步利用已知的称为零电压开关（ZVS）的开关模式技术来提高E类放大器的效率。ZVS防止E类放大器的开关元件在转换期间通过作用区。通过在开关元件的输出端施加感性负载，开关元件的输出端的寄生电容和扩程电容在开关元件试图从截至区转换到饱和区之前被放电至零伏特。电感器和电容器协作以形成串联谐振电路，并在开关元件的输出端提供感性负载。该谐振电路的频率低于放大器的工作频率。此时，该谐振电路的电感器支配该谐振电路，并在晶体管上产生感性负载。为实现ZVS，开关元件必须设计为允许负的漏级-源级电流通过自身，即器件沟道处于截至区。该要求暗示出MOSFET是E类放大器布局的开关元件的优选选择，这是因为MOSFET在连接到源极的衬底上具有固有的本体二极管。也可选择其他的晶体管，例如双级结晶体管（BJT）或集成栅双级晶体管（IGBT），但是在这些架构下需要在发射极-集电极结上配置快速二极管。E类放大器的主要优点是，相对于其他布局而言，用于E类布局中的相同的晶体管可实现更高的RF功率，这主要是因为降低了器件耗散。另一方面，E类放大器也产生了必须从RF输出中滤除的大量二次谐波能量。这种布局典型地要求在RF功率递送到负载之前具有至少一个附加的滤波级。如前所述，包括电感器和电容器的串联谐振电路具有低于放大器工作频率的谐振频率。尽管负载可以是电容器、电感器和电阻的任意组合，但是如果负载仅为具有使得谐振电路和负载的串联组合的谐振频率等于放大器的工作频率的值的电容器，则通过开关元件的电流将接近无限大。这将导致晶体管的损坏。然而，对于典型的E类放大器应用来说，利用对放大器输出反射功率进行箝位的外部控制环，可避免损坏晶体管。只要该控制环感知反射功率超过预定限制，则该控制环上降低DC轨上的电压，直至反射功率匹配预定限制。该控制环必须迅速反应，以避免影响晶体管。通过将RF放大器输入功率降低至零，可避免影响晶体管。但是，在等离子体处理应用中，这样的动作将引起不希望的结果，即等离子体消失。

技术实现要素：
在本发明的一个方面，具有DC输入的电源电路向负载提供交流电。逆变器产生交流输出，而输出电路直接接收该交流输出并将该交流输出馈给负载。该输出电路包括相对于该输出电路中点上连接的第一整流器和第二整流器，以便在该逆变器试图驱使该点达到超出预定正电压或预定负电压的电压时，该第一整流器或该第二整流器中的一个导电以使电压和/或电流返回到DC电压电源。电压和/或电流被反馈到逆变器。这可通过例如将第一整流器连接在地或DC输入的负输入端与该点之间并且将该第二整流器连接在该电和DC电压的正输入端之间来实现。应理解，当整流器之一导电时，其将该点箝位到DC输入的相应输入端的电压。该整流器可由二极管实现。在一可替代配置中，该整流器可连接到单独的电压电源或电源，对由电源确定的电压进行箝位。本发明还包括恒压器，例如，第一整流器和第二整流器利用齐纳二极管实现。齐纳二极管可消耗至少部分电压和/或电流，同时还可具有相连的晶体管，通过该晶体管可消耗更高级别的能量。这各种情况下，消耗通过发热实现。齐纳二极管可背靠背地连接，以使其中一个二极管对另一个二极管进行整流。可选地，还可使用合适、单独的整流二极管或整流电路与各个齐纳二极管串联。在第一二极管和第二二极管连接在该点两侧的结构中，各个二极管通过形成二极管链来实现，例如肖特基二极管，并且这些二极管可配置在单陶瓷衬底上。该逆变器可包括至少两个开关器件。该电源电路也可包括连接到这两个开关器件之间的点上的电感，以使器件和任何相连的电容通过感性电流来充电和放电。在本发明的另一个方面中，电源电路包括DC输入并向负载提供交流电。逆变器产生交流输出，并且输出电路直接接收交流输出并馈给到负载。该输出电路进一步包括恒压器，以便在逆变器试图驱动电路中的预定点达到预定电压段之外的电压时消耗电压和/或电流的在本发明的又一个方面中，电源电路包括功率输出和如上所述的第一电源电路和第二电源电路。第一电源电路的输出和第二电源电路的输出并联地连接到功率输出。交流信号源分别开关第一电源电路和第二电源电路的逆变器并控制用于改变信号源的相对相位的电路，以调整功率输出的功率。电源电路可串联地也可并联地连接。在本发明的再一个方面中，电源向负载提供交流电流。第一电源电路和第二电源电路分别包括逆变器。交流信号源提供交流信号以开关逆变器并到相应的功率输出。功率输出通过谐波滤波器并联地或串联地连接到功率输出。控制电路改变交流信号的相对相位以调整功率输出上的功率。在本发明的另一个方面中，电压逆变器的输入电路包括至少两个开关器件。该电路包括连接到这些器件之间的电上的电感，以使该器件和相连的电容通过感性电流进行充电和放电。在本发明的又一个方面中，电源电路向负载供应交流电。电源电路包括DC电压电源和E类放大器。E类放大器接收DC输入电压并产生交流AC输出信号。电源电路该包括位于放大器输出端上的第一谐波滤波器。第一谐波滤波器过滤掉AC信号中的预定谐波成分以产生经滤波的AC信号。位于第一谐波滤波器输出端上的输出电路接收经滤波的AC信号并向负载馈给经滤波的AC信号。输出电路包括连接到该输出电路中的点上的整流器，以便在该点处的电压超出预定阈值时，该整流器导电以使电压和电流中的至少一个返回到DC电压电源并将该点箝位到预定电压。要更好地理解本发明、其目的和效果，应参考说明书和附图。通过下述说明，将使本发明在各种领域中的进一步应用更加清楚。需要指出的是本发明对实施例详细说明和说明仅仅是示意性的，其并不对本发明的范围作出任何限定。附图说明通过详细说明和附图，本发明将变得更加易于理解，其中：可以各种方式执行本发明，并且将通过实例参考附图来说明特定的相关发明，其中：如上所述，图1和图2是现有技术中常见的电路布局；图3是根据本发明原理配置的电源电路；图4是将电路串联地连接以产生组合输出的相关发明；图5是将电路并联地连接以产生组合功率输出的相关发明；图6是由单个箝位二极管对来保护开关电桥的每一半部的相关发明；图7是由谐振电路和单个开关提供输出且由单个箝位二极管对来保护电路的相关发明；图8是图7的电路的三级实现；图9是示出半桥逆变器和保护电路的相关发明；图10～图12示出了根据特定开关器件的用于开关器件的可替代架构；图13是具有与箝位二极管之一并联的电容器的电路；图14是具有各个箝位二极管并联的电容器的电路；图15是电压分配到串联的电容器和串联的二极管上的电路；图16是示出了保护电路中的电感和RC电路的电路；图17是示出用于改进滤波器网络的工作的MOSFET电路；图18是用于解决器件电容的逆变器的可替代的输入电路；图19示出了利用多个FET实现的用于解决器件电容的逆变器电路；图20是对图18的输入电路的改进；图21示出了具有附加的LC串联电路的逆变器；图22示出了用于改变箝位电压的电源电路；图23～图26示出了与图22的逆变器共同使用的可替代的恒压器；图27a～图27m是从包含保护电路的示例性半桥逆变器提取的波形；图28a～图28f从不含保护电路的示例性半桥逆变器提取的对比波形；图29是用于电源的控制电路的框图；图30是利用保护电路的等离子体系统的框图；图31是用于图30的控制电路的匹配网络；图32是示出按照本发明原理配置的单端放大器的电路；图33是示出用于根据本发明原理配置的单端放大器的第二架构的电路；图34～图36是示出图33的电路的工作的波形；图37是示出按照推挽架构配置的单端放大器对的电路；图38是示出按照推挽架构配置的单端放大器对并包括用于平衡负载的附加电路的电路；图39是示出按照并联架构配置的单端放大器对的电路；图40是示出按照并联、推挽架构配置的单端放大器的电路；以及图41是示出按照并联配置的单端放大器对并具有位于输出端上的附加滤波器的电路。