一种宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构的制作方法
【专利摘要】本发明公开了一种宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，包括三电平Boost升压电路，其中，三电平Boost升压电路的正、负输入端分别接光伏阵列的正、负极，光伏阵列的直流电压输入三电平Boost升压电路后再依次经过三相桥逆变器、滤波器和升压变压器后以交流电压输出；本发明所设计的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构能够实现大功率光伏逆变器的宽范围直流输入，提高了光伏阵列直流电压利用率，降低了电路功率损耗；提高了整套光伏系统的发电效率，减小交流输出电流和电缆截面，降低了电站初期投入成本，为电站创造更多效益；为后续大型风光互补的共直流并网系统提供了可能性。
【专利说明】一种宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构
【技术领域】
[0001] 本发明涉及光伏发电领域，特别是一种宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的 拓扑结构。
【背景技术】
[0002] 随着世界能源格局的变更，光伏发电日益成为各国深入研究、大力发展的热点，如 何充分利用光伏阵列所转换的能量，提高光伏转换效率，一直是光伏系统研究的重要方向； 现在主流的光伏逆变器多采用最大功率点跟踪技术（MPPT)来实现太阳能的充分利用，即使 光伏阵列始终工作在此时外部环境下的最大功率点，以便最优化利用太阳能。
[0003] 现在光伏电站主流的光伏逆变器直流输出交流电压多为270V或315V的低压系 统，直流输入电压在950V以内，通常以500kW(或630kW)为一个单元组，若要实现MW级的容 量则需要采用多套逆变器并联输出或输出到三绕组变压器；由于受到功率器件电流等级、 电站线缆投入成本的限制，单级无隔离式500kW (或630kW)逆变器的启动电压一般为450V 或500V，难以充分利用光伏阵列电压；现有逆变器输出电压一般为270V或315V系统，当大 容量满功率甚至过载1. 1倍的时候，电流很大，会导致过高的开关应力、电路损耗、电磁干 扰，而且大电流等级给开关设备的选择带来困难。
[0004] 对于单级500kW(或630kW)机型来说，315V系统的MPPT范围为500V到820V，270V 系统的MPPT范围为450V到820V，这中间有50V的电压差，一般是通过多串一两块组件来解 决；但在实际上，遇到阴雨天时，电压在450V到500V之间还是有比较多的时间，所以总的发 电时间，后者要比前者多；正常天气时，阵列电压在200V到450V之间的时间也很多（早晨与 傍晚时居多)，此时阵列能够输出的功率大于设备、线路损耗；基于此，有厂家在前级加了传 统Boost电路，提高了光伏阵列电压利用率，但仍未解决交流输出侧电流过大所带来的困 扰。
【发明内容】
[0005] 本发明所要解决的技术问题是，克服现有技术的缺点，提供一种宽直流输入和高 压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，能够实现大功率光伏逆变器的宽范围直流输入，提高 了光伏阵列直流电压利用率，降低了电路功率损耗；提高了整套光伏系统的发电效率，减小 交流输出电流和电缆截面，降低了电站初期投入成本，为电站创造更多效益；为后续大型风 光互补的共直流并网系统提供了可能性。
[0006] 为了解决以上技术问题，本发明提供一种宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器 的拓扑结构，包括直流母线、三相桥逆变器、滤波器和升压变压器，还包括三电平Boost升 压电路，三电平Boost升压电路的正、负输入端分别接光伏阵列的正、负极，光伏阵列的直 流电压输入三电平Boost升压电路后再依次经过三相桥逆变器、滤波器和升压变压器后以 交流电压输出。
[0007] 技术效果：上述技术方案能够实现大功率光伏逆变器的宽范围直流输入，提高了 光伏阵列直流电压利用率，降低了电路功率损耗，提高了整套光伏系统的发电效率；可将交 流输出电压提高一个等级，降低了功率器件、滤波设备、铜排、并网开关、变压器等的电流等 级，节省逆变器成本的同时也为电站创造更多效益。
[0008] 本发明进一步限定的技术方案是： 进一步的，前述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，三电平Boost 升压电路的具体结构为： 正输入端上串联有一电感且经过该电感后分别连接第一快恢复二极管的阳极及第一 功率开关管的集电极，负输入端连接第二功率开关管的发射极及第二快恢复二极管的阴 极，第一功率开关管的发射极与第二功率开关管的集电极连接，形成中性点，正、负输入端 之间设置有一充放电电容； 还包括串联连接的第一、第二直流支撑电容，第一、第二直流支撑电容的自由端分别连 接第一快恢复二极管的阴极及第二快恢复二极管的阳极，第一、第二直流支撑电容之间的 中性点与第一、第二功率开关管之间的中性点连接，同时，第一快恢复二极管的阴极及第二 快恢复二极管的阳极分别通过直流母线连接三相桥逆变器的输入端。
