一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器的制造方法
【专利摘要】一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，在宽负载电流水平内可保持较高的效率。该稳压器电路响应于负载电流生成一个或多个控制信号，并且选择性地为输出电路中的一个或多个开关提供开关驱动控制信号。
【专利说明】一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器
【技术领域】:
[0001]本发明涉及到开关稳压电路。更具体地，本发明涉及在宽电流范围内保持高效率的开关稳压器的电路和方法，同时电路工作在一个基本恒定的频率下。
【背景技术】:
[0002]电压调节器的目的是从不稳定或波动的电压源获得输入，而向负载提供预定的和基本上恒定的输出电压。一般来说，有两种不同类型的稳压器:线性稳压器和开关稳压器。
[0003]线性稳压器采用与负载串联耦合在一起的元件(例如功率晶体管)，以控制该元件两端的电压降，从而调节出现在负载端的电压。与此相反，开关稳压器采用的开关(例如功率晶体管)与负载串联或并联耦合连接。稳压器控制开关的开启和关闭，以调节供给负载的功率。开关稳压器采用电感能量存储元件，从而将电流脉冲转换成稳定的负载电流。因此，开关稳压器的功率以离散的电流脉冲形式被发送，而在一个线性稳压器中，稳压器的功率以稳定的电流形式被发送。
[0004]为了产生电流脉冲，开关稳压器通常包括控制电路，从而打开和关闭开关。开关的占空比(它控制向负载提供的功率)可以通过多种方法来改变。例如，占空比可以通过以下方法改变:(I)固定脉冲频率而改变各脉冲的占空比(即脉冲宽度调制PWM)，(2)固定各脉冲的占空比而改变脉冲频率。
[0005]而通常采用的是固定频率PWM方法，因为改变频率的方法可能会导致噪声的出现，尤其是在较低的占空比情况下。而电压噪声可能会影响由开关稳压器供电的电路的性能。可变开关频率的另一个问题是开关频率的谐波可能会干扰中频(IF)或射频(RF)通信电路。
[0006]不管采用哪种方法控制占空比，开关稳压器一般都比线性稳压器的效率更高(其中效率是由调节器提供的功率与提供到它的功率的比值)。在线性稳压器中，旁路元件一般工作在其线性区域，在线性区域内，旁路元件连续导通电流。这将导致晶体管连续的功率耗散。相反，在开关稳压器中，开关处于断开状态(这种状态下没有功率耗散)或导通状态(低阻抗状态，这种状态下有较小的功率耗散)。这种差异在操作时通常会导致开关稳压器平均功耗的减少。
[0007]当稳压器的输入-输出端电压差较大时，上述效率上的差异将更加清晰。例如，等效功能下，线性稳压器的效率低于25%，而开关稳压器的效率可以大于75%。
[0008]由于开关稳压器与线性稳压器相比有更高的效率，开关稳压器通常采用电池供电，如便携式笔记本电脑和手持式仪器。在这样的系统中，当开关稳压器的电流接近额定值时(例如笔记本电脑的磁盘和硬盘驱动器都在工作时)，整个电路的效率可以很高。然而，效率通常是一个与输出电流相关的函数，并且输出电流减小时功率减小。这种效率的降低一般是由于操作开关稳压器造成的损失。在电池供电的系统中，开关稳压器在低输出电流时效率的减少便很重要，这将使电池的寿命最大化。
[0009]鉴于效率和输出电流之间的关系，传统的开关稳压器通常采用功率MOSFET开关。开关稳压器的两个重要损耗是开关造成的功率损耗和开关驱动电流损失。大功率MOSFET具有较低的沟道阻抗，从而在给定的电流下比小功率MOSFET消耗更少的功率。然而，由于其较大的栅极区，大功率MOSFET具有较高的栅极电压，这导致它在给定的操作频率下比小功率MOSFET具有更大的开关驱动电流损耗。在高输出电流时，开关驱动电流损失通常没有耗散损失显著，而在低输出电流时，开关驱动电流损失将导致效率的显著降低。降低开关频率将减小开关驱动器的电流损失，但是，频率的变化对于某些电路是一个不好的方法，如上面所讨论的音频电路。
[0010]鉴于上述情况，提供高效率的开关稳压器是需要的。
[0011]在开关稳压电路中，提供在宽电流范围(包括低输出电流)内保持高效的控制电路和方法也是需要的。
[0012]在工作于一个恒定频率的开关稳压电路中，提供在宽电流范围(包括低输出电流)内保持高效的控制电路和方法也是需要的。
【发明内容】
:
[0013]因此，本发明的第一个目的是提供一种高效的开关稳压器。
[0014]本发明的第二个目的是在开关稳压电路中，提供在宽电流范围(包括低输出电流)内保持闻效的控制电路和方法。
[0015]本发明的第三个目的是在工作于一个恒定频率的开关稳压电路中，提供在宽电流范围(包括低输出电流)内保持高效的控制电路和方法。
[0016]本发明的技术解决方案:
[0017]根据上述和其它的目的，本发明提供了一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，在宽负载电流水平内可保持较高的效率。该稳压器电路响应于负载电流生成一个或多个控制信号，并且选择性地为输出电路中的一个或多个开关提供开关驱动控制信号。上述开关的大小不同，所以在一个特定的负载电流水平下可以有一个最有效的开关。在低负载电流下，上述驱动控制信号通过较小的开关器件被送到输出电路，这导致对于一个给定的操作频率可以产生较小的驱动电流损失，从而增加了稳压器的效率。在高负载电流水平下，上述驱动控制信号通过较大的开关器件被送到输出电路，这导致对于一个给定的操作频率可以产生较大的驱动电流损失，但这种情况下有一个低阻抗。
[0018]本发明的电路和方法可用于各种类型的功率晶体管的开关，如同步和非同步开关。此外，本发明的电路和方法可用于不同类型的开关稳压器中，包括电压降、电压升、极性反转和反激配置电路。
[0019]对比专利文献:CN202854636U新型稳压器201220571447.0【专利附图】
【附图说明】:
[0020]图1是一个非同步降压型开关稳压器电路示意图，它采用传统的PWM和迟滞控制电路；
[0021]图2是图1中高效率控制电路的电感电流波形图，它工作在PWM和迟滞控制模式下；
[0022]图3是一个根据本发明的原则得到的高效开关稳压器电路的第一个实例，它采用非同步降压配置；
[0023]图4是一个根据本发明的原则得到的高效开关稳压器电路的第二个实例，它采用同步降压配置；
[0024]图5是一个根据本发明的原则得到的高效开关稳压器电路的第三个实例，它采用非同步和同步开关结合的反激式升压配置，并纳入了自适应输出电路。
【具体实施方式】:
[0025]图1示出了一种已知的非同步降压型开关稳压器电路的简化示意图，在该电路中，一个滞后控制电路被用于在低负载电流水平下提高效率。
[0026]参照图1，开关稳压器电路100在端子102提供了一个调节的直流输出电压Vtot(例如5伏)，用于驱动负载103，在图中简化为一个电阻，而它可能是一个便携式通信设备或其他的电池供电系统。稳压器100工作时,从电源获得一个未调节的电压Vin (例如一个12伏的电池)，它耦合到端子104。
[0027]稳压器100包括PWM控制电路120、迟滞控制电路140、控制选择器150和输出电路130。控制选择器150决定是PWM电路120还是迟滞电路140控制输出电路130。输出电路130在一个稳定的电压下为终端102提供电流。
[0028]输出电路130包括电容131、驱动器132、M0SFET134、二极管136、电阻137、电感138和电容139。M0SFET134其可以是P沟道或η沟道，它和二极管136都作为开关元件。MOSFET134与二极管136串联耦合在电源电压Vin和地之间，以形成一个非同步开关电路。在本文中，术语“非同步开 关电路”是指一个开关，它包括一个开关晶体管和一个二极管，其中晶体管由驱动信号驱动，并且二极管被动响应，使得晶体管和二极管相互配合以向负载供给电流。M0SFET134和二极管136通过输出电感器138交替向输出电容139提供电流。电感138和电容139使电流变得平滑，以为负载103提供一个稳定的电压。电阻137被串联耦合在电感138和端子102之间，它是一个小的感测电阻，用于生成与通过电感138的电流^成正比的电压信号。M0SFET134由驱动器132驱动，而驱动器通过迟滞控制电路140由PWM控制电路120控制。
[0029]PWM控制电路120是电流模式的脉冲宽度调制(PWM)电路，它在高平均负载电流时控制驱动器132的占空比，从而调节通过电感138的电流，使得输出电压Vott等于所需的稳压电压。振荡器122在一个恒定的频率下使控制逻辑121向驱动器132提供一个闭合脉冲。每个闭合脉冲会导致驱动器132将M0SFET134闭合，从而关断二极管136，并且使电感电流L增加。