具体实施方式以下对优选实施例的说明从本质上来说仅为示意性的，绝非用以限制本发明及其应用或用途。参见图3，电压逆变器电路通常标记在10，其具有位于11的直流（DC）电压电源输入和位于12的交流（AC）输出。需要从一开始就指出的是，在说明附图时通常用S加上数字来表示开关；用C加上数字来表示电容器；用L加上数字来表示电感器；用D加上数字来表示二极管；用T加上数字来表示变压器。进一步，在具有通常地对称的布局的电路中，可在上述附图标记中的每一个标记之后加上字母后缀以表示通常类似、对称的元件。开关S1、S2分别从信号源或发生器13接收作为输入的反相方波信号。方波信号以这样一种方式选通开关S1、S2，即使得无论是选通开关S1还是选通开关S2，电感器L1两侧的电压极性都被反转。当信号源13以这样一种方式驱动开关S1、S2时，开关S1、S2和电容器C3一起将DC输入信号转换为施加到电感器L1上的AC信号。这将在12产生交流输出，而该交流输出的DC成分被电容器C4所阻塞。位于12的输出信号的频率取决于由信号源13输出的信号的频率。四元谐波滤波器包括通常如上所述进行工作的电感器L1、L2和电容器C1、C2。电感器L1和电容器C1形成谐波滤波器的第一阶，电感器L2和电容器C2形成谐波滤波器的第二阶。该输出滤波器滤除输入到电感器L1的信号的谐波成分，以提高输出信号波形的纯度，并且使针对给定输入电压的所需输出功率与输出阻抗相匹配，该输出阻抗通常为50欧姆。如上所述，图1和图2的电路极易受由负载失配导致的高环流的影响。一对插入到谐波滤波器第一阶和谐波滤波器第二阶间的箝位二极管或整流器D1和D2，将减轻环流带来的潜在危害。二极管D2从DC输入源11的负轨（rail）延伸到节点X。二极管D1从节点X延伸到DC输入源11的正轨。在工作中，如果该电路试图驱动节点X在一个方向上或者在另一方向上越过轨电压，则与该轨相连的二极管被选通且变为导电。当该二极管选通时，二极管将节点X箝位到轨电压，并将过大的电压和/或电流反馈至该逆变器，特别是输入源11和电容器C3。更特别地，如果电路试图驱动节点X高于在DC输入11的正轨上的电压，则二极管D1选通，提供包括从开关S2的本体二极管返回DC输入电压电源11和电容器C3的电流通路。类似地，如果该电路试图驱动节点X低于DC源11的负轨上的电压，则二极管D2变为导电，提供包括从开关S1的本体二极管返回至DC输入源11和电容器C3的电流通路。由于负载失配的影响随着频率增大，所以图3的电路可使逆变器用在以前难以实现的频率中。图4示出了两个电源电路的输出串联地布置的相关发明。图4包括按照全桥架构配置的两个半部A和B。通过改变施加在半部A和半部B中每一个上的开关信号之间的相位，图4的电路能够调节输出端12处的功率。图4的第一半部包括一对开关S1A、S2A，这对开关接收由信号源13A输出的一对AC信号。开关S1A、S2A串联连接在DC电源11的正电压轨和负电压轨之间。来自开关S1A、S2A的输出被施加到电感器L1A上，电感器L1A与电感器L2A和电容器C1A、C2A共同组成一个两阶的四元谐波滤波器。第一箝位二极管D1A具有：连接到DC输入源11的正轨上的负端子或阴极，和连接到电感器L1A和电感器L2A之间的正端子或阳极。第二箝位二极管D2A具有：连接到DC源11的负端子上的正端子或阳极，和连接到箝位二极管D1A的正端子上的负端子或阴极。该谐波滤波器的输出连接到变压器T1的第一端（endtap）上。箝位二极管D1A、D2A为图4中电路的左半部提供保护。当电路试图驱动节点XA处的电压高于DC源11的正轨电压时，二极管D1A变为导电，从而将节点XA处的电压箝位至接近DC输入源11的正轨电压，并提供返回DC输入源11和电容器C3的通路。类似地，当该电路试图驱动节点XA处的电压低于DC输入源11的负轨电压时，二极管D2A选通，将节点XA处的电压箝位至接近DC输入源11的负轨电压，并提供返回DC输入源11和电容器C3的电路通路，从而保护图4中电路的左半部。图4的电路还包括第二半部B，即半部B，其包括开关S1B、S2B。信号源13B输出一对AC信号至开关S1B、S2B。需要指出的是，信号源13A、13B可组合成一个单元。半部B还包括四元两阶谐波滤波器，该滤波器包括电感器L1B、L2B和电容器C1B、C2B。半部B还包括一对箝位二极管D1B、D2B，这对箝位二极管如半部A中所述那样地布置在半部B中。来自电路半部B的输出连接到变压器T1的端。电路半部B按照针对电路半部A的说明进行工作。变压器T1将电路半部A和电路半部B与输出端12隔离开。电路半部A和电路半部B通过变压器T1的输入线圈串联连接。电路半部A和电路半部B的电路串联地组合在一起，以改变控制各个半部的开关信号之间的相位，从而改变在输出端12处的功率。特别地，当开关S1A和开关S1B同时被启动和关闭时，表示开关S1A和S1B同相地或按照0度相位进行工作。相反地，如果在开关S1B选通时开关S1A关断，而开关S1B关断时开关S1A选通，则表示这些开关反相地或按照180度相位进行工作。类似的术语可用在开关S2A和S2B上。电路半部A和电路半部B之间的相位由相位控制器14决定，该相位控制器14提供输出信号到各个信号源13A和13B，以便改变各个电路半部之间的相对相位。当电路半部A和电路半部B反相地或以180度相位进行工作时，在输出12处产生最大功率。当电路半部A和电路半部B同相地或以0度相位进行工作时，在输出12处产生最小功率。当相位为零时，无论负载阻抗怎样，每一半部都可看成开路。变压器T1在串联中将输出有效地组合在一起，并且输出12之前无需阻塞电容器。