[0009] 前述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，交流滤波器为LC型 滤波器，其三条线路上各串联一电感作为输入端，其输出端上，三条线路中的任意两条分别 串联一电容。
[0010] 前述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，交流滤波器为LC型 滤波器，其三条线路上各串联一电感作为输入端，其输出端上，三条线路分别各连接一电容 的一端，三个电容的另一端相互连在一起。
[0011] 前述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，交流滤波器为LCL型 滤波器，其三条线路上各串联有两个电感，即分别作为输入端和输出端，位于输入、输出端 之间的三条线路中的任意两条分别分别串联一电容。
[0012] 前述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，交流滤波器为LCL型 滤波器，其三条线路上各串联有两个电感，即分别作为输入端和输出端，位于输入、输出端 之间的三条线路分别各连接一电容的一端，三个电容的另一端相互连在一起。
[0013] 本发明还设计了一种宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构的应用 方法，当光伏阵列的输出最佳电压低于525V时，则升压至第一、第二直流支撑电容，各为 525V，每一个升压周期具体步骤如下： (1) :第一、第二功率开关管均导通，给电感充电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； (2) :第二功率开关管导通，第一功率开关管关断，由电感给第一直流支撑电容充电，导 通信号为上述的互补信号； (3) :第一、第二功率开关管均导通，给电感充电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； (4) :第一功率开关管导通，第二功率开关管关断，由电感给第二直流支撑电容充电，导 通信号为上述的互补信号； 并通过检测第一、第二直流支撑电容的电压来进行中性点电压平衡控制。
[0014] 当光伏阵列输出最佳工作电压高于525V时，有两种工作状态： 第一种为第一、第二功率开关管同时导通或者同时关断，等效于传统Boost电路，直接 将输入电压升到1050V，此时每一个升压周期具体步骤如下： 第一、第二功率开关管同时导通，给电感储能充电，导通时间由阵列电压闭环控制得 出； 第一、第二功率开关管均关断，由电感给第一、第二直流支撑电容整体充电，IGBT信号 与上述相反； 第二种工作状态为第一、第二功率开关管不同时导通，降压给第一、第二直流支撑电容 和电感储能，具体步骤如下： 第一功率开关管导通，第二功率开关管关断，降压给第二直流支撑电容和电感储能充 电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； 第一、第二功率开关管关断，由电感给第一、第二直流支撑电容整体充电，IGBT信号与 上述相反； 第一功率开关管导通关断，第二功率开关管导通，降压给第一直流支撑电容和电感储 能充电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； 第一、第二功率开关管关断，由电感给第一、第二直流支撑电容整体充电，IGBT信号与 上述相反； 通过检测第一、第二直流支撑电容的电压来进行中性点电压平衡控制。
[0015] 本发明的有益效果是： 本发明中Boost电路能实现升压(按升压至525V计算)，拓宽了直流输入电压范围，提 高了光伏阵列电压利用率，有效提高了电站日均发电量； 当光伏阵列最佳工作电压小于525V时，Boost采用分时分段升压方式，仅升压至525V ; 当电压高于525V时，降压给电容充电和电感储能，升压至1050V，给两电容同时充电，与传 统的两电平升压电路直接升到1050V相比，升压比大幅降低，等效开关频率提高一倍，电感 值减少，升压效率提高，成本降低； 本发明提高了逆变器母线电压和交流输出电压，使得通过半电体开关器件的电流减 小，减小了开关应力，降低了开关损耗和线路自损，减少了 EMI电磁干扰； 当太阳落山后光伏阵列没有电压，此时可将Boost电路的中间两只功率开关管开通， 即将光伏方阵输出端短路，这样可有效缓解方阵因 PID (电位诱发衰减)而引起的功率衰减， 延长了方阵使用寿命； 本发明提高了交流侧电压等级，同等功率情况下较270V系统节省60%的电缆，较315V 系统节省54%的电缆；降低了滤波器上的电流等级，成本至少降低5%以上； 本发明能够实现单机MW级及以上功率，比传统多台500kW (或630kW)并联方案可减少 至少一路三相桥逆变电路，提高了逆变器设备利用率，减小了丽级机器结构尺寸，降低了 设备成本； 本次发明的交流输出电压为690V，与风变变流器的输出电压等级一致，有利于电站后 期的升级改造，更容易实现风光互补，方便风电和光电并入大电网前的系统静态、动态调 试； 和传统的Boost升压电路相比，新型Boost电路用了两个两单元开关管串联，在输入电 压相同的情况下，每个功率器件的CE端只承受输出电压的一半，可以用耐压低的功率开关 管。