[0030]当比较器129指示电流込已达到差分放大器128设定的值时，控制逻辑121关断M0SFET134。当电流込在电阻137两端产生的电压超过可控的偏移电压123时，此电压触发比较器129。偏移电压123正比于差分放大器128的输出端电压Ve。当控制逻辑121提供一个关断脉冲将M0SFET134关断时，Il以传统方式流过二极管136，但它同时减小。
[0031]差分放大器128将反馈电压Vfb (由电阻125和126将输出电压Vout分压得到)与参考电压127 (表示期望的输出电压)比较。当Vfb由于负载电流增大略有降低时，电压Ve增加，从而增大偏置电压123。这反过来又导致比较器129和控制逻辑121在每个开关周期中增加通过电感138的峰值电流，以达到负载所要求的电平。[0032]如上面所讨论的，功率损耗是由MOSFET的栅极电荷引起的栅极充电电流和开关频率所导致的，并在低输出电流时很显著。为了在低负载电流(例如小于最大额定输出的20%)时提供较高的效率，调节器100采用滞后控制电路140，用于代替PWM控制电路120控制M0SFET134的导通与关断。
[0033]低负载电流时，控制选择器150允许迟滞控制电路140控制驱动器132。迟滞控制电路140将MOSFET134导通，在种状态下，输出电压Vqut可在一段相当长的时间内通过输出电容139大致保持稳定。这种现有技术的特点减少了稳压器电路中的损失，因为M0SFET134在低得多的频率下实现开关，从而减少了栅极充电电流。在PWM和迟滞控制模式之间切换可手动或自动完成。例如，LTC1147通过限制PWM模式下的最小输出电流并且检测输出端电压的上升实现自动切换。
[0034]在上述操作状态下(B卩“迟滞模式”)，负载103基本上由输出电容器139提供功率。迟滞控制电路140监测反馈电压VFB。
[0035]当Vfb下降一个滞后量时，控制电路140使驱动电路132将M0SFET134闭合，仅以滞后量在需要时对输出电容139进行充电。如果负载电流保持得足够低，电容139将在一个MOSFET134的闭合周期后充电，之后MOSFET134截止。
[0036]因此，在轻负载时，稳压器100将M0SFET134闭合，只简单地为输出电容139充电。因此，Vqut在上限和下限阈值之间振荡。电路根据负载电流140进行调整，使M0SFET134闭合从而为输出电容139充电，从而即使在低输出电流下也可保持较高的效率。
[0037]图2是PWM和迟滞操作模式期间流经电感138的电流込的示意图。曲线201表现了在PWM模式的每个开关周期下，Il随着M0SFET134的导通和截止而增加和减小。曲线202表示迟滞模式下的込。如曲线202所示，Il在h期间增加，在此期间，MOSFET134导通从而为输出电容139充电。在丨2期间，M0SFET134被关断，二极管136导通，L减小。在t3期间，负载电流缓慢地为电容139放电，直到它达到预定的值。随着负载电流的减小，Vfb以较低的速率降低，延长了 t3的时间。因此，MOSFET134导通的频率减小，同时栅极充电电流相应减小。
[0038]迟滞模式下M0SFET134开关频率的变化在某些应用中是不希望得到的。例如在音频电路中将出现以下缺点，在足够低的负载电流下，开关频率可能会降低到音频范围。这可能会导致出现输出电压噪声，从而影响由开关稳压器供电的音频电路。
[0039]开关稳压器100可变频率的迟滞模式将产生另外一个缺点，即电感138本身可能也会产生噪音，而这是采用稳压器电路移动设备的用户所反感的。
[0040]在通信电路中，可变频率开关稳压器的另一缺点是，开关频率的谐波可能会干扰IF或RF射频通信电路。开关频率的高次谐波可能影响IF或RF信号。
[0041]一种已知的使开关稳压器的效率最大化的方法是提供两个或多个完整的开关稳压器，它们中的每一个在一个特定的输出电流下都是最有效的，控制电路在稳压器之间选择输出。这种方法的一个缺点是需要多个完整的稳压器，因此，它比单个稳压器更昂贵和笨重。