在电路半部A和电路半部B中形成谐波滤波器的电路元件必须匹配或者相等，以确保0度相位时产生零输出。例如，L1A、L2A、C1A和C2A的值需与L1B、L2B、C1B和C2B的值相等。图5示出了第一电路半部A和第二电路半部B并联地组合的相关发明。电路半部A包括一对开关S1A、S2A，这对开关从信号发生器13A接收各自的AC输入信号，信号发生器13A可与信号源13B组合在一起形成一个单元。开关S1A、S2A串联地连接在DC输入源11的正轨和负轨之间。来自开关S1A、S2A的输出施加到包含电感器L1A、L2A和电容器C1A、C2A在内的四元两阶谐波滤波器。一对箝位二极管D1A、D2A串联地布置在DC输入源11的正轨和负轨之间。二极管D1A的负端子或阴极连接到DC源的正轨上，二极管D1A的正端阻或阳极连接到节点XA上。二极管D2A的负端子或阴极连接到节点XA上，二极管D2A的正端子或阳极连接到DC电源11的负轨上。电路半部A的输出根据DC输入源11的负轨和四元滤波器的输出之间的电压决定。来自滤波器的输出施加到阻塞电容器C4上，该电容器可阻塞输出信号的任何DC成分。电容器C4也连接到输出12上。在工作中，通过在该电路试图驱动节点XA超出由DC源11的正轨和负轨分别限定的预定阈值时，提供到DC输入源11和电容器C3的电路通路，箝位二极管D1A、D2A保护电路半部A的电路元件。电路半部B按照与电路半部A相同的方式布置和工作。在如图5所示并联连接的电路半部A和电路半部B中，改变电路半部A和电路半部B之间的工作相位，可改变输出12处的功率。特别地，当电路半部A和电路半部B同相地或以0度相位工作时，在输出12处产生最大功率。相反地，当电路半部A和电路半部B反相地或以180度相位工作时，出现短路，并在输出12处出现最小功率。相位控制器14向各个信号发生器13A、13B提供控制信号，以控制电路半部A和电路半部B之间的相对相位。当相位为180度时，无论负载阻抗怎样，每一电路半部都可看成短路。注意，由于电容器C2A和C2B并联，所以它们可组合为一个元件。在电路半部A和电路半部B中形成谐波滤波器的电路元件必须匹配或相等，以确保在180度相位时产生零输出。例如，L1A、L2A、C1A和C2A的值需与L1B、L2B、C1B和C2B的值相等。图6示出了包括电路半部A和电路半部B的电路，其中电路半部A和电路半部B协作以施加信号到输出12之前的公用元件。电路半部A包括一对并联地布置在DC输入源11的正电压轨和负电压轨之间的开关S1A、S2A。来自开关S1A、S2A的输出输入到电感器L1A。信号源或发生器13A输出控制开关S1A、S2B的启动的AC信号。电路半部B包含一对串联地布置在DC输入源11的正电压轨和负电压轨之间的开关S1B、S2B。来自开关S1B、S2B的输出输入到电感器L1B。可与信号源13A组合为一个单元的信号源或发生器13B，可提供AC信号以控制开关S1B、S2B各自的启动和关闭。一对箝位二极管D1、D2与开关对S1A、S2A以及开关对S1B、S2B并联地布置。箝位二极管D1、D2在电路半部A或电路半部B试图驱动节点XY超出由DC输入源11的正电压轨和负电压轨各自限定的预定电压时，提供返回DC输入源11和电容器C3的电路通路。电容器C1布置在DC源11的负电压轨和节点XY之间。DC源11的负电压轨和节点XY之间的电压，为由电感器L2和电容器C2限定的滤波器限定了输入电压，其中由电感器L2和电容器C2限定的滤波器形成了由电感器L1A、L2B、L2和电容器C1、C2共同形成的谐波滤波器的第二阶。电容器C1分别与电感器L1A、L2B组合以提供该谐波滤波器的第一阶。阻塞电容器C4在输出12处的输出之前滤除信号中的DC成分。箝位二极管D1、D2在电路半部A或电路半部B试图驱动节点XY高于DC源11的正电压轨或低于DC源11的负电压轨时，提供返回DC输入源11和电容器C3的电路通路。因此，无论是电路半部A还是电路半部B驱动节点XY超出上述预定阈值，箝位二极管D1、D2通过提供返回DC源11和电容器C3的电路通路来工作以保护图6的电路。图6的电路还包括相位控制器14，该相位控制器14通过产生到各个信号源13A、13B的控制信号，来控制电路半部A和电路半部B之间的相对相位的。在图6中，当电路半部A、电路半部B同相地或以0度相位工作时在输出12处提供最大功率，而当电路半部A、电路半部B反相地或以180度相位工作时在输出12处提供最小功率。在图6所示电路中，电感器L1A和电感器L1B必须匹配以确保在180度相位时的零输出。图7示出了包括电路半部A和电路半部B的电路，其中电路半部A和电路半部B并联地组合以便在输出端12处提供AC信号。参照电路半部A，开关S1A接收来自信号源13A的AC信号。开关S1A与换向电感器L3A串联地布置在DC电源11的正电压轨和负电压轨之间。电容器C6A与开关S1A并联地布置。换向电感器L3A和电容器C6A组合以形成储能电路，从而使电路半部A具有单端逆变器功能。该储能电路输出半整流的正弦波。阻塞电容器C7A从来自开关S1A和换向电感器L3A的信号输出中滤除DC成分。电容器C7A将AC耦合在一起并确保相同的AC电压经过各个器件，正如图8中将要说明的。需要指出的是L3A和L3B可交叉耦合以提高均等分配。电感器L3A与电感器L1A的比例决定了开关S1A上的应力（stress）变化。如果通过电感器L3A的电流相比通过电感器L1A的电流来说更大，则由通过电感器L1A的负载所引起的变化，将对开关S1A上的应力施加有限的影响。图7的电路的缺点在于，即便产生谐波，C7A上的DC电压仍部分地取决于负载。这意味着在某些负载变化下会有瞬时充电电流流动。阻塞电容器C7A的输出被输入到电感器L1A。第二电路半部B包括开关S1B，开关S1B由从信号源13B输出的AC信号驱动。开关S1B与换向电感器L3B串联地连接在DC输入源11的负电压轨和正电源轨之间。电容器C6B与开关S1B并联地布置。换向电感器L3B和电容器C6B形成储能电路。开关S1B和电感器L3B的输出施加到阻塞电容器C7B上，该阻塞电容器可从该信号中滤除DC成分。电感器L1B连接到电容器C7B。电感器L1A和电感器L1B在节点XZ处相连，并向电感器L2和电容器C2提供输出。电容器C2的另一端连接到DC电压电源11的负轨。电容器C1连接在DC电压电源11的负对和节点XZ之间。因此，电感器L1A、L2和电容器C1、C2形成用于电路半部A的输出的两阶谐波滤波器。类似地，电感器L1B、L2和电容器C1、C2形成用于电路半部B的输出的两阶谐波滤波器。阻塞电容器C4从提供在输出12处的信号中滤除DC成分。图7还包括一对箝位二极管D1、D2，它们串联地布置在电压电源11的正轨和负轨之间。