【专利附图】
【附图说明】
[0016] 图1为本发明所设计的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构原理 图； 图2为本发明中直流侧两路并联实现MW级的拓扑结构； 图3为本发明中LC滤波器星型联结示意图； 图4为本发明中LC滤波器角型联结示意图； 图5为本发明中LCL滤波器星型联结示意图； 图6为本发明中LCL滤波器角型联结示意图。
【具体实施方式】
[0017] 实施例1 如图1所示，本实施例提供的一种宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结 构，三电平Boost不共地式升压电路内含功率器件，Dl、Dl'、D2和D2'是功率器件IGBT内 置的快恢复型二极管；直流支撑电容两两串联，其中性点与两单元IGBT串联的中性点相连 作为钳位支撑电容，保证每只二单元IGBT母线电压为525V ;逆变器母线电压为1050VDC，三 相逆变器采用SVPWM控制策略，输出690V交流电经滤波后输入并网变压器； 当输入端（即光伏阵列输出)最佳工作电压低于525V时，升压到Cdl和Cd2,各为525V， 每一个升压周期包含如下步骤： Sal'与Sa2导通，给电感充电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； Sa2导通，Sal'关断，由电感给电容Cdl充电，导通信号为上述的互补信号； Sal'与Sa2导通，给电感充电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； Sal'导通，Sa2关断，由电感给电容Cd2充电，导通信号为上述的互补信号； 通过检测上下两电容的电压来进行中点电压平衡控制； 当输入端（即光伏阵列输出）最佳工作电压高于525V时，有两种工作状态，第一种为 Sal'与Sa2同时导通或者同时关断，等效于传统Boost电路，直接将输入电压升到1050V， 此时每一个升压周期步骤如下： Sal'和Sa2同时导通，给电感储能充电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； Sal'与Sa2关断，由电感给电容Cdl和Cd2整体充电，IGBT信号与上述相反； 第二种工作状态为Sal'与Sa2不同时导通，降压给电容Cdl或Cd2和电感储能，同时 关断时给两电容同时充电，步骤如下所示： Sal'导通，Sa2关断，降压给电容Cd2和电感储能充电，导通时间由阵列电压闭环控制 得出； Sal'与Sa2关断，由电感给电容Cdl和Cd2整体充电，IGBT信号与上述相反。
[0018] Sal'关断，Sa2导通，降压给电容Cdl和电感储能充电，导通时间由阵列电压闭环 控制得出； Sal'与Sa2关断，由电感给电容Cdl和Cd2整体充电，IGBT信号与上述相反； 通过检测上下两电容的电压来进行中点电压平衡控制； 基于上述工作控制原理，可以看出，本次发明的新型三电平Boost不共地式升压电路， 与传统的两电平升压电路直接升到1050V相比，升压比大幅降低，开关频率等效提高一倍， 电感值减少，升压效率提高，成本降低； 如图2所示，在具体实施例中，能够选用两组三电平Boost不共地式升压电路进行并 联。
[0019] 实施例2 如图3和图4所示，若交流滤波器为LC型滤波器，则其三条线路上各串联一电感作为 输入端，其输出端上，三条线路中的任意两条分别串联一电容，即星型联结；或交流滤波器 为LC型滤波器，其三条线路上各串联一电感作为输入端，其输出端上，三条线路分别各连 接一电容的一端，三个电容的另一端连在一起，即角型联结； 实施例3 如图5和图6所示，若交流滤波器为LCL型滤波器，其三条线路上各串联有两个电感， 即分别作为输入端和输出端，位于输入、输出端之间的三条线路中的任意两条分别分别串 联一电容，即星型联结；或交流滤波器为LCL型滤波器，其三条线路上各串联有两个电感， 即分别作为输入端和输出端，位于输入、输出端之间的三条线路分别各连接一电容的一端， 三个电容的另一端连在一起，即角型联结。
[0020] 以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是 按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围 之内。
【权利要求】