[0042]根据本发明得到的开关稳压器的电路和方法克服了上述开关稳压器电路的不足之处。图3示出了一个根据本发明的原则得到的恒定频率开关稳压器电路300，它可在宽电流范围内保持高效，并且有一个适应性强的输出电路。[0043]参照图3，开关稳压器300也包括图1中的PWM控制电路120。此PWM控制电路可以是图1中的类型，也可以利用其他已知的PWM控制电路来实现。如图3中所示，PWM控制电路120与图1中的PWM控制电路120基本上是相同的。唯一的不同是与外部电路的连接(例如，在图1中，迟滞控制电路140连接到PWM电路120，而在图3中，输出控制电路340被连接到PWM电路120)。电路300还包括适应输出电路330、输出控制电路340和控制路径电路350。如下面更详细的描述，在低负载电流水平下，输出控制电路340和控制路径电路350导致输出电路330使用小功率M0SFET335，而不是大功率M0SFET134。本发明的这一特征减少了开关驱动器的功耗，因为M0SFET335比M0SFET134有更小的栅极电荷。
[0044]根据本发明，开关稳压器300中的适应输出电路330在低负载电流时以如下方式工作。输出控制电路340包括比较器344和参考电压源347，此参考电压源提供参考电压Veef20如上面根据图1的讨论，差分放大器128的输出Ve响应于负载电流的减小而减小，并且因此作为负载电流的一个指标。当负载电流下降到Ve小于Vkef2时，电压比较器344的输出变为高电平。￥_2用于指示Ve，因此，不再需要大功率M0SFET134，小功率M0SFET335完全可以提供必要的负载电流。
[0045]输出电路330包括图1中输出电路130的以下元件:电容131、开关驱动器132、M0SFET134、二极管136、电容139、电感器138和电阻137。输出电路330还包括小的开关驱动器333和小的M0SFET335，这形成了第二个开关电路。驱动器333和M0SFET335分别小于驱动器132和MOSFET134。响应于比较器344的低输出电压，控制路径电路350将PWM电路120的控制信号加载至驱动器132，从而驱动M0SFET134。。响应于比较器344的高输出电压，控制路径电路350将驱动器132的控制信号撤去，并将其加载到驱动器333。
[0046]每个开关驱动器都包括一个空闲状态，当控制路径电路350将控制逻辑信号从驱动器的输入端撤去时，空闲状态将驱动器相应的MOSFET关断。因此，如果负载电流较低，当比较器344的输出电压是高电平时，PWM控制电路120控制M0SFET335的状态，从而为电感138提供必要的电流。此外 ，当比较器344的输出电压是高电平的情况下，大功率M0SFET134不工作，从而消除了为其栅极充电的开关驱动电流损失。
[0047]因此，根据本发明，电路300可在宽电流范围内保持高效，同时它工作在一个恒定的频率。在一个典型的应用中，Vkef2可以被设置等于Ve，而Ve是负载电流约为最大额定输出时的十分之一时得到的电压。在这种情况下，稳压器300从大功率M0SFET134切换到小功率M0SFET335。因此，小功率M0SFET335的尺寸通常是大功率M0SFET134的十分之一。这时的效率类似于传统的调节器，当工作在更高的负载电流时，根据本发明的适应输出电路，负载电流的范围可进一步扩大。
[0048]显而易见，虽然本发明针对图3讨论，且其稳压器包括非同步开关电路，但是本发明也可以使用同步开关电路。本文中，术语“同步开关电路”是指包括至少两个开关晶体管的开关，它们相互配合以在一个稳定的电压下向负载提供电流。图4示出了一个根据本发明的原则得到的具有自适应输出电路的高效开关稳压器电路，它采用同步降压配置。
[0049]参照图4，开关稳压器电路400包括:PWM控制电路120、输出控制电路340、和控制路径电路350，这些电路基本上类似于图3中稳压器300中的电路。电路400还包括同步开关输出电路430，它替换图3中的输出电路。如下面更详细的描述，输出控制电路340和控制路径电路350使输出电路430将一对大功率或小功率的同步切换开关晶体管置于工作状态。
[0050]参照图4，输出电路430包括图3中输出电路330的以下元件:顶部M0SFET134和335、驱动器132和333、电容131、电感138、电阻137和电容139。输出电路430还包括电感438、驱动器432和433和底部M0SFET434和435，其中M0SFET434大于M0SFET435，并且它们的比例与MOSFET134和335的比例相同。MOSFET对134和434与MOSFET对335和435各自单独形成同步开关电路。响应于PWM电路120的高电压控制信号，驱动器132将MOSFET134闭合以增加通过电感138的电流，或者驱动器333将M0SFET335闭合以增加通过电感438的电流。在这两种情况下，底部M0SFET434和435保持关断。响应于PWM电路120的低电压控制信号，驱动器432将底部M0SFET434导通以减少通过电感138的电流，或者驱动器433将底部M0SFET435导通以减少通过电感438的电流。在这两种情况下，顶部MOSFET134和335保持关断。根据本发明的原则，输出控制电路340根据所感测的负载电流，使控制路径电路350将PWM电路120的驱动信号加载到大功率MOSFET驱动器132和432或小功率MOSFET驱动器333和433，这类似于图3中的电路300。