二极管D1的负端子或阴极连接到DC源11的正轨，且二极管D1的正端子或阳极与节点XZ相连。二极管D2的负端子或阴极连接到节点XZ，二极管D2的正端子或阳极连接到DC源11的负轨。当电路半部A或电路半部B试图驱动节点XZ处的电压超出预定阈值时，箝位二极管D1、D2中的一个选通，从而提供从节点XZ返回至DC源11和电容器C3的电路通路。例如，当图7的电路试图驱动节点XZ处的电压高于DC源11的正轨电压时，二极管D1变为导电，从而为过量的电压和电流提供返回DC输入源11和电容器C3的电路通路。类似地，当该电路试图驱动节点XZ处的电压低于DC输入源11的负轨电压时，二极管D2变为导电，从而提供返回至DC输入源11和电容器C3的电路通路。图7的电路半部A和电路半部B电路按照并联结构配置。当控制开关S1A和开关S1B的控制信号的相对相位为同相或为0度时，输出端12接收最大功率。相反地，当驱动开关S1A和开关S1B的信号之间的相位为反相或为180度时，输出端12接收最小功率。相位控制器14通过向各个信号源13A、13B提供输入信号来改变电路半部A和电路半部B之间的相对相位。电路半部A和电路半部B中形成谐波滤波器的电路元件必须匹配或相等以确保180度的输出相位。例如，L1A、L2A、C1A和C2B必须与L1B、L2B、C1B和C2B的值相等。图7的电路的特别优势是，在高频工作期间在同一电路通路中交替地驱动开关变得更加困难。通过利用由电感器L3和相连的电容器C6形成的储能电路，在特定的电路半部上进行开关通常需要较低的精度。图8示出了图7的单端逆变器电路的三级实现。图8包括一对电路半部，即电路半部A和电路半部B，其中每一电路半部都包括由分号（'）、妙号（″）和1/10秒号（″′）标识的三级。参见电路半部A，每一级都包括接收来自信号源13A的AC信号的开关S1A。开关S1A连接到电感器L3A并与电容器C6A并联地布置。电感器L3A和电容器C6A组合以形成储能电路。来自电感器L3A和开关S1A的输出被输入至阻塞电容器C7A，阻塞电容器C7A从电感器L3A和开关S1A的输出中滤除DC成分。电容器C5A与开关S1A和电感器L3A的串联连接并联地布置。各个开关S1A'、S1A″、S1A″′均从信号源13A接收模拟信号。电容器C5A'、C5A″、C5A'′为这三级去耦。各个电容器C5A'、C5A″、C5A″'流过电流并阻塞AC，从而为每一级中的DC部分提供电流回路。电容器C7A'、C7A″、C7A'′将各级的输出耦合到一起，并且在感兴趣的频率下具有可忽略不计的阻抗。因此，每一级的电压近似相等。例如，如果由DC输入源11输出的电压为300伏，则各个电容器上的电压为100伏。因此，电路半部A的各级仅需处理由DC源输出的电压的1/3。类似地，电路半部B包括三级，每级都具有与电感器L3B串联地连接的开关S1B。如上所述，开关S1B也与电容器C6B并联地连接，而电容器C6B与电感器L3B形成储能电路。阻塞电容器C7B滤除来自电感器L3B和开关S1B的输出中的DC成分。每一级都与电容器C5B并联地连接。这些元件按照针对电路半部A的说明进行工作。各个开关S1B'、S1B″、S1B″′从信号发生器13B接收AC信号。来自电路半部A的三个级的输出被组合并输入到电感器L1A。电感器L1A与电感器L2以及电容器C1、C2协作形成两阶谐波滤波器，以滤除从电路半部A输出的谐波成分。类似地，电路半部B的每一级的输出被组合并输入到电感器L1B，电感器L1B也与电感器L2以及电容器C1、C2协作形成两阶谐波滤波器，以滤除从B电路半部B输出的AC信号中的谐波成分。阻塞电容器C4连接在谐波滤波器的输出上，以滤除提供给输出12的信号中的DC成分。图8还包括一对箝位二极管D1，D2，它们串联地布置在DC输入源11的正电压轨和负电压轨之间。箝位二极管D1，D2协作以便在任一电路半部试图驱动节点XZ超出由DC输入源11的负轨和正轨电压分别限定的阈值时，提供返回DC源11和电容器C3的电路通路。在工作中，当任一电路半部试图驱动节点XZ处的电压高于DC输入源11的正轨电压时，二极管D1选通，产生返回DC输入源11和电容器C3的电路通路。类似地，当电路半部A或电路半部B试图驱动节点XZ处的电压低于DC输入源11的负轨电压时，二极管D2选通，产生返回DC输入源11和电容器C3的电路通路。在工作中，电路半部A和电路半部B之间的相对相位决定了提供给输出端12的功率。当电路半部A和电路半部B之间的相对相位为0度或为同相时，输出端12接收到最大功率。相反地，当驱动电路半部A和电路半部B的开关的AC信号之间的相对相位为180度或反相时，输出12接收最小功率。图8的电路的特别优势是，通过将三个电路串联地布置在电压电源11的负轨和正轨之间，各级都仅需处理DC源11的负轨和正轨之间总电压的三分之一。这使得可将400～500伏的器件用于具有接近300伏的DC输入的电源，这是因为每一级仅处理输入电压的三分之一，而不是在一级执行中处理全部电压。这种400～500伏的器件很常见，并且为300伏的输入系统提供了最佳特性。图9示出了具有保护电路的逆变器的电路图。300伏的DC电压施加到图9的电路的电压轨。第一电容器C3-1由400伏电容的2.2微法（μF）电容器实现，第二电容器C3-2由具有380伏电容的220μF电容器实现，该第一电容器C3-1和该第二电容器C3-2并联地布置在电压轨之间。第一AC信号由信号源（未示出）施加到隔离变压器T3的端子上。来自信号源（未示出）的第二AC信号施加到变压器T4的输入端。来自变压器T3的输出通过22欧姆（Ω）的电阻输入到一对开关S1-1、S1-2。类似地，来自变压器T4的输出也通过22欧姆（Ω）的电阻输入到一对开关S2-1、S2-2。这些开关从IRF740标准件中选择。开关对S1-1和S1-2并联地布置，开关对S2-1和S2-2同样并联地布置。这种单开关对的双开关的并联布置，降低了各个开关的电流处理要求。来自开关对S1、S2的输出被输入到10.3微亨（μH）的电感器L1，该电感器与13.2μH的电感器L2以及30纳法（ηF）的电容器C1和10ηF的电容器C2协作，以提供用于滤除来自开关S1、S2的输出中的谐波的四元谐波滤波器。阻塞电容器C4具体为具有400伏的电容的2.2μF电容器。箝位二极管D1和D2串联地布置在DC源11的正轨和负轨之间。箝位二极管D1、D2优选地从HFAT660标准件中选择。上述电路典型地在有限的频率范围内进行工作。由于LC网络通常是低通滤波器，所以其最大功率通过量与频率成反比。此外，随着频率降低，谐波中的失真开始出现。已知在30％的带宽内工作是满意的。