1. 一种宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，包括直流母线、三相桥逆 变器、滤波器和升压变压器，其特征在于，还包括三电平Boost升压电路，所述三电平Boost 升压电路的正、负输入端分别接光伏阵列的正、负极，光伏阵列的直流电压输入三电平 Boost升压电路后再依次经过三相桥逆变器、滤波器和升压变压器后以交流电压输出。
2. 根据权利要求1所述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，其特征 在于，所述三电平Boost升压电路的具体结构为： 正输入端上串联有一电感且经过该电感后分别连接第一快恢复二极管的阳极及第一 功率开关管的集电极，负输入端连接第二功率开关管的发射极及第二快恢复二极管的阴 极，第一功率开关管的发射极与第二功率开关管的集电极连接，形成中性点，正、负输入端 之间设置有一充放电电容； 还包括串联连接的第一、第二直流支撑电容，所述第一、第二直流支撑电容的自由端分 别连接第一快恢复二极管的阴极及第二快恢复二极管的阳极，第一、第二直流支撑电容之 间的中性点与第一、第二功率开关管之间的中性点连接，同时，第一快恢复二极管的阴极及 第二快恢复二极管的阳极分别通过直流母线连接三相桥逆变器的输入端。
3. 根据权利要求1或2所述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，其 特征在于，所述交流滤波器为LC型滤波器，其三条线路上各串联一电感作为输入端，其输 出端上，三条线路中的任意两条分别串联一电容。
4. 根据权利要求1或2所述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，其 特征在于，所述交流滤波器为LC型滤波器，其三条线路上各串联一电感作为输入端，其输 出端上，三条线路分别各连接一电容的一端，三个电容的另一端相互连在一起。
5. 根据权利要求1或2所述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，其 特征在于，所述交流滤波器为LCL型滤波器，其三条线路上各串联有两个电感，即分别作为 输入端和输出端，位于输入、输出端之间的三条线路中的任意两条分别分别串联一电容。
6. 根据权利要求1或2所述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构，其 特征在于，所述交流滤波器为LCL型滤波器，其三条线路上各串联有两个电感，即分别作为 输入端和输出端，位于输入、输出端之间的三条线路分别各连接一电容的一端，三个电容的 另一端相互连在一起。
7. 基于权利要求2所述的宽直流输入和高压交流输出光伏逆变器的拓扑结构的应用 方法，其特征在于，当光伏阵列的输出最佳电压低于525V时，则升压至第一、第二直流支撑 电容，各为525V，每一个升压周期具体步骤如下： (1) :第一、第二功率开关管均导通，给电感充电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； (2) :第二功率开关管导通，第一功率开关管关断，由电感给第一直流支撑电容充电，导 通信号为上述的互补信号； (3) :第一、第二功率开关管均导通，给电感充电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； (4) :第一功率开关管导通，第二功率开关管关断，由电感给第二直流支撑电容充电，导 通信号为上述的互补信号； 并通过检测第一、第二直流支撑电容的电压来进行中性点电压平衡控制； 当光伏阵列输出最佳工作电压高于525V时，有两种工作状态： 第一种为第一、第二功率开关管同时导通或者同时关断，等效于传统Boost电路，直接 将输入电压升到1050V，此时每一个升压周期具体步骤如下： 第一、第二功率开关管同时导通，给电感储能充电，导通时间由阵列电压闭环控制得 出； 第一、第二功率开关管均关断，由电感给第一、第二直流支撑电容整体充电，IGBT信号 与上述相反； 第二种工作状态为第一、第二功率开关管不同时导通，降压给第一、第二直流支撑电容 和电感储能，具体步骤如下： 第一功率开关管导通，第二功率开关管关断，降压给第二直流支撑电容和电感储能充 电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； 第一、第二功率开关管关断，由电感给第一、第二直流支撑电容整体充电，IGBT信号与 上述相反； 第一功率开关管导通关断，第二功率开关管导通，降压给第一直流支撑电容和电感储 能充电，导通时间由阵列电压闭环控制得出； 第一、第二功率开关管关断，由电感给第一、第二直流支撑电容整体充电，IGBT信号与 上述相反； 通过检测第一、第二直流支撑电容的电压来进行中性点电压平衡控制。
【文档编号】H02M1/12GK104218831SQ201410486896
【公开日】2014年12月17日 申请日期:2014年9月22日 优先权日:2014年9月22日
【发明者】周细文, 周金博, 张伟 申请人:周细文