[0051]此外，电感438提供了几个优点。首先，因为它用在低负载电流下，所以电感438通常大于电感138。这降低了流经M0SFET335和435的峰值电流，从而降低耗散损失。第二，将M0SFET335和435耦合至电感438而不是电感138，当M0SFET335和435工作时减少了大功率M0SFET134和434漏极上的电压摆幅，从而减少了流过M0SFET134和434的电容电流所造成的损耗。
[0052]显而易见，虽然本发明已参照图3和4进行了讨论，其中稳压器选择两个非同步的开关电路或两个同步的开关电路，但是本发明可以适应更复杂的稳压器输出电路中开关的尺寸和类型。同样显而易见的是，PWM控制电路120通常是这样设计的:Ve包括斜率补偿元件，从而使得它可能是负载电流的不准确指示。图5是一个根据本发明的原则得到的高效开关稳压器电路，它采用非同步和同步开关结合的开关电路，并纳入更复杂的自适应输出电路。
[0053]参照图5，稳压器500包括PWM控制电路120，其工作方式与图3和4中的PWM控制电路120基本相同。但是，图5中的PWM控制电路120还包括附加的外部连接，用于监测电阻137上的电压。稳压器500还包括输出电路530、输出控制电路540、开关逻辑550和反激式覆盖电路560。如下面更详细的描述，输出控制电路540、控制电路120和反激式覆盖电路560为开关逻辑550提供反馈信息，从而在低负载电流时使输出电路530操作M0SFET335和二极管535，并在高输出电流时操作M0SFET134和434。
[0054]输出电路530包括图4中的以下元件:M0SFET134、335和434，驱动器132、333和432，电容131，电感138，电阻137和电容139。电路530还包括二极管531(与耦合绕组538和电容539耦合)和535。MOSFET对134和434形成一个同步开关电路，而M0SFET335和二极管535形成一个非同步开关电路。耦合绕组538、电容539以及二极管531构成反激式升压电路，其在端子502提供了一个增强的输出。如下面更详细的讨论，开关逻辑550为驱动器132和432提供同步驱动信号，或为驱动器333提供一个非同步驱动信号，以提供电感138的电流，从而保持输出端102输出调节后的电压。
[0055]根据本发明的另一个特征，输出控制电路540直接检测电感电流，并以如下方式防止电流反转。输出控制电路540包括比较器344和参考电压347，它的操作方式基本上类似于图4中的电路340。在优选的实例中，参考电压347的值为0.63V。输出控制电路540还包括迟滞比较器546，此比较器监测电流通过电阻137所产生的电压，从而提供一个初级电流反馈。
[0056]按照本发明，当电阻137两端的电压超过一个滞后阈值时，比较器546的输出变为高电平。同样按照本发明，当电阻137两端的电压降低并且变为负值时，比较器546的输出变为低电压，从而指示电流的反转。滞后阈值比较器546和电阻137的值被选择，使比较器546根据电流等级改变状态，此时它操作输出电路530中的大功率M0SFET134和434。例如，如果电阻137的阻值为50毫欧，当电感电流超过300毫安时，迟滞阈值被设置为15毫伏，此时大功率MOSFET工作。
[0057]开关逻辑电路550以如下方式根据PWM电路120的控制信号和输出控制电路540的反馈信号为输出电路530提供驱动信号。在相对低的电流水平下，比较器344的输出为高电平，比较器546的输出为低电平。在这些条件下，开关逻辑使从PWM电路120得到的控制信号加载到驱动器333，从而驱动小功率M0SFET335。同样在这些条件下，开关逻辑使驱动器132和432为空状态，使M0SFET134和434保持关断，如上面根据图3和4所讨论的。