存在其他具有馈给多LC网络的电压电源逆变器的电路，其中箝位二极管可连接在网络和DC电压电源之间。虽然仅示出了半桥逆变器电路，但是应理解也包括全桥逆变器和单端逆变器。这里所述的LC网络值和箝位点，优选地使过大的环流能量能被返回至电源，避免形成过大的电流和电压，从而保护器件。另外这种选择可确保在电源逆变器看来电流总是感性的，解决二极管恢复考虑的事项。变压器可包括在这种网络中以协助匹配输出、箝位点和逆变器晶体管，或者提供隔离。进一步，可将两个电压电源逆变器连接到所述网络，以使功率级可由相位关系进行控制。除了这里说明的相位关系之外，非对称网络会导致更复杂的相位关系。对称网络的优势在于最大功率相位和最小功率相位与频率无关。上述类型的相位调制电路提出了三个潜在的设计考虑事项。首先，在特定的有限条件下，DC电源从一个桥侧环流到另一桥侧。在出现这种情况时，尽管FET仍可看作被感性地关断，但是在整个周期内平均来看的话，FET并不在整流。即，更多电荷沿反向而非正向流经FET。因此，如果电流在反相足够高以至选通本体二极管，则当晶体管关断时，本体二极管不能完全恢复，这将导致高功率消耗。随着器件加热，这种效果通过本体二极管电压降的负温度系数得以扩大，潜在地导致热耗散。该第一事项在低频下可通过接受损失或使用反向隔离二极管来解决。在较高频下，应选择使FET具有足够低的电阻，以使反向电流总是由沟道来处理。采用低压器件比较容易解决，这是因为导通电阻与提高到功率的2.5th的电压成正比，而二极管压降与电压无关。第二，当LC网络在低相位下变得谐振且在达到振幅之前未被箝位时，出现高增益状态，并因此使得输出的正向功率相对较高时。这种状态不会损坏器件，但是会影响控制精度。该第二事项可利用以下方法来解决，即使用非常精确稳定的相位控制器或调制器设计或在输出网络中置入可降低Q并可扩宽相位特性的电阻。看上去仅要求50欧姆功率的1％或2％的电阻就已足够。该事项仅在负载不消耗功率时出现，例如在负载的轻度人工条件为纯抗性期间出现。通常等离子体腔、电缆和匹配网络可有效地降低Q。第三，在各种较差的匹配条件下，相位的功率控制特性显现出变形或改变。例如，随着相位从零平滑地变化到最大值，功率从零增大、稍微减小、而后继续增大。这将导致结上的振荡具有非线性等离子体阻抗/功率功能。该事项本质上仅为理论性的，并且无需实际考虑。控制算法可简单的跳过变形，这典型地在匹配优于3:1电压驻波比（VSWR）时消失。此外，在无限的VSWR环的至少一半中，功率控制特性不会有变形，所以可利用电缆长度、派形网络等将负载放置在VSWR环中的某个位置。实际中，图6的电路优于图4的电路，这是因为变形不太明显且出现在实际中典型地不会用到的最大功率附近。这里所述的电路使用金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）。在感兴趣的频率超过1兆赫（MHz）的情况下，MOSFET通常优于双极结晶体管（BJT）或绝缘栅双极晶体管（IGBT）。图10～图12示出了利用MOSFET、BJT或IGBT晶体管之一在上述电路中实现开关的架构。图10示出了用在上述电路中的MOSFET。该MOSFET包括在MOSFET的设计中固有的阻塞二极管。图11示出了BJT20和反平行二极管22。在上述电路中，当利用BJT20实现开关时，必须包括反平行二极管22以便在箝位二极管D1、D2启动时提供电路通路。类似地，图12示出了利用IGBT实现本发明的开关时的优选架构。图12示出了IGBT24和反平行二极管26，该反平行二极管26提供了与图11中的反平行二极管22类似的功能。应指出，在不改变发明原理的前提下，其它提供了合适的开关和电路通路功能的开关器件或电路组合可代替MOSFET使用。图13～图15示出了所述与D1、D2相关的可替换的二极管箝位电路。图13示出了包括二极管D1、D2和电容器C1的二极管箝位电路。该电路已在前文进行了说明。图14和图15示出了利用二极管D1、D2和电容器C1的可替换架构的实现。在各个电路中，电容器C1可由布置在各个二极管上的两个半值的相同电容器来实现，如图14所示。电容器C1/2通过去耦电容器C3（未在图14中示出）有效地并联耦合。去耦电容器C3相对工作频率来说较大，使其阻抗可忽略，从而有助于电路实际布置和部件功率分配。如图15所示，在较高的频率下，使用两个串联的二极管可能优于使用单个二极管D1、D2。通常较低电压的二极管具有较低的反向恢复负荷。两个二极管串联时，相同的电荷流经每个二极管。将C1分割为在各个二极管上，可确保AC电压的平均分配。如图16所示，在箝位电路的进一步变体中，电感器L6与滤波器电容器C1相串联地布置在箝位二极管D1、D2的交叉点与滤波器电容器C1之间。电感器L6优选具有较小的值。这能够使二极管的选通和关断变得和缓，从而提高整流的效率。在二极管D1、D2关断时，需要由电容器C7和电阻R1形成的缓冲电路来抑制高频振铃。选择得当的话，有助于在LC网络在低功功率输出下变得谐振时降低高Q系数的情况，例如在两个并联的桥电路之间存在低相位角。如上所述，如果LC滤波器网络在低相位时变得谐振且在达到幅度之前未被箝位，则功率控制精度因高增益状态的出现而受损，并且使得相位的输出功率增大。这可通过非常精确稳定的相位调制器设计或通过连接在输出网络上且其值足以降低Q和扩宽相位特性的电阻来解决。看上去消耗50欧姆功率的约1～2％就足以解决这一事项。这通常仅发生在负载消耗低功率的情况下，例如在处于时延条件下的纯抗性负载的人工条件下。实际中，电缆、匹配网络和负载足以降低Q。在较大的相位偏移下，箝位二极管避免了谐振。可替换地，仅在相位为低时，才可通过开关箝位点上的晶体管来选择性地降低Q系数。这可利用基于相位调制器需求的、设置为较低值的比较器来实现。这可在随后驱动继电器，该继电器可采用在相位差相对较小，例如低功率需求时被启动的MOSFET开关的形式。图17示出了在箝位点选择性地置入电阻的电路图。如图17所示，由于箝位二极管限制了电压摆动且MOSFET在两个方向上都能导电，所以可有利地使用MOSFETSR。偏压电阻R3、R4可将电压摆动集中到SR的范围之内。选择电阻R2以提供足够的抑制，并且C8阻塞DC流经R2和MOSFETSR。到SR的输入典型地通过控制电路来提供。来自C8的输出被连接到二极管D1、D2的连接处。随着工作频率的增大，典型地实现开关的FET的电容对于电路工作具有更显著的影响。图18示出了对半桥电路的改进。在图18中，电容器C5与电容器C3（未示出）并联地布置。电感器L3置入电容器C5的互接处与开关S1、S2的输出的互接处之间。电感器L3确保总有足够的感性电流流过，以便对输出和FETS1、S2的密勒电容器进行充电和放电。如果输出和箝位网络允许容性负载电流流过的话，电感器L3还确保电流显示为感性。如上所述，DC功率在特定条件下可从桥一侧循环到桥另一侧。因此，尽管FETS1、S2仍显示为感性关断，但是在整个周期内平均时，FETS1、S2并非在整流。即，更多的电荷反向流动而非正向流动。因此，如果电流高到足以反转并选通FET中包含的本体二极管，则当FET的二极管关断时FET的开关不会完全地恢复，并将产生高功率消耗。随着FET器件温度上升，这种效果在本体二极管的压降的负温度系数作用下变得夸大，并有可能导致热耗散。如上所述，在低频下这种情况可通过接受损失或使用反向隔离二极管来解决。在较高频下，应选择FET使得导通电阻具有足够低的电阻，以使反向电流总是由沟道来处理。采用低压器件比较容易解决，这是因为导通电阻与提高到功率的2.5th的电压成正比，而二极管压降与电压无关。如图19所示，两个较低电压FETS1-1、S1-2和S2-1、S2-2可串联地连接。与并联的两个FET器件相比，这些FET典型地具有导通电阻的四分之一，并降低电压的一半。因此，用于二极管架构的阈值电流将变为两倍。在图19中，电容器C6可与各个开关S1-1、S1-2、S2-1、S2-2并联地放置。电容器C6需确保均等的电压分配，但增加到有效的器件电容。电容器C7进一步促进均等的电压分配并仅通过不均衡的电流。在这种架构中，快速恢复外延型二极管（FREDFET）开关凭借其降低的反向恢复电荷可拥有更多优势。图20示出了图18电路的另一种改进。两个箝位二极管D11、D12与各个电容器C5并联地置入。选择二极管D11、D12以调整在用于返回到电源的结点上的电流或电压。这使得如图18所示的感性电流循环以转换FETS1、S2的电容，并从FETS1、S2中吸收DC且将DC返回至电源轨。这还可处理任何从桥一侧流到桥另一侧的DC，并以此解决FET本体二极管恢复问题。电容器C5和二极管D11、D12可与主箝位配置类似地按照串联和并联组合进行架构，但通常需要低功率处理能力。如果需要工作频率的变化，图20的电路还具有另外的优势，即关断电流基本保持相同而与频率无关，只要选择L3和C5以使二极管D11、D12总是导电。图21示出了图20电路的改进，包括含有电感器L5和电容器C5的附加LC串联电路。通过适当选择电感器L5和电容器C5的值以使谐振频率在电源的主频率和其三次谐波之间，从而使流经电感器L3的电流随着频率增大且使DC电流几乎维持恒定。虽然负轨和正轨为箝位到对失配作用敏感的预定点提供了方便的基准电压，且还允许将电压和/或电流反馈到逆变器，还可能将箝位二极管跨接到其它的预定电压电源上以产生箝位。由于该电路有时需要消耗过大的电压和电流，所以以可替代的电压电源为基准优选地包括以恒定电压接收器为基准。图22示出了除负电压轨和正电压轨之外的基准电压电路。阻塞电容器C4置入电感器L1和逆变器开关S1、S2之间，以使齐纳二极管Z1、Z2设置用于箝位的高电压基准和低电压基准。齐纳二极管Z1、Z2背对背地串联在点A和点B之间，以便在点X处的电压被驱动为正时，其中一个齐纳二极管导电并通过发热消耗能量，并在点X处的电压被驱动为负时，其中另一个齐纳二极管导通并消耗能量。其中一个二极管工作在整流模式而另一二极管工作在齐纳模式。实际中，齐纳二极管Z1、Z2在高速下开关不良。可通过以图23所示架构代替齐纳二极管D1、D2来补偿这种状况。图23包括分别与与传统二极管DZ1、DZ2背靠背地串联布置的齐纳二极管Z1、Z2。随后将齐纳/传统二极管的串联连接并联地布置。在这种架构中，齐纳二极管Z1、Z2无需工作在整流模式下。更进一步考虑，稳压二极管并非立即可用，尤其是在高的额定功率下。现有齐纳二极管的最大额定功率约为70瓦。进一步，具有相对高功率的齐纳二极管通常昂贵。然而，晶体管相对便宜且便于得到极高额定功率的。克服齐纳二极管的限制的方法之一是使用如图24所示的主动齐纳电路。在图24中，齐纳二极管ZA主要起到选通晶体管TA的作用，晶体管TA被配置为在约为齐纳二极管ZA的100倍的高功率级别下耗散。晶体管TA的功率消耗使主动齐纳电路的增益的函数。参见图24，当二极管ZA处于齐纳模式下时，下式成立：V=V2+VBE，其中VBE≈0.6VI=I2＋IQ，其中IQ≈HFE×I2，HFE=100从而IQ>>I2，PQ>>P2。由上式可知，流过晶体管TA的电流远大于流经齐纳二极管ZA的电流，晶体管TA的功率消耗也远大于齐纳二极管ZA的功率消耗。图25示出了除逆变器的负轨和正轨之外用于设置电压基准的其它可替代设置。特别地，图25示出了包含DB1A、DB2A、DB1B、DB2B的二极管桥。齐纳二极管ZB跨接二极管桥的两个半部。因此，不管是负波还是正波，当电压超出阈值电压时齐纳二极管ZB进入齐纳模式。图26示出了类似于图25的二极管桥配置，但其包含与图24类似的晶体管TA和齐纳二极管ZA，从而提供了增大的功率消耗。图24～图26的二极管桥电路拥有多种优势。首先，该设计降低了成本，因为仅需用到一个齐纳二极管而不是两个齐纳二极管。其次，因为仅用到一个齐纳二极管，所以可获得恒定箝位电压，而非使用两个齐纳二极管时可能产生的不恒定箝位电压。第三，传统二极管比齐纳二极管更易匹配。图27示出了具有保护电路的示例性电路配置的波形。在匹配和失配条件下记录300伏DC输入的工作波形和功率级别。利用开路、短路和既为感抗性又为容抗性的12、25、50、100和200欧姆的匹配到50欧姆和失配的负载阻抗。参见图27a～图27m，各个附图都包含四个波形，各个图中都标识为1～4。波形1表示MOSFET的漏极电压，例如电感器L1的输出输入，其中每分刻线为200伏特。波形2表示经过L1的电流，其中每分刻线为10安培。波形3表示箝位电压或二极管D1、D2之间的节点处的电压，其中每分刻线为200伏特。波形4为箝位二极管电流，其中每分刻线为10安培。这些规则同样适用于图27和图28中的各条输出波形。所选择的值在无限VSWR上提供了12个单独的点，以确保可发现最差的工作状态。下表列出关键参数：随着负载感性地从开路变到短路，然后再容性地返回，FET电流保持在容性并比50欧姆的值低40％。DC电流消耗仅为50欧姆值的六分之一。可以看出，箝位二极管D1、D2在50欧姆负载下轻微地导电，这可通过稍微地返回到网络来消除。然而这对于效率或有效保护来说并非关键。通过对比，图28示出了在没有箝位电路情况下实现的用于375KHz半桥逆变器的输出波形。在测试期间，通过人工降低供电电压来保护测试器件，以免器件破坏。下表列出了关键参数。此时通过降低供电电压实现保护。