[0058]当比较器344的输出变为低电平或比较器546的输出变为高电平时，响应于通过电阻器137电流的增加，开关逻辑电路550检测出该变化，并将PWM电路120的控制信号从驱动器333撤去并加载到驱动器132和432。
[0059]在低电流水平下，驱动电路333把小功率M0SFET335闭合和关断，通过电感138的电流込在M0SFET335的每个闭合周期增大，在每个关断周期减小。如果负载103需要更多的电流，放大器128输出处的误差电压Ve增加，从而导致偏移电压123的增加。这导致了比较器129触发阈值的增加，从而使闭合周期结束及关断周期的开始。如果一个闭合周期结束之前，电感电流L增加到足够大，使得电阻137两端的电压超过比较器546的迟滞阈值，比较器546的输出变为高电平，从而使PWM电路120的控制信号加载到驱动器432。当PWM电路120的控制信号改变状态从而开始关断周期时，驱动器333将小功率M0SFET335关断并且驱动器432使大功率M0SFET434导通。当控制逻辑121的输出指示关断周期的结束时，比较器546的输出变为高电平，导致PWM电路120的控制信号被加载到驱动器132，而不是驱动器333。因此，大功率M0SFET134在随后的闭合周期导通。
[0060]同样按照本发明的原则，开关逻辑550保持M0SFET134和434的同步操作，直到比较器546检测到一个电感电流k的反向电流。电流的反转可能会发生在任何关断周期内，在这段时间内M0SFET434闭合，将电感138耦合到地。当比较器546的输出变为低电平时，表明比较器546已检测到一个反向电流，开关逻辑550立即将PWM电路120的控制信号从驱动器432撤除，使M0SFET434立即关断。
[0061]如果比较器546的输出电压在随后的闭合周期内保持为低电平，开关逻辑550将从PWM电路120得到的控制信号加载至驱动器333，而不是驱动器132，使M0SFET335的非同步操作在随后的闭合周期开启。因此，开关逻辑550为输出电路530选择适当的开关电路。在优选的实例中，开关逻辑550利用比较器344的输出信号作为一个覆盖信号，如果比较器344的输出信号改变为低电压，开关逻辑550使PWM电路120的控制信号被加载到驱动器132和432，从而开始下一个闭合周期。
[0062]显而易见，在反激式升压模式电路中，耦合绕组538、电容539、二极管531和端子502在非同步模式下将不能正常工作。当输出电路530中的MOSFET134和434处于同步操作模式下时，电感138和耦合绕组538形成一个变压器的初级和次级绕组，从而在端子502产生一个大于端子102的电压。在E2PEOM电路中，耦合绕组538通常使端子502提供12伏的电压。然而，如上所述，开关逻辑550通常选择非同步模式，使M0SFET434关断，如果比较器546检测到电感138中的电流反转，电感138将通过二极管535与地隔离。当二极管535将电感138与地隔离时，电感138和耦合绕组538不能用作变压器。
[0063]因此，根据本发明的另一个特征，反激式覆盖电路560提供一个信号，以防止当一个负载被加载到升压输出端502时开关逻辑550选择非同步模式。反激式覆盖电路560根据负载条件将大功率M0SFET134和434以如下方式置于同步操作模式。反激式覆盖电路560包括电阻562和564、比较器566、参考电压568。
[0064]当负载置于端子502时，电阻562和564使端子569处的电压下降到低于参考电压568VKEF3。这将导致比较器566的输出被保持在一个较高的电压下。比较566的高电压输入到开关逻辑550时，将覆盖输出控制电路540的反馈信号，造成开关逻辑550将PWM电路120的控制信号加载到同步驱动器132和432。同样根据本发明，在低电流时，用户可以将端子569接地以防止非同步操作。
[0065]显而易见，虽然上面已经讨论了根据本发明原则得到的图4和5中的同步开关稳压器，其特征在于，稳压器用两个开关装置提供负载电流，但是本发明也可以使用一个开关装置来提供负载电流。
[0066]同样显而易见，虽然上面已经讨论了根据本发明原则得到的图3-5电路，其特征在于，稳压器采用具有不同尺寸开关的两个或更多个输出电路，本发明也可以改进为根据负载电流的变化改变开关的数目。另外，一个驱动路径设备在多个开关驱动器之间选择，本发明也可以使用一个单一的开关驱动器。