随着感性负载阻抗降低，FET电流变大。如果在12欧姆上供电维持在300伏，则正向功率将达到750瓦，比50欧姆时更高。在短路中，仅42伏产生750瓦，而L1与网络的其他部分谐振。在300伏，正向RF功率将会是38千瓦，DC功率为4.6千瓦，峰值晶体管电流为100安。随着负载摆动电容和阻抗开始上升，FET显示为容性负载。这种状况比在谐振之前看到高感性电流还难以解决，这是因为即使电流仍为合适，FET也会受到受损于高二极管恢复损耗。进一步，还存在转换dv/dt失败的风险。需要指出的是在最后三个图中为显示清楚起见更改了刻度。图29示出了功率发生器的控制电路。控制电路20包括接收输入电压的滤波器软启动整流器22。整流器22可包含用于过电压保护的电路断路器。附加功率感知单元（PSU）24产生用于供应控制电路的较低电压信号。降温扇26为发生器电路降温。来自滤波器软启动整流器22的输出施加到可选的DC开关28，该开关控制DC电压向多个功率放大器30a、30b、30c、30d的施加。并行地使用这四个功率放大器30a～30d，以便将功率处理分配给这四个放大器，而非要求一个放大器处理全部功率。可选地，一个或多个功率放大器可实现功率放大器30a～30d的功能。驱动电路32产生开关信号以控制功率放大器30a～30d中每一个功率放大器的开关。来自功率放大器30a～30d的输出被输入到组合和隔离变压器34，该变压器将来自功率放大器30a～30d的各个输出组合为一个信号。组合电路34可包括隔离变压器，以便将功率放大器与输出相隔离。组合隔离变压器34输出组合的信号到滤波器和功率感知电路36，该电路在产生输出之前过滤功率信号。电路36的功率感知部分提供反馈信号到控制相位调制器保护电路38。控制相位调制器电路38可利用模拟电子组件或数字电子组件实现。电路38输出控制信号到DC开关28、驱动器32和面板控制40。通过改变各个功率放大器30a～30d中的开关的相位，可相应地改变输出功率。因此，控制相位调制器电路38根据来自滤波器和功率感知电路36的输入来改变功率放大器的相位。面板控制电路40提供信息到工作器并确保预期相位的改变和随后的输出功率。图30示出了一控制系统，其中所述选择的电源可用在用于控制等离子体腔的系统中。控制系统50包括等离子体腔52，举例来说，该等离子体腔52可用于制作集成电路。等离子体腔52包括一个或多个气体入口54以及一个或多个气体出口56。气体入口54和气体出口56使得气体能够导入等离子体腔52内并从等离子体腔52内排出。等离子体腔52中的温度可通过施加到等离子体腔52的热控制信号58进行控制。等离子体控制器60接收来自等离子体腔的输入，这些输入中包括表示腔内的真空级别的真空信号62、电压信号64以及表示输入气体和输出气体之间的流速比的信号66。本领域技术人员知道，等离子体控制器60还可接收/产生其他输入/输出。等离子体控制器60通过电压发生器68确定待施加到等离子体腔的预期输入功率。电压发生器68包括微处理器70或其他类似的控制器，该控制器从等离子体控制器60接收输入信号。微处理器70产生控制信号给电源72，电源以预定的频率和额定功率输出电压信号。来自电源72的电压输出被输入到匹配网络74，该匹配网络匹配电源72和等离子体腔52之间的阻抗。图31示出了匹配网络80的电路，例如可实施为用于图30的匹配网络74。匹配网络80理想地将50欧姆的输入阻抗匹配到由负载82提供的输出阻抗。匹配网络80被配置为Pi形滤波器布局，包括第一可变电容器84、第二可变电容器86和电感器88。电容器84、86可由可变电容器实现，以改变滤波器网络的电容，从而适当地匹配50欧姆输入的阻抗和负载82的阻抗。控制器88接收根据匹配的阻抗而变化的反馈信号，并产生改变电容器84和86的电容的控制信号。本领域技术人员知道也可实施其他匹配网络配置，例如变压器或固定网络。参照附图32，图32示出了根据本发明原理配置的单端放大器，更特别地说，E类放大器。应注意，说明书中所使用的类似附图标记表示执行类似工作的元件。图32示出了与电感器L3串联地布置在DC电源11的一对电轨V+和V-之间的开关或晶体管S1。开关S1从信号源或发生器13接收控制信号。开关S1与电容器C6并联地布置，电容器C6与电感器L3形成并联谐振电路。在组合中，开关S1、电感器L3和电容器C6协作以形成单端放大器。在该放大器的输出端，电感器L1和箝位二极管D1协作以形成感性箝位电路。该感性箝位电路置于开关S1的输出与负载90之间，并按照与上述针对图1～图31的说明那样工作。调协电感器L1和电容器C4，以便在开关S1的输出端形成谐波滤波器，并向负载90提供经滤波的信号。箝位二极管D1置于负轨V-和节点X间。箝位二极管D1的阳极连接到负电压轨V-，且箝位二极管D1的阴极连接到节点X。当图32的电路试图驱动节点X超过预定阈值时，二极管D1选通，从而将节点X处的电压箝位至预定值，该值典型地为2V，其中V是轨电压。在一种架构中，以使二极管D1在负载未正确匹配时不导电的方式来选择电容器C6、电感器L1和电容器C4的值。这种值的选择方法可降低非预期谐波的产生。但是，在一种可替代架构中，如果谐波的存在被认为是可接受的，则以即便负载匹配二极管D1也导电的方式来选择这些值。图32的二极管D1在电感器L1和电容器C4的连接点与地之间引入寄生电容。如果该电容变得过大，则传送到负载90的功率将损失。但是，通过对图32的电路稍微地进行调整，也可有利地利用箝位二极管D1的寄生电容。参见图33，电容器C1与二极管D1并联地布置，并且电容器C4的功能稍微发生改变。在这种修改下，图33的电容器C1起到图32的电容器C4的作用。图33的电容器C4现在提供DC阻塞电容，并且相应地具有相对较高的电容值。图33的电路拥有一个额外的优点是电感器L1和电容器C1的谐振频率可与放大器的工作频率相同。在这种架构下，电感器L1和电容器C2协作以便在开关S1的输出端形成谐波滤波器。参照对图32的说明，图33的箝位二极管D1相互连接在电源负极V-和节点X之间。当图33的电路试图驱动节点X使之低于预定的阈值时，二极管D1选通，从而将节点X的电压箝位至预定值，通常为2V。图34～图36示出了说明图33的电路的工作的波形。图34示出了图33的节点A处的预期波形，而图35示出了图33的节点X处的预期波形。可以看出，节点X处的预期波形为半波整流正弦波。如果流经电感器L3的DC电流是恒定的，则节点A处的峰值电压将为DC轨电压的π倍（π×V）。优选地，选择电感器L1和电容器C1的值，以使负载匹配时二极管D1阴极（节点X）上的电压接近于地。由于节点A处的电压波形的基本成分是π×V/2，所以电感器L1和电容器C2的特征阻抗为匹配负载阻抗的π/2倍。