[0067]此外，即使上述开关稳压器通过降压和反激式配置实现，根据本发明的原则也可以使用其他类型的开关稳压器配置，包括升压和极性反转配置。此外，虽然在上面讨论的例子中开关电路用于开关稳压器，但是根据本发明得到的开关电路普遍适用于任何类型的开关，其中可以根据工作状态选择不同大小的开关。
[0068]因此，本发明提供了一种工作在恒定频率且可在宽电流范围内保持高效的开关稳压器电路。
[0069]尽管本发明已通过具体的例子体现，但是上述例子只是为了说明本发明而不应限制本发明。应当指出，只要没有脱离本发明的实质并且符合权利要求中的定义，在上述例子上做适当修改仍属本发明的范畴。
【权利要求】
1.一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，其特征是:此开关稳压器电路具有一个用于连接到输入电源的输入端，一个用于为负载提供稳定输出电压的输出端，上述稳压器电路还包括:一个输出电路耦合在上述输入端和输出端，用于在调节电压下向上述负载提供负载电流，此输出电路包括:一个自适应开关电路，用于将电流从第一个节点(耦合到输入端)耦合到第二个节点，此自适应开关电路包括:第一开关电路耦合在上述第一和第二个节点之间，第二开关电路耦合在上述第一和第二个节点之间；一个控制电路耦合到上述输出电路，用于为输出电路提供一个控制信号，上述控制信号基于(至少部分基于)输出端子处的调节电压；一个输出控制电路耦合到上述控制电路，基于(至少部分基于)上述负载电流提供一个输出控制电路信号；一个控制路径电路耦合到上述自适应开关电路和输出控制电路，根据上述输出控制电路信号为控制电路中的控制信号选择路径(至少是上述第一和第二开关电路中的一个)，从而在即使很低的负载电流下使开关稳压器电路保持高效。
2.根据权利要求1所述的一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，其特征是:上述第一和第二开关电路都包括一个开关晶体管，并且第一开关电路中的开关晶体管大于第二开关电路中的开关晶体管。
3.根据权利要求1所述的一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，其特征是:上述控制信号用于打开或关闭第一和第二开关电路中的一个，同时保持其他开关电路处于断开状态。
4.根据权利要求1所述的一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，其特征是:上述控制电路包括一个差分放大器，用于提供第一反馈信号，此第一反馈信号与输出端电压和一个参考电压之间的差值成比例，上述控制路径电路根据第一反馈信号将稳压器置于第一或第二状态。
5.根据权利要求1所述的一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，其特征是:上述输出电路还包括一个耦合到输出端的感测电阻，此感测电阻根据供给到输出端的电流产生一个检测电压，并且上述控制路径电路根据此检测电压将稳压器置于第一或第二状态。
6.根据权利要求5所述的一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，其特征是:响应于供给到负载的电流，上述稳压器的工作状态由输出控制电路确定，如果上述检测电压超过第一阈值，控制路径电路使稳压器工作在第一状态，如果上述检测电压低于第二阈值，控制路径电路使稳压器工作在第二状态。
7.根据权利要求6所述的一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，其特征是:上述开关控制信号有一个恒定的频率。
8.根据权利要求7所述的一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，其特征是:上述开关控制信号是脉冲宽度调制信号。
9.根据权利要求8所述的一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器，其特征是:当上述检测电压超过第一反馈信号时，开关控制信号被断开。
【文档编号】H02M3/158GK103618457SQ201310613168
【公开日】2014年3月5日 申请日期:2013年11月27日 优先权日:2013年11月27日
【发明者】不公告发明人 申请人:苏州贝克微电子有限公司