这个关系在图34和图35的波形中可以体现出来。在工作中，实二次（偶次）谐波成分嵌入在节点A处显示的波形中。该二次谐波成分的一部分进入节点X处的波形中。图36示出了通过仿真确定的节点A处和节点X处的电压波形图。图37示出了用于解决如图36的仿真波形所讨论的E类放大器的输出的偶次谐波的架构。特别地，图37示出了按照推挽架构设置的一对如图33所示的E类放大器。需要再次指出类似的附图标记代表类似的组件，且附图标记可包括诸如A或B之类的附加标识，以指代并联架构的相应半部中的相关组件。图37示出了具有电路半部A和电路半部B的电路，电路半部A和电路半部B并联的组合以便向负载90提供AC信号。电路半部A和电路半部B通常都包括图34中所示出的E类放大器结构。变压器T2在电容器C4的输出端连接两个电路半部，以便组合来自电路半部A的输出和来自电路半部B的输出从而提供给负载90。开关S1A和S1B根据由相位控制器14输出到信号发生器13A、13B的信号成180度地反相驱动。电容器C4A的输出和电容器C4B的输出通过变压器T2汇合。优选地，变压器T2使各个电路半部的最大程度地耦合。这种最大耦合使得二极管D1A和D1B各自的阴极（负端子）上的峰值电压得到控制，使使之上的电压被箝位至DC轨电压的两倍。优选地，由变压器T2提供的耦合确保各个电路半部的均衡负载，并以此确保各个放大器的平衡负载。图37的匹配负载90通常为两个放大器之一的匹配阻抗的一半。设计者通常偏好高输出阻抗而非低输出阻抗。可在图37电路中加入可选的不平衡变压器，以便通过因子4增大匹配负载阻抗。图38示出了对图37的修改以提供更大的输出阻抗。参见图38，图38与图37类似地配置，但是增加了配置在各个电路半部的输出端上的变压器T3。因此，图38的变压器T2已经施加到其磁化电流、偶次谐波电流和二极管电流。图38的变压器T2不接收任何负载电流。因此，图38的变压器T2可比图37的变压器T2采用更小的封装。更进一步，图38的电路无需变压器T2即可工作，但变压器T2缩小了跨越二极管D1A和D1B的峰值电压。设计者通常在使用频率或相位调制发送数据时选择E类放大器架构。从另一个角度来说，幅度调制对于E类放大器而言是一种挑战，因为放大器的输入必须保持恒定。实现幅度调制和输出功率控制的一种方法是改变DC轨电压。而改变DC轨电压经验证在任何放大器中都是有效的，但这里说明的感形箝位电路使得另一种控制方法得以实现。所述包括感性箝位电路的放大器事实上可在任何负载下工作，而不会损坏开关。因此可以并联和/或串联推挽架构来组合两个或多个这种放大器。则输出功率可通过改变这些放大器之间的相位差来控制。图39示出了按照并联架构的一对本发明的E类放大器。图39的架构特别地针对提供最大功率。对于图37和图38，为获得最大输出功率，开关S1A和S1B按照180度的反相工作。为在图37和图38中获得最小输出功率，开关S1A和S1B同相地工作。然而，在图39的设计中，当开关S1'和S1″同相工作时获得最大输出功率，当S1'和S1″以180度反相工作时获得最小功率。图40示出了本发明的单端放大器的并联、推挽实现。特别地，第一对放大器指定了推挽架构的第一半部。放大器包括与L3A'和L3A''串联地位于一对电压轨之间的晶体S1A'和S2A″。各个开关S1A'和S2A″分别与电容器C6A'和C6A″并联。电感器L1A'、L1A″分别布置在开关S1A'和S2A″的输出端，且提供给滤波电容器C1A的第一端子。C1A的另一端子连接到地。箝位二极管D1A与电容器C1A并联地布置，并且阻塞电容器C4A与负载90串联地布置，阻塞电容器C4A与负载90的组合与二极管D1A并联。推挽架构的第二半部类似地配置。推挽架构的各个半部由晶体管T2连接，按照针对图37和图38的说明那样工作。相位控制器14产生输出信号给各个信号发生器13A'、13A″、13B'和13B″。优选地，相位控制器14使推挽架构的各个半部A、B以180度反相工作。在各个半部中，相位控制器14可改变发送到信号发生器13A'、13A″、13B'和13B″的控制信号。当信号发生器13A'和13A″同相工作时，推挽架构的电路半部A输出最大功率，当信号发生器13A'和13A″反相工作时，电路半部A不输出功率。控制信号发生器13B'和13B″也进行类似的工作。可工作图40的电路以从单逆变器架构的输出中消除偶次谐波。图41示出了图39的电路，但进行了修改，包括与负载90并联的附加电感器L4。这一架构在所需负载阻抗大于功率放大器输出阻抗大时有用。这一架构进一步有志于消除偶次谐波。由于在图39中增加了感性滤波器L4，所以图41的架构工作缓慢。当负载90包含抗性成分时，需要进行特别考虑。当使用移相控制时，开关S1'或S1″中的一个可能会经历负的实阻抗。由于该电路试图通过开关S1'或S2″将由DC轨传递到自身的能量反射回DC轨，所以产生了负的实阻抗。由于固有的本体二极管中的反向恢复状态，所以这种状态可能损坏开关。这个问题可利用具有快速本体二极管的MOSFET，或诸如肖特基整流器之类的快速二极管来解决，低正向电压降加在MOSFET上。至于特别部件的值而言，就图33的E类放大器来说，通常理想地二极管D1很少被启动，但是在负载90匹配适当时不导电。电容器C4是DC阻塞电容器，应包含远小于负载90的阻抗的抗性阻抗。开关S1的击穿电压至少是正DC轨电压V+的五倍。电容器C6的击穿电压至少是DC轨电压V+的至少五倍。电感器L1和L2的电感相等，电容器C6和C1的电容值相等。传递到负载90的功率P可由等式（1）确定：其中V是施加到电轨11的电压；且R是负载90的阻抗。电容器C6和C1的电容C可由等式（2）确定其中FOP是放大器的工作频率；且R是负载90的阻抗。电感器L1和L3的电感L可由等式（3）确定其中FOP是E类放大器的工作频率；且R是负载90的阻抗。电感器L1和L3的电感值无需相等，且电容器C6和C1的电容值也无需相等。更进一步，电感器L3和电容器C6可被调整以改变图36所示的Vds电压波形。例如，可通过调整电感器L1和电容器C1的值来降低峰值电压并提高图36的伪波形的对称性。然而这种调整对ZVS开关具有反作用。本领域技术人员应理解，针对图1～图31讨论的电路变体和替换可应用到图32～图41中适当的地方。虽然以当前优选的形式说明了本发明，但是应理解，本发明可以有各种应用和实施。因此，可在不脱离本发明精神的情况下以所附权利要求为准对本发明进行修饰和改动。对本发明的说明本质上仅仅是示意性的，不脱离本发明精神的改动都应包括在本发明的范畴内。这种改动不应视为对本发明精神和范